ESCUELA FACULTAD POLITÉCNICA DE NACIONAL INGENIERÍA ELÉCTRICA TESIS DE GRADO DISEÑO DE UN PANEL INSTRUMENTAL APLICACIONES ELECTROQUÍMICAS Por: PARA BAYARDO SÁNCHEZ TESIS P R E V I A A LA O B T E N C I Ó N DEL TITULO DE INGENIERO EN LA ESPECIALIZAC ION DE ELECTRO^ NICA Y T E L E C O M U N I C A C I O N E S Quito, Marzo de 1981 CERTIFICADO Por la presente, certifico que constate el funcionamiento y la realización de las pruebas de trabajo del equipo que el señor Bayardo Sánchez Viteri ha diseñado como parte su de Tesis de Grado, el mismo que consta de una fuente regulada de voltaje, de una fuente regulada de corriente, de un plificador variable D.C. y un medidor de señales, am- habiendo constatado que funciona con sujeción a las especificaciones con las que fue diseñado con finalidades electroquímicas. Quito, Octubre 28 de IngC Freddie E. Orbe M. Profesor de Electroquímica de la Fac. de Ing. Química 1980 Certifico, que el presente trabajo ha sido elaborado en su totalidad por el se^ ñor Bayardo Sánchez. ING-»—tUI S B ARA J'A S DIRECTOR DE SIS A MIS PADRES Y HERMANOS AGRADECIMIENTO A mi Director de Tesis Ing. L u i s Barajas y al Ing. Erwin Barriga, quienes me guiaron en la r e a l i z a c i ó n del presente tra_ bajo. Í N D I C E CAPITULO I.Pág 1.1. 1.2. 1.3. Introducción Justificación de los instrumentos Consideraciones generales respecto a cada modulo, diagramas de bloques de cada uno de ellos 1 2 3 CAPITULO II.ANALISIS Y DISEÑOS 2.1. 2.2. 2.3. 2.4. 2.5. Fuente de voltaje regulada Fuente de corriente regulada Medidor de señales DC Amplificador DC de ganancia variable y elevador de corriente Alimentación de los circuitos 16 40 56 58 67 CAPITULO III.3.1. Respuestas obtenidas, conclusiones, recomendaci^ nes 79 APÉNDICE I 82 APÉNDICE II 83 APÉNDICE III 84 APÉNDICE IV 86 C A P I T U L O I 1.1. INTRODUCCIÓN La presente tesis ha sido desarrollada para dar facilidades a los laboratorios de la Facultad de Ingeniería Química análisis de Electroquímica, Electrolítica, en el Cronopotenciometría etc. La tesis consta de tres módulos: El primer modulo es una fuente de voltaje regulada, en un ran_ go variable de O a 20 voltios D.C. y con una corriente máxima de salida de 4 Amperios^ esta fuente regulada tiene un selec_ tor de sobrecorrientes de rango variable, el mismo que cumple las funciones de limitar la corriente cuando exista sobrecar_ gas, y también como protección para corto-circuitos por tiem po indefinido. El segundo modulo es una fuente de corriente regulada en un rango variable de O a 2 amperios, su voltaje mas alto no exce^ derá los 15 voltios, además este modulo tiene un selector de sobrevoltajes en 4 rangos, selector que sirve para limitar el voltaj e de salida VQ en caso de existir sobrecargas y también sirve como protección para circuito abierto por tiempo indef±_ nido. El tercer modulo comprende dos partes: La una es un amplificador D.C. para ganancias 1, 5, 10, 50, 100 y 500 veces la señal, incluyendo un medidor de senales,el mismo que cuenta con escalas de selectividad para obtener ma^ yor apreciación en las lecturas de las señales. La segunda par_ te consiste de un elevador de corriente, que sirve para sum_i nistrar corriente necesaria, cuando lo requieran. 1.2. JUSTIFICACIÓN DE LOS INSTRUMENTOS Usualmente en los laboratorios de Ingeniería Química se re- quieren realizar análisis de sustancias, investigaciones 6 a_ plicac iones industriales, para lo cual se requiere de un equi_ po mínimo de trabajo, el mismo que deberá cumplir con requji rimientos y especificaciones propias para dicho laboratorio. Las especificaciones y rangos han sido seleccionados de acuer_ do al tipo de experimentos, invest igaciones que se llevarán a efecto. La fuente de corriente regulada ha sido diseñada, puesto que en las técnicas de Intenciestato durante todo el proceso se requiere que la corriente permanezca constante, de igual ma_ ñera la fuente de voltaje regulada ha sido diseñada para cum plir con las técnicas del uso del potenciostato, puesto que en este análisis se requiere que el voltaje permanezca con_s_ tante aún cuando existan variaciones en la carga. La fuente del voltajetiene un selector de sobrecorrientes y la fuente regulada de corriente tiene un selector de sobre- voltajes: estos selectores permiten seleccionar previamente el rango de trabajo, así como también evitar cualquier daño a los instrumentos, cuando se produzcan corto-circuitos o f a_ lias en la operación de los instrumentos. Paralelamente a los diferentes análisis que se realizan, se requiere conocer los efectos ocurridos o medirlos para lo cual se usarán sensores o electrodos cuyas señales son débiles se requieren amplificarlas m.ediante un amplificador D.C, y de ganancia variable y si es necesario elevar la potencia, para lo cual usaremos un elevador de corriente, por último se cesitará medir las señales para lo cual se usará ne_ un me didor con selector de escalas, para tener una me j or aprecia. clon en las lecturas. 1.3. CONSIDERACIONES GENERALES RESPECTO A CADA MODULO: DIA- GRAMAS DE BLOQUES DE CADA UNO. DE ELLOS Tomando en consideración las especificaciones mencionadas en la introducción, realizare un análisis para escoger los ci£ Güitos más adecuados, que cumplan satisfactoriamente querimientos propuestos en el Laboratorio de los re^ Electroquímica (Facultad de Ingeniería Química) . FUENTE 'REGULADA DE VOLTAJE Es un circuito electrónico, en el que se requiere que el vol^ taje de salida Vo permanezca constante a variaciones del vol_ taje de línea, y variaciones de carga (hasta un valor terminado) . Como circuitos reguladores se pueden mencionar: - Reguladores en base a diodos zener o tubos de gas. - Reguladores con seguidor de emisor . - Reguladores con real im en tac ion. REGULADORES EN BASE A DIODOS ZENER O TUBOS DE GAS Como parámetros principales, para estos reguladores se pr ed^ deran: El voltaje de ruptura V~** , máxima corriente permitida Ijj T 5 ,má niax ~~ xima p o t e n c i a de d i s i p a c i ó n Pp= V z .I z +I z 2 .rd , r e s i s t e n c i a dina_ mica rd, que es la r e s i s t e n c i a de la c u r v a de r u p t u r a de un zener. IL Rl r n Iz ]f ^ r in í) "- ^ Vo=Vz f Fig. 1.1. R e g u l a d o r con t u b o de gas IL Ri Vin S RL^ *-'' Fig. 1.2. Regulador con diodo zener Haciendo referencia a la Fig. 1.2. Vemos que si V¿n o RL aumentan, Iz crece y la caída de tensión en RT. > q ue es igual a Vz permanece constante, de igual mane- ra si V¿n o RL disminuyen Iz disminuye. El valor de RI debe asegurar que la corriente en el zener sea siempre menor que la máxima permitida, es decir: > ~ 1 V. ^ - V in max z Iz max Con ello RI cumple como resistencia limitadora, evitando una excesiva disipación de potencia, como también estabilizar V 0 frente a variaciones de Vfn. El mínimo valor de RL » para que se conserve la regulación e_s_ ta dado por: R. A min V-,- -1 R L min > min V m a x ~ z min (Ref.1) Para aumentar la corriente máxima permitida, se pueden tar dos diodos zener en paralelo, como se muestre en la Fig. 1.3. por lo cual se deben colocar resistencias Ra, RS en se- rie con los diodos, para distribuir en forma igual rrientes, estas resistencias las co- degradarían la regulación: Ri RL Fig. 1.3. Vo Reguladores con diodos zener conectados en paralelo De lo expuesto anotamos las características más importantes de los reguladores en base a diodos zener. 1.- Si el voltaje de entrada V in - es variable, se debe usar diodos zener, con voltajes V z menores que el menor voltaje de entrada. 2.- La corriente en el zener, al máximo voltaje de entrada, puede llegar a ser mayor que la corriente de carga, esto hace que en este tipo de regulador se desperdicie potencia» por lo que se usa solo para casos en que la poten- cia de salida es baja y se requiere poca corriente IT. - REGULADORES CON SEGUIDORES DE EMISOR Este tipo de reguladores se caracterizan porque usan el diodo zener para compensar las variaciones en la corriente base del transistor, además pasa toda la corriente de por el transistor T (Fig. 1.4.). de carga IE Ri IL Vin 2S lz Fig. 1.4. Regulador con seguidor de emisor Para diseñar un regulador de este tipo es necesario conside^ rar: corriente de colector máximo Ic(máx) igual a la co- rriente máxima de carga IT (máx) , voltaje de ruptura colector a' base, con emisor abierto VCJJQ y voltaje de ruptura de co- lector a emisor con la base abierta VC E Q. En condiciones nor_ males el voltaje de ruptura de colector a emisor con la base en corto circuito con el emisor Ve ES > determina el valor de VCE» P or tanto se debe garantizar: V CES > V EC máx = Vin (máx) - Vo (mín) y en el peor de los casos de que existiría un corto circuito o se elimina el elemento de referencia, debería cumplirse : V CEQ > vCE(máx) = vin(max); aquí vemos <lue P ara valores gran_ des de V^ no se podría cumplir con este requerimiento, por ütlimo para elegir el transistor a utilizarse es necesario co_ nocer la potencia de disipación que es En el regulador mostrado en la Fig. 1.4., en caso de producir^ se un corto circuito en la salida, se puede producir trucción del regulador, por lo que es necesario que se la desagre- guen un limitador de corrientes y protección para corto-circuíto. " REGULADOR DE VOLTAJE CON REALIMENTACION En base al análisis realizado con respecto a los reguladores de tensión, para cumplir con las especificaciones indicadas en la introducción, en lo que respecta a la fuente regulada de voltaje, necesitamos mejorar aún más dicha fuente. Para conseguir una me j or regulación de la fuente de volta- je sería necesario de alguna manera compensar la subida o ba_ jada del voltaje de entrada V¿n, o variaciones en la carga, para ello necesitamos' diseñar un circuito con realimentac ion el mismo que funciona tomando una muestra del voltaje de sa_ lida y comparándola con una referencia, de la comparación, de estas dos señales se obtiene una señal de error, la misma que después de ser amplificada excita al elemento de control pa_ ra que esta tienda a reducir el error a cero, además por ana_ lisis anteriores se concluye que se requiere necesariamente, un limitador de corriente y protección para corto circuito por tiempo indefinido, esto se ilustra en la Fig. 1.5. -Vin-Vo CIRCUITO DARLINGTON (6) Vo SELECTOR DE SOBRECORRIENTES (5) (4) Vin AMPLIFICADOR COMPARADOR (2) I \A JL Fig. 1.5. Diagrama de bloques para un regulador de voltaje Para comenzar el análisis de la Fig. 1.5. se supone que el vo_l taje de entrada V¿n de la fuente varía un AV¿ n p O r alguna razón este cambio de voltaje V¿n , causa un cambio de voltaje de sa_ lida A V o , puesto que la fracción ex de la tensión de salida V o , se aplica a la entrada del amplificador de error, el cambio en la tensión de error er será "CtAVo , Debido a que el voltaje entre colector y emisor de control es V¿ del elemento - V 0 y también debido a que el elemento de control y el amplificador o amplificadores de errores se encuen_ tran en cascada, se puede aplicar la siguiente relación: A(Vin - Vo) = a AV 0 G i . G 2 (l.D GI - función de transferencia de voltaje o ganancia del amplificador de error. G2 = función de transferencia de voltaje del elemento de trol. De 1.1. tenemos : AVo 1 a Gl G2 aquí se puede ver en lo que respecta a las variaciones del vol^ taje de entrada V¿n, el regulador mejora la estabilidad de sa_ lida por un factor igual a la ganancia total de trayectoria ct Gl Gz del sis tema de control. Además utilizando la ecuaci6n: A V o = pAV¿n + a A!L referencia (2) , 10 Donde los coeficientes se definen como: A V, P = AVin ; factor de regulación de la fuente AIL = O a = ; resistencia de salida AVin = O Cuanto menores sean los coeficientes p, a, mejor será la regu_ lacion de la fuente, por tanto, si queremos obtener una mejor regulación de la fuente, (haciendo referencia a la ecuación 1.1) deberíamos aumentar la ganancia de G l 5 G 2 , 6 aumentar la ganancia utilizando amplificaciones en cascada. Con este tipo de regulador se puede obtener algunas ventajas: - Mejorar la regulación. - Una mayor ganancia de G l 5 62» Gn con la cual se puede bajar el rizado, mucho más del valor que posee después de pasar la señal por el rectificador y el filtro. - Protección del circuito para sobrecorrientes y corto-ciri tos. El diseño completo de este regulador lo detallamos en el tulo II. FUENTE DE CORRIENTE REGULADA Es un circuito electrónico que tiene por objeto mantener cons_ tante la corriente de salida IT, una vez seleccionada dicha 11 corriente, por tanto, no deberían influenciar las variaciones del voltaje de línea o variaciones en la carga. Existen varios circuitos que se pueden diseñar como regulad^ res de corriente, como referencia antes de escoger el circu^ to más apropiado para que cumpla con las especificaciones da^ das, hacemos referencia a los siguientes: - REGULADOR DE CORRIENTE EN BASE A UN TRANSISTOR 4-Vcc RA -Vcc Fig. 1.6. Circuito de una fuente de corriente en base a un transistor . El circuito de la Fig. 1.6. muestra un regulador de corriente, Realizando un breve análisis podremos decir: Si R, disminuye. I, se incrementaría, produciéndose un incre^ L ij mentó del voltaje Vg^» como V BN permanece prácticamente cons_ tante, al subir VEN» disminuirá V B E , lo que provocaría una dis minucion de IB e IL, por tanto, el incremento inicial de IL ha s ido compensado , Con el circuito reguladcrde corriente de la Fig. 1.6. no se po_ 12 drá cumplir con los requerimientos dados, ya que se necesita seleccionar la corriente en un rango de O a 2 Amperios, tener una muy buena regulación y una alta impedancia de salida. En parte lo dicho, se puede mejorar con: - REGULADOR DE CORRIENTE EN BASE A UN DIFERENCIAL + Vcc Voz Voi -Vcc Fig. 1.7. Regulador de corriente en base a un diferencial De igual manera que en el caso anterior, realizando el análjL sis. IE se man ti en e constante, independientemente de los va_ lores de ^01, V o a » es decir cuando se produzca una diferencia de voltaje de entrada Vd = V¿T - V¿ 2 , lo que varía es IEi,IE 2 pero IE no cambia. Además con este tipo de reguladores se puede mej orar más reemplazando RE por una fuente de corriente en base a un transi_s_ tor (Fig. 1.6.). 13 Uno de los problemas de este circuito es conseguir los dos transistores que componen el diferencial, con características iguales, puesto que con ello se consigue el equilibrio es decir: AV BE 2 Si Alca aumenta, Ale i disminuye , manteniendo IE constante. REGULADOR DE CORRIENTE CON REALIMENTÁCION De igual manera que en el análisis del regulador de voltaje hacemos algo similar para el regulador de corriente, es de- cir para obtener una mej or regulación, disminución del rizado , etc . utilizaremos un circuito con realimentacion , muy pa_ recido en el diagrama de bloques al regulador de voltaj e, pues to que básicamente tiene el mismo funcionamiento que este, d_í_ f erenciándose en que regula corriente y no voltaje, para lo cual es necesario sensar la corriente que se desea controlar, esta corriente desarrollará una tensión en el sensor, sión que será comparada con una tensión zener de ten- referencia, de las 2 tensiones mencionadas dan lugar a un error e r , el mismo que después de ser amplificado excitará al elemento de control del circuito, que a su vez controla IL . Además de lo mencionado , se necesita proteger al regulador de corriente, por lo cual, es necesario incluir un limitador de sobrevoltajes para cuando exista circuito abierto, en la Fig. 1.8 se ilustra el diagrama de bloques del corriente . regulador de 14 CIRCUITO DARLINTON SENSOR Vo (3) Vin U) COMPARADOR VOLTAJE ZENER AMPLIFICADOR DE REFERENCIA 73 O (5) SELECTOR DE SOBREVOLTAJES Fig. 1.8. Diagrama de bloques para un regulador de corriente El diseño completo con detalle, lo explicaremos en el capítu. lo II. AMPLIFICADOR PC DE GANANCIA VARIABLE, MEDIDOR DE SEÑALES Para el diseño de este ultimo modulo, hemos considerado apro piado usar amplificadores operación ales, puesto que, el dise ño en general dependerá solo de los parámetros externos, con lo cual se facilitan los cálculos y podremos además cumplir satisfactor i amenté las especificaciones requeridas sin muchas complicaciones, decimos esto ya que en electrónica existen al gunas maneras de diseñar un circuito cumpliendo espec if icacio 15 nes requeridas. El amplificador D.C. de ganancia variable lo hacemos a través de un switch mecánico, de contactos anchos, con el objeto que cuando se seleccione cualquier ganancia no exista circuito a bierto entre la entrada y salida del amplificador DC y evitan do así posibles problemas al amplificador operacional. Como en algunos casos se requiere la señal ya amplificada,para darle otras aplicaciones, en las que es necesario una mayor co- rriente un (orden de los mA) se necesita entonces incorporar elevador de corriente, sin alterar las ganancias del amplificador D.C. Por ütlimo las señales ya amplificadas necesitan ser medidas, para lo cual usaremos un medidor D.C. medidor que va de O a 25 voltios DC, contándose con un selector de escalas, para te ner mayor apreciación en las lecturas. Todo lo descrito lo podemos ilustrar en la Fig. 1.9. Indicándose ademas que el análisis completo, con detalles lo explica, remos en el capítulo II. SWITCH --D ENTRADA SALIDA AMPLIFICADOR INVERSOR SELECTOR DE ESCALAS E MEDIDOR Fig. 2.19. Diagrama de bloques del amplificador De de Ganancia Variable Gn, señales. elevador de corriente E y medidor de C A P I T U L O I I 16 DISEÑOS DE: 2.1. FUENTE DE VOLTAJE REGULADA: - Especificaciones - Descripción, análisis y diseño del circuito - Diagrama completo - Pruebas ESPECIFICACIONES. Tomando en cuenta los trabajo.s que se realizarán en los diversos experimentos y estudios, consideramos apropiadas las especificaciones siguientes: Tensión de salida máxima 20 Vol_ tíos DC, corriente de salida 1^max ~ 4 Ámp , % rizado r _f 0,1. Para cumplir con lo mencionado se necesitará, a la entrada de la fuente, por lo menos Vin = 23 voltios DC, esto es porque se considera el máximo voltaje de salida 20 VDC> más 3 voltios que caen entre colector-emisor del transistor que hace las veces de elemento de control del circuito; se conside- ran 3 voltios para trabajar en la parte plana de las curvas Ic Vs VCE y con ello es posible controlar corriente de .colec_ tor Ic con corriente de base I0 p DESCRIPCIÓN, ANÁLISIS _Y DISEÑO DEL CIRCUITO.- El procedimiento general para el diseño del regulador de vol_ taje, está representado en el diagrama de bloques de la Fig . 1.6. — Vin-Vo CIRCUITO DARLINGTON Vo SELECTOR DE SOBRECORRIENTES (5) (4) YIN AMPLIFICADOR (3) (2) COMPARADOR REFERENCIA 2 e m en H 50 (i) Fig. 1.5. Diagrama de bloques para un regulador de volta.i.e . Razones fundamentales para escoger el regulador de voltaje con realimentacion, caracterizado con sus principales comp_o_ nentes (Fig. 1.5) lo analizamos ya, en la sección 1.3. De to^ das maneras las ventajas más sobresalientes con respecto a otros reguladores como lo analizamos en la sección 1.3 son: una muy buena regulación, impedancia de salida baja, una disminución notoria del rizado, y si se desearía mejorar aún más las características indicadas, se podría aumentar la ganan. cía del lazo de realimentacion del circuito, como se analiz6 en la sección 1.3. y esto se conseguiría aumentando en cascada etapas de amplificación. La estabilización del voltaj e se realiza comparando una mue^ tra de voltaje de salida, con un voltaje de referencia, cuaJL quier error resultante de la comparación de las dos 18 tensiones mencionadas se amplifica y luego se excita- al elemento de control, que a su vez controla la salida. A continuación se realiza el análisis y cálculo para cada bloque. a) VOLTAJE PE REFERENCIA VARIABLE (VR).Generalmente se utilizan diodos zener que se discutio en la sección 1.3. Es fundamental obtener una tensión de referencia constante, por lo que el diodo tiene que ser alimentado por medio de una fuente de corriente constante, en la práctica esto se consigue polarizando ¿1 zener de alguna tensión estabilizada. Para el diseño de la presente tesis se usarán en algunas par_ tes circuitos amplificadores operacionales, los mismos que se polarizarán con + 15 VDC, aprovechando de estas fuentes auxjL liares (fuente periférica) se tomará la alimentación de la sa, lida de + 15 VDC que también es estabilizada para polarizar al diodo zener, garantizando una corriente Iz constante. El circuito a utilizarse lo representamos en la fig. 2.1. 15V Iz R 1N4740 Vr=10v Fig. 2.1. a VR Voltaje de referencia variable VR 19 Para obtener el voltaje regulado en un rango de O a 20 vol- tios DC, se necesita una referencia estable y además que pueda variar en cierto rango, la misma que irá al se comparador de error, bloque (3). Para el presente caso se selecciona el diodo zener 1N47AO con Vz = 10 V, Iz = 10 mA; se ese valor para mayor facilidad de selecciona cálculos, ya que bien se puede seleccionar un zener de otro valor, lo cual implicaría tomar una muestra tal que sea proporcional al voltaje zener seleccionado. Para obiarnos lo dicho se escoje V% = 10 V.con lo cual se puede obtener el voltaje Vr de referencia variable en un rango de O a 10 V. que a su vez, permitirá selec_ cionar el voltaje de salida VQ en un rango de O a 20 voltios considerando también la atenuación de la muestra. La corriente Ip, representa la corriente que puede sacarse del elemento de referencia para el comparador de error,se e_s_ coge una Ip mucho menor que Iz, con lo que no se alterarla la estabilidad del zener. R — 15 V - 10 V 10 mA R = 500 fí R - 470 fit valor Seleccionando comercial. este valor, se comete un error 5%, que no afe_ ta en nada al circuito. Para el cálculo del potenciómetro P, se considera Ip = -y-^- Iz > por la razón ya explicada en el análisis del circuito. P .10 V 1 mA 20 Watt. P = 10 Kíí, b) OBTENCIÓN DE LA MUESTRA La función de este circuito es tomar una parte fraccional de V o, para ello en la mayoría de los .casos se utiliza un s im- ple divisor de tensión. Concatenando con lo dicho en el vol_ taje de referencia VR, tomamos la nuestra en el punto medio del divisor de tensión, para facilidad de cálculos y además esto permite utilizar el zener de 10 voltios. Esta muestra irá al circuito comparador de error; bloque (3) , A continuación ±_ lustramos el circuito a utilizarse, Fig. 2.2. Vo RK Vo/2 RK Fig. 2.2. Obtención de la muestra V 0 i = cx.Vo 2.1 Rk Voi = 2Rk ~ Vo 1 mA 21 Watt. 10 KH La ecuación 2.1. es válida si las R^ tienen el mismo coef icieri te de temperatura y son del mismo material. Con R^ = 10 KQ, se tom6 una corriente de 1 mA, cuando hay 20 voltios en la salida; esta corriente comparada con la corriente de carga 1^ es despre_ dable, y no afecta al funcionamiento del circuito. c) CIRCUITO COMPARADOR Es el circuito que se encarga de comparar las señales de la muestra, y del voltaje de referencia, dando como resultado un error que es proporcional a la diferencia entre las señales mei^ cionadas, para esto se puede utilizar algunos circuitos cuales consideramos : de los - Circuito comparador utilizando un diferencial. - Circuito comparador utilizando un amplificador operacional. El análisis de este circuito, se realiza, haciendo a la Fig. referencia 2.3. Vcc V v ihz * • \ 1 L_Sr J r R6-C. i . ^o < > R4 te f ' -Vcc Fig. 2.3. Circuito comparador utilizando un diferencial 22 En el diferencial mostrado, la disposición simétrica de los transistores TI, Ta hace que el circuito se autocompence para efectos de temperatura , lo que se podría mejorar más, si los dos transistores se colocan en un disipador de calor común entre ellos, y en caso de no conseguirse lo explicado, e_s_ to representaría una limitación en diseños en que se usen d_i f erenciales . La fuente de corriente constante lg (analizado en la sección (1.3), es independiente de los volt aj es de colector (A y A 1 ) cuando se produce una diferencia de voltaje a la entrada Vd - VR - Voa, IE permanece constante, lo que varían son: AIc2 - S 2 AI B 2 = 32 y AIc x - (3iAIBl = hacen que a su vez vari en los puntos A 1 y A, variando AV^T = - Alca . RS por tanto, si disminuye o aumenta Ale 2 » aumentará o disminuirá AV¿* que representa una de las salidas del diferencial, compensando así cualquier desbalance que habría entre los dos brazos del diferencial. Del análisis del diferencial, se concluye que puede ser lizado como un comparador , teniendo en cuenta que se tiene que disponer de dos transistores iguales, calcular los res de resistencias Re y RS » y además disponer de utivalo- los volta- jes de polarización + Vcc y - Vcc. CIRCUITO COMPARADOR UTILIZANDO UN AMPLIFICADOR QPERACIONAL Se utiliza un Amplificador Operacional, puesto que, algunas características importantes , tales como : - alta impedancia de entrada - baj a impedancia de salida -. alta ganancia presenta 23 - El diseño depende s6lo de los parámetros externos. Las características mencionadas representan una ventaja so- bre otros elementos. Pero esto es válido según el tipo de cir_ cuitos a diseñarse. El comparador, utilizando un amplificador operacional, puede ser utilizado al mismo tiempo como comparador y amplificador para el presente caso, se lo utilizara como comparador. Ver apéndice (2). El circuito comparador de la Fig. 2.4, está constituido en bja se al amplificador operacional LM1458, que disponde de dos entradas, a la una entrada del comparador llega la muestra del voltaje de salida, que para este caso es Vo/2,y a la otra llega el voltaje de referencia VR» de la comparación de es_ tas dos tensiones da lugar a un error e r , el mismo que irá a la entrada del amplificador de error, bloque (4). La polarización para este operacional, se obtendrá de la fuen_ te periférica. Curva de transferencia del comparador. Vi = voltaje de entrada er = voltaje de salida. 24 Fig. 2.4. Circuito Comparador La resistencia que va en serie con la referencia variable VR, sirve para balancear las dos entradas del comparador, por tari to, Rg = 10 Kfi// 10 Kfi ~ 4,7 Kft, a la salida del comparador se pone un condensador C = 2 yF/25 V, como ayuda para disminuir el rizado. CIRCUITO AMPLIFICADOR DE ERROR.Debido a que se necesita una mayor amplificación , para ob te_ ner una mejor regulación, disminución del rizado, etc. se r^ quiere del circuito amplificador de error . Es necesario aclarar que para el presente diseño no se ta un diseño crítico y exacto del amplificador de error, ya 25 que la ganancia de tensión puede ser estimada, considerando las características generales del diseño, el amplificador de error a ser utilizado en el regulador de voltaje, lo obtene^ mos mediante el circuito de la Fig. 2.5. La función primordial de este circuito es amplificar la se- ñal de error er, que proviene del circuito comparador y esto lo conseguimos utilizando un transistor To 40408, que es el elemento que sirve para controlar el circuito Darlington. Blo_ que (5). < > 720JX 20p¿ ir •• . -e /777T" Fig. 2.5. Amplificador de error Se han calculado esos valores de resistencia, considerando un voltaje de salida bajo en el comparador , y teniendo en cuen_ ta que la corriente de salida del operacional va a estar va_ riando desde los y A hasta unos pocos mA. La atenuación que sufre la señal er, debido a este tensión , como la ganancia de'l transistor T O , son divisor de calculadas en la regulación de la fuente. CIRCUITO DARLINGTON .- es el elemento de control de la 001926 26 te reguladora, en esta etapa se realiza el ajuste necesario para mantener el voltaje de salida constante. El darlington de la Fig. 2.6. permite suministrar la corriente necesaria a la salida, como también controlar dicha corriente, con bajas corrientes. Para seleccionar se debe tener en cuenta las especificaciones de corriente, tensión y potencia de disipación. C(máximo) — L(máximo) _ _ , ,. . N — E. / * . — E Q , * N CE(maximo) in(max) (min) P CE(máx) — V CE(máx) Escojo entonces el transistor de potencia 2N3055, con J5 = 20 y el transistor 2N4743 con $ = ^00» con los cuales se confo_r ma el Darlington mostrado en la Fig. 2.6, 2N3055 2N4743 Fig, 2.6. Circuito Darlington 27 IQP 5 ~ "oT Pd » donde $d = $3 2000 ~ „ 2mA 0mA Para calcular la superficie necesaria de disipación del transistor de potencia T 5 , se debe tomar en cuenta, la máxima potencia disipada, diferencia de temperaturas y tamaño de las chapas refrigeradoras, para ello usamos la expresión simplificada y muy práctica: „ P (mW) 1,5AT{grados} f 2v S (cm } AT - diferencia de temperaturas entre la chapa de refrigeración Tj y el aire ambiente T2, At en grados centígrados p = AT P Cf potencia colector-emisor máximo, - 120°C - 20°C = 100°C = 104 vatios S(cm *\4 ) .= 10 3 —z—= , _ 1,5 x 100 Q 2 = 693 cm Se considera para el cálculo realizado, que las chapas de re_ frigeración tienen un espesor >^3 mm, para cumplir con este re^ quisito, se usa un disipador proporcionado por el Laboratorio de Circuitos Digitales de la Escuela Politécnica Nacional,el mismo que tiene una S - 800 cm 2 . 28 El circuito Darlington descrito va al selector de sobreco rrientes bloque (6). Con IpB(;9 podemos asumir ILIO nrr ; en el caso extremo de que b el elemento de control deje de conducir, To tiene que soportar una corriente de colector ""-" > 2 ID, " se asume entonces I_ T = 5 mA, y con ello se puede calcular RIO (Fig. U18 Rio IRIO Calculo de Rio CTo T, Rio w RIO + * 7 mA 2.7). 29 V RIO = IN - V = BTz 25 V - 22 2 V 7 mA Rio - = 4°°n ' 1/2 Watt SELECTOR DE SOBRECORRIENTE.Como se analizo en la sección 1.3. es necesario contar con un limitador de sobrecorrientes, a la vez que sirva como protección de corto circuito por tiempo indefinido y esto se consi gue con el circuito de la Fig. 2.8. Para el diseño de este selector se toma en cuenta la corrien te I * que se quiere limitar - 4 A. I + - 1,5 Amp , y al li max * mxn — mitar para cualquiera de esos valores, se esta limitando la corriente de carga para corto circuito; esta limitación se cotí sigue calibrando el potenciómetro Ps, para los mencionados va lores, tal que V del transistor Ti», que permanece en corte, conduzca cuando la base este 0,6 V más en el emisor; para ca^l cular Ro se asume un voltaje pequeño entre los puntos ab y se considera I.,. Lmax. RO = •=J. .» max Se calcula = —*T-T— ~ 0,4ft, 10 watts, valor comercial; *( A. el valor del potenciómetro Ps, suponiendo que por Ps t circulará una corriente muy pequeña, comparada con I. ^ i^max * escogo 0.2 mA. . ps = • '•- — = 8 Kfi, 1/2 Watt, valor comercial Calculo el valor de Psi, para que el transistor Ti* entre a cotí 30 ducir: FSl ~0,6V . 8 1,6V = 3. Kfí De igual manera calculo el valor del potenciómetro Ps , cuando se limita en IL mínimo = ^ » ^ A, con R 0 - 0,4^ calculo Vab cuando circula 1,5 A, entonces Vab = 0,4£2x1,5 A - 0,6 V, con este voltaje calculo el valor de Ps 2 para que el transistor Ti+ conduzca Ps2 = 8 KflxO,6 V 0,6 V = 8 Kíi = 3 KÍHP Colocando una resistencia de Rs = 3K , se asegura que el circuito limitará por lo menos en 4A y para limitar la corriente IL mín ~ 1>5A, se necesita un potenciómetro P = 5K , 1/2 W El transistor T\e debe escoger tal que la corriente de colector de Tit, permita el paso de la corriente 10 del elemento P de paso, que es la corriente que tomaría cuando se produzca u na sobrecarga, escojo entonces el transistor 40408, cuyas características se adjuntan al final del apéndice. Fig. 2.8 Circuito limitador de sobrecorrientes 31 15V IZ 480J2 1 KJÍ. 1N4740 VR Vz = 10V Fig. 2.9. DIAGRAMA COMPLETO DE LA FUENTE REGULADA DE VOLTAJE 32 El circuito además de tener protecci6n de corto con el selec^ tor de sobrecorrxentes, tiene otra protección que es la del amplificador operaciónal. REGULACIÓN DE LA FUENTE.- Fig, 2.10. Para el presente diagrama no tomamos en cuenta el limitador de corriente, puesto que el limitador actúa cuando existe una sobrecorriente. Vin VR — Vo Vo/2 Fig. 2,10. a = Factor de realimentaci6n. _ 15 _ 1o Ganancia del transistor T s (incluido el elemento de pa ™~ so) . Ganancia del transistor To (ganancia del amplificador de error incluida la atenuación K debido al divisor de tensión) . V.:n - Voltaje de entrada. 33 Vn = Voltaje en el punto medio del divisor de tensión a la lida del circuito. Haciendo referencia al diagrama completo calculamos Vn. Vo Vn 10 Kfl + 10 Kfl// Zinop " 10 Kfi// Zinop = Zinop - Impedancia de entrada del amplificador operacional que es grande comparada con 10 K£3 Vo V« 'n ^ 10 Kft + 10 K ~ 10 Kft 1 = 2 Vo La señal que se tiene a la salida del comparador, se atenúa debido al divisor de tensión, se trata de que la atenuación K sea mínima, es decir K •*• 1 , calculo entonces K = V 2 Vi considerando La Fig. 2,10. Fig. 2.11, Divisor de Tensi6n 34 720 fi// ( 2 , 7 V2 33fi KQ + ZIN^ ) ¿o , + (7200/7 ( 2 , 7 Kfl + ZINTo) (2.2) - (B + 1)(re + RE) RE = O 5 ZIN_ mA Ref. 4. = (101) (5ÍÍ) = 505fl Reemplazando los valores obtenidos en 2.2 V2 * 0.94 - CALCULO DE LA GANANCIA DE VOLTAJE Grp - Ganancia del voltaje del transistor TO.» considerando Fig. 2.11, se tiene: V3 V4 ZINTO J Fig. 2.12. Amplificador de error la 35 G = —3— = GT = 7TM y R C ;*5 , c o n s i d e r a n d o IC = 81, » ^e^ diagrama completo Re - 400 íí , reemplazando x -j /los valores obtenidos, G cuenta la atenuación K, G 5 , ' tomando en 400 fl. 100 Qn = -so SO- l = G . K - 77 L -1, por ser seguidor de emisor. Utilizando la ecuación 1.1 AV S =pAVi n + aAI s P = AVs AVin , donde p representa el f a c t o r de r e g u l a - Als = O ción d e e n t r a d a y dicho f a c t o r e s t a d i r e c t a m e n t e r e l a c i o n a d o con la ganancia t o t a l de t r a y e c t o r i a del c o n t r o l , o b t e n e r e n t o n c e s l a a t e n u a c i ó n d e l r i z a d o ^on l a p = —=—— p l *r otijrp ~ ij , a n a l i z a d a en la s e c c i ó n 1.3. se puede expresión reemplazando J- o L s valores, se obtiene p -~r~z— > el rizado que esta presente en la salida del filtro de la fuente reguladora de voltaje es %Y ~ 2.2; este porcentaje después de pasar por el regulador se reduce ^40 veces, con lo que se cumple %Y< 0.1. La impedancia de salida, está dada por la expresión a = — Vs (ecuación 1.1), donde Vs = Vo, Is = IT . El cálculo del rizado a la salida del filtro utilizado para la regulada de voltaje, está detallado en FILTROS. fuente 36 y considerando además que el cambio de tensión de salida AVo se supone causado por_ el cambio de corriente de carga A!L en lugar de por un cambio de voltaje en el primario . Sin embajr go, el cambio de corriente de carga A!L causará un cambio de tensión de entrada A V i Considerando la ecuación 1.1, descrita en el capítulo I: AVo = AVo AIL , . ^-7;—™; y dividiendo por Air , se tiene _L-rUfj i 2 *J 2 3 „ AVi/Al T . l+aG 1 2 G 2 3 7 ni a = Zo = del T ,^n ^ , donde Zo es la impedancia de salida 1-f-CtU 1 2 ÍJ2 3 regulador y Zo = AVi /AlL es la impedancia de salida del rectificador y filtro, sin el regulador. Nuevamente nótese que el regulador reduce la impedancia salida y en consecuancia la regulación de tensión por un fac_ tor igual a la ganancia total de trayectoria del sistema control, referencia de de (5). En el caso del regulador de voltaje se tiene que la ganancia ctGj2G23 ~ 40, con lo cual se asegura que la impedancia Zo de salida será muy baja para cualquier AVo/Al^, ya que Zo se r^ ducirá unas 40 veces aproximadamente. 37 PRUEBAS: Utilizando el circuito de la fig. 2.9. , en el que consta el diagrama completo de la fuente regulada de voltaje, se realizaron varias mediciones de voltaje, variando la carga, con ello se probo el rango de la fuente regulada de O a 20 voltios, como también el limitador de corriente, para llevar a efecto esas mediciones se utilizo un os c iloscopio , un amper^ metro y un voltímetro; a continuación ilustramos las figuras 2.13, 2.14 y 2.15, en las que se puede observar el comportamiento de la fuente regulada para distintos ejemplos: Ejemplo No.l .- Se fija el voltaje de salida Vo en 20 voltios, y el limitador de corriente en 4 amperios, para esos valores la resistencia de carga RC = 5fi, valor a partir del cual el limitador de corriente comienza a actuar, para comprobar lo dicho, se fue variando la carga p^ ra valores diferentes de RC, el resultado que se obtuvo se ±_ lustra en el fig. 2.13. Vo/V 20 CIRCUITO ABIERTO CORTO CIRCUITO 2 Fig. 3 2.13 Vo Vs I, 38 Ej emplo No. 2.- Se fija el voltaje de salida Vo en 15 voltios y el limitador de corriente en 2 amperios y se procede como en el caso anterior, con la diferencia que se tiene un nuevo RC = 7,5£2, el resultado se ilustra en la fig. 2.14 Vo/V t CIRCUITO ABIERTO 15 CORTO CIRCUITO í .5 1 > IL/A 1.5 Fig. 2.14 Vo Vs IL Ej emplo No. 3.- Se fija el voltaje de salida Vo = 8 voltios y el limitador de corriente en 1,6 amperios, para este caso la resistencia de carga RQ = 5£2, el resultado se ilustra en la fig. 2.15 Según se puede apreciar en las figuras 2.13, 2.14, 2.15 y corn parando con el comportamiento ideal de una fuente reguladade voltaje (ver apéndice III), se observa que cuando comienza a funcionar el limitador de corriente, se forma un pequeño codo y no una arista perfecta como se ve en la fig. de una fuente ideal de voltaje. También se ralizaron pruebas de corto circuito, para los diferentes ej emplos, comprobándose que Vs = O e IL = Is, y es- 39 1.6 Fig. 2.15 Vo Vs IL t o s e lo realizo para culquier tiempo t. El rizado máximo que se obtuvo, con Vs - 20, 1^ = 4 amp. fue < 0.1 %, con lo cual estamos dentro de las especificaciones requeridas. 40 2.2 FUENTE DE CORRIENTE REGULADA Especificaciones - Descripción, análisis y diseño del circuito - Pruebas ESPECIFICACIONES Tomando en cuenta los trabajos se consideran apropiadas las especificaciones siguientes: corriente de salida IL máx = 2A (variable de O a 2 Amperios), tensión máxima de salida = 15 voltios DC, % rizado á.0,1; para cumplir con ello se necesita a la entrada de la fuente de un mínimo de 18 voltios DC, co_n siderando que a la salida se requieren 15 voltios DC, mas 3 voltios DC que caen entre colector emisor del transistor que hace las veces de elemento de paso o control del circuito, con los 3 voltios se puede trabajar en la parte plana de las curvas Ic vs Vce y con ello se puede controlar corriente de colector Ic con corriente de base I Q P DESCRIPCIÓN, ANÁLISIS Y DISEÑO DEL CIRCUITO Como se analizo en el capítulo I, un regulador de corriente con realimentacion es un circuito que puede satisfacerlas necesidades requeridas para su funcionamiento, para ello es ne_ cesario tomar en cuenta las especificaciones indicadas, para lo cual será necesario dar una ganancia que se puede estimar cuando se analice el bloque de amplificación. La descripción en bloques se ilustra en la fig. 2.16 41 CIRCUITO DARLINTON (2) IL SENSOR Vo (3) U> COMPARADOR VOLTAJE ZENER AMPLIFICADOR DE REFERENCIA o > ?a O Vin Í5) SELECTOR DE SOBREVOLTAJES Fig. 2,16. DIAGRAMA DE BLOQUES DE LA FUENTE REGULADA DE CO- RRIENTE. La estructuración de la fuente regulada de corriente tiene bastante parecido con la fuente de voltaje, como se observa en la Fig. 2.16, es decir se necesita comparar 2 señales de voltaje de referencias distintas, las mismas que dan lugar a un error que sera amplificado e Ínterconectado al elemento de control, controlando así la corriente de salida IL ; para ello, se necesita disponer de un SENSOR bloque (2), cu. yo circuito a utilizarse se ilustra en la Fig, 2,17 y que constituye básicamente una resistencia por la que circulara la corriente que se desea controlar; se trata de obtener 42 Vz Fig, 2.17 CONFIGURACIÓN DEL PUENTE BALANCEADO la resistencia que sirve como sensor lo más pequeña posible , tal que cuando circule la corriente 1^ y desarrolle' la ten- si6n sea despreciable con la tensión máxima de salida» se eri coge entonces V^m = 1 voltio, cuando en la salida circule 2A, que es la corriente más alta que se obtendrá, y con ello se calcula el valor de Rm. Rm - —^5_ = -~- = 0.5Í2, 2 Watts IL 2A Rm = 0. 5Í3 , 10 Watts valor comercial Esta tensión desarrollada por la corriente IL va a una de las entradas del comparador amplificador, por ' lo que se debe ba_ lancear la otra entrada VRX del comparador-amplificador; cor\o ade cía Va y teniendo en cuenta que el control de la corriente se lo hace desde una conexión anexa al sensor, para ello se re^ quiere cumplir V^m = VRX y Va = VR , esto se ilustra en la fi_ gura 2.17, que constituye en si el puente. 43 Para calcular el valor de RX» que es la resistencia para el control , se considera que circula una corriente IRX pequeña , comparada con IL máxima, se escoge entonces IRX = ImA y n se puede j determinar ^ * T> = —r VRm IV:—:— ello Rv - -— X IRX ImA con Rx = 1 Kfí, 1/2 WATT La referencia Va, se lo consigue con un zener de un valor que no sea muy grande , comparado con la tensión V Rm , el 1N4734, con V% = 5.6 voltios, es el que se escoge, zener el mismo que estara polarizado con una fuente auxiliar DC. Por ultimo para tener balanceado el puente se calcula el v_a lor de R, teniendo en cuenta que circulará la misma corriente y considerando también Va. R = TVa IRX - 5/6 7 = 5.6 Kft, I/A WATT 1 mA AMPLIFICADOR-COMPARADOR.- El amplificador comparador bloque C-3).» está constituido por el ampljL ficador operacional Lm 1458, el mismo que tiene una altísima ganancia en lazo abierto, la que asegura cumplir con las es^ pecificaciones requeridas, las características del Lml458,se adj untan al final del apéndice. La función del amplificador-comparador es tomar las tensio^ nes mencionadas anteriormente, detectar el error er entre lias y amplificarlas, bloque (3). Por tanto, cuando las e^ eii tradas al comparador-amplificador son desiguales momentáneamente, entonces la salida del amplificador-comparador cambia 44 la conducción del regulador serie, cambiando la carga de corriente y la caída de voltaje a través de Rm , hasta que el error de voltaje en la entrada del amplif i c ador- comparador se reduzca a cero. Desequilibrios momentáneos en el amplif icador-compar ador pueden ocurrir como resultado de un cambio manual de la resis- tencia RX (resistencia mediante la cual se selecciona el valor de IL) , cualesquiera que fuera la causa, la acción reguladora del lazo de realiment ación (lazo que actúa constantemente) aumentará o disminuirá la corriente de carga, hasta cuando se contrareste el cambio . Para balancear las impedancias d e . entrada al comparador -amplificador, se calcula R$[ (se hace referencia a la Fig. 2.18). ) || R = (lKfí+0,5^) || 5 , 6KÍÍ RJJ ='820 , 1/4 WATT , valor comercial, con este valor un existe 5% de error que no afecta al circuito; la salida del am plif icador-comparador , será aplicada al elemento de paso, blo_ que (4) . El sensor y el amplif icador-comparador descrito se muestra en la fig. 2.18 45 Fig. 2.18 SENSOR Y AMPLIFICADOR CIRCUITO DARLINGTON.Es el circuito que constituye el elemento de paso de la fuen te de corriente regulada, este circuito Darlington suministra la corriente necesaria a la salida y controla también 3a corriente de salida, con bajas corrientes. El Darlington bloque (4) que se utiliza para la fuente regulada esta conformado de un transistor de potencia Te, (el mismo que requiere cumplir: Ic (máx) _> I (máx), VCE (máx) = Vin (máx) - Vo (mini), PCE (máx) = VCE (máx) IE (máx), el transistor 2N3055 cumple con esos requerimientos) Ty 2N3014 con 3= 100 y el tran sistor Tg 40408 con $= 100, tan al final del apéndice. cuyas características se adjun- 46 La configuración del Darlington se ilustra en la fig. 2.19 I L — 2 Amp 2N3055 40408 Fig. 2.19 CIRCUITO I (máxí) = J DARLINGTON = 2 Amp, con 2 Amp _ 1 . 20 = -20 se calcula 10 = ImA I3v = lOyA Para calcular la superficie S de disipación del transistor de potencia T 6 , se hace uso de la formula: S (cm ) = -=— g Arr / m 3 T 1,5AT {grados} Referencia (3) P = 45 vatios AT = 120° C - 20° C = 100° C reemplazando en la formula: S = '• = 450 cm ; se utilizo un disipador del Laboratorio o de Diseño de S - 600 era , de un espesor -. 4mm. 47 La base del Darlington descrito va ínterconectada a la salida del amplificador-comparador, como también al selector sobrevoltajes, bloque de (5). SELECTOR DE SOBREVOLTAJES.- Tiene la función de limitar sobrevoltajes en 4 rangos:IV, 5V, 10 V, 15V, con lo que se evitará sobrecargas y servirá de pr^ teccion para circuito abierto por tiempo indefinido. Su funcionamiento se basa en el aprovechamiento de las regio^ nes de corte y saturación de un transistor, el mismo que pe_r manecerá cortado mientras la muestra de voltaje Vs de salida no sea mayor al voltaje de referencia que se desea limitar ; para el presente caso se toma una muestra del voltaje de salida Vs por medio de un simple divisor de tensión, para ello se considera que por el divisor de tensión (un potenciómetro) circulará una corriente IQ « IL mínima, con lo que no afecta al funcionamiento del circuito, se escoge entonces IQ = 1,5 mA y con Vs = 15 voltios DC , se calcula el valor del potencióme^ Vs 15V tro Prj ~ —= -—-—- = 10 KÍ2 el transistor que se escoge x IQ l,5mA * & es Tg 40408 con 3 - 100, (cuyas características se adjuntan en el apéndice V) como voltaje de referencia fijo se usa el zener 1N4731A con V^ = 4,1 voltios, con ello el transistore¿ cogido conducirá solamente cuando su base sea 0,6 V más posjL^ tiva que su emisor, el selector descrito fig. se ilustra en la 2.20 a) Para limitar el voltaje Vs en 15 voltios, se calcula el va_ lor del potenciómetro PQI V K = Vz + 0,6 = 4,7 V, es el voltaje zener, más 0,6 V la juntura p P Q1 base-emisor, por divisor de tensión ._ 4_..7V x 10 Kfl „., . - ..0 iJ^j- 3'1 M de 48 'IL • !•• •'— " ••"•* '•* —-•—""— ImA it < 40408 Fig. 2.20 L^^i Vk _ > RL SELECTOR DE SOBREVOLTAJES b) Para limitar el voltaje Vs = 10 voltios PQ2 = 4,7 Kfí = PQl + 1,6 Kft c) Para limitar el voltaje Vs = 5 voltios P Q3 = 9,4 M = PQI + 6,3 M Para lograr el funcionamiento más adecuado de este limitador se coloca como fija una resistencia de 3,1 Kfi , con lo que se asegura siempre la limitación de Vs = 15 voltios, para el res_ to de valores usaremos un potenciómetro de - 7 Kíí , -T- WATT. d) Para limitar el voltaje Vs = 1 voltio, se usa un swicht mecánico de 2 posiciones, tomando como r ef er ene ia los 0,6 V de la juntura base-emisor y una nueva referencia del sor de tensión Pq4 Q4 10 = 6 KÍJ, WATT 49 Vin Fig. 2.21. DIAGRAMA COMPLETO DE LA FUENTE REGULADA DE CORRIENTE 50 REGULACIÓN DE LA FUENTE DE CORRIENTE Para el presente diagrama no se toma en cuenta el limitador de voltaje, puesto que este actúa cuando la corriente deja de ser constante, el diagrama se ilustra en la fig. 2.22 V=Rx.l2 IL I selec. Tn — ^ VRM Fig. 2.22 REGULACIÓN DE LA FUENTE DE CORRIENTE Tri = transductor 1 (resistencia Rx = 1 Tr2 = transductor 2 (resistencia RM = 0, GX& = ganancia del elemento de paso - 1 Vin = voltaje de entrada. Vd = diferencia de voltaje a la entrada del amplificador operac ional. Va = voltaje de saturación del operacional 51 CALCULO DE LA IMPEDANCIA DE SALIDA Utilizando la ecuación (1.1) a _ AVo p A TT AVín ~~ a ____ ^ mirando el circuito ,de la fig. AIL 2.21. a = 10 Cuando el circuito esta en funcionamiento la impedancia que se mira en la salida será 10 Kfi // resistencia de carga. La atenuación del rizado p, esta dado por la relación P = !+CtGiG2 62» -es muy grande, con lo que p tiende a O PRUEBAS.- Considerando el circuito de la fig. 2.21, en el que consta el circuito completo de la fuente regulada de corriente, donde IL = 2A, Vs = 15 voltios, y utilizando un amperímetro, osciloscopío y un avometro se realizaron algunas mediciones, con lo cual se probo el circuito completo, incluyendo el limitador de voltaje de 1, 5, 10, y 15 voltios, a continuación ilustramos algunos ejemplos con sus respectivas figuras. Ejemplo 1.- Se fija la corriente 1^ en un cierto valor, co_ mo también se limita el voltaje de salida Vs-15 V luego se va variando la resistencia de carga, hasta cuando actúa el limitador de voltaje, presentamos a continuación en el cuadro No. l i a s lecturas realizadas: 52 CUADRO No. 1 CORRIENTE FIJADA LIMITADOR DE VOL^ 1^ (amperios) TAJE Vs (Voltios) 14,97 14,97 14,95 2 1,6 0,4 RESISTENCIA RL (omhios) 7,48 9,34 37,3 En la fig. 2.23 se ilustra el comportamiento de la fuente de corriente, para ello se toma de referencia IL = 2 Amp, Vs = 15 voltios. Vs/V r LIMITADOR DE VOLTAJE 14.95 IL/A Fig. Ejemplo 2.- 2.23 Vs = 15 V O L T I O S Vs IL = 2 AMP. Se repiten algunas mediciones fijando la corrien te 1^, y limitando el voltaje Vs - 10 voltios, los valores se presentan en el cuadro No. 2 53 CUADRO No. 2 CORRIENTE FIJADA LIMITADOR DE VOL^ TAJE Vs (voltios) IL (amperios) RESISTENCIA RL (omhios) 4,98 9,95 19,81 9,96 9,95 9,90 2 1 0,5 En la fig. 2.24 se ilustra el comportamiento de la fuente de corriente, se toma de referencia IL - 0,5 amp. Vs = 10 voltios . Vs/ V LIMITADOR DE VOLTAJE IL/A 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 Fig. 2.24 Vs = 10 VOLTIOS Vs IL = 0,5 ÁMP . Ej emplo 3 . - Como en los casos anteriores se repiten algunas mediciones fijando la corriente 1^ y limitando el voltaje Vs = 5 voltios, los valores se presentan en el dro No. 3. 54 CUADRO No. 3 CORRIENTE FIJADA LIMITADOR DE VOL. TAJE Vs (voltios) IL (amperios) 1 4,99 0,6 5 0,2 5 RESISTENCIA RL (omhios) 4,99 8,33 25 En la fig. 2.25, se ilustra el comportamiento de la fuente de corriente, tomándose de referencia IL = 0.2 amperios, Vs = 5 voltios. Vs/V /LIMITADOR DE VOLTAJE 0.1 Fig. 2.25 Vs - 5 VOLTIOS Vs 0.2 IL - 0,2 AMP. Ejemplo 4.-. Se realizan algunas mediciones fijando la corriente IL, y limitando el voltaje Vs = 1 voltio, los valores se presentan en el cuadro No. 4 55 CUADRO No. 4 CORRIENTE FIJADA LIMITADOR DE VOT. TAJE Vs (voltios; IL (mA) 0,98 0,95 0,97 700 100 49 RESISTENCIA RL (omhios) 1,4 9,5 19,8 En la fig. 2.26 se ilustra el comportamiento de la fuente de corriente, se toma de referencia IL = 49 mA, Vs = 1 voltio ? LIMITADOR DE VOLTAJE iL/mA Fig. 2.26 Vs = 1 V O L T I O Vs I L = 49 mA 56 En todos los ejemplos presentados se realizaron las pruebas de circuito abierto para cualquier tiempo t, comprobándose que el limitador de voltaje respondió a las especificaciones requeridas . De los ejemplos realizados, se puede comparar el comporta- miento con la fuente ideal de corriente (apéndice III), notándose que cuando actúa el limitador de voltaje, se forma un pequeño codo entre V s e IL. El % de rizado que se midió fue 0.1, considerando I;L=2 am perios, V s = 15 voltios. 2.3. MEDIDOR DE SEÑALES Para el diseño, se considera un convertidor de tensión a c^ rriente, se usa para ello el amplificador operacional Lm 1458 el análisis se realiza a continuación y el circuito se tra en la Fig. 2.27. Fig. 2.27. CONVERTIDOR DE TENSIÓN A CORRIENTE 57 Tomando en cuenta las condiciones de un amplificador operacional ideal, estas son: A = <», Zin = ™ , se tiene que Ic = O, y con ello I¿ - lg, VQ = (V^ - VB) - A para que VQ = O, V A = VB (tierra virtual). V RR = VB j reemplazando en la expresión anterior se tiene que ^ -n -nR R > aquí se observa que IT> es solo función de puesto que VL es constante, para el diseño del medidor de nales De, se tienen los siguientes datos: IB = V = 0,5 v o l t i o s , se c a l c u l a RR = = 5KÍ2 Para calibrar fondo escala del medidor M, se usa además de R R ; un potenciómetro P = líC^, como se requiere el medidor en varios rangos, se usa para ello el divisor de tensión mostra. do en la fig. 2.28 26V 10V RF 5V RE 0.5 V RD Re Fig. 2.28 DIVISOR DE TENSIÓN Para el cálculo de los valores de reistencías se asume Re « 220 M, 1/2 WATT y se aplica el divisor de tensión 58 0.5 V 220 KO RE 5V R+220 Watt 2,2 Mft, 1/2 Watt, RF - 6,6 MB, 1/2 Watt 2.4. AMPLIFICADOR De DE GANANCIA VARIABLE Y ELEVADOR DE RRIENTE SWITCH -O ENTRADA INVERSOR AMPLIFICADOR El diseño del amplificador De de ganancia variable, se basa en la utilización de un amplificador operacional pA 751 , el mismo que permite obtener las diferentes ganancias, utilizando parámetros externos , en este caso se puede diseñar el m^jl ció na do amplificador en base a resistencias; como se requiere obtener la misma fase de la señal de entrada a la salida, se utiliza primero un amplificador- inversor de ganancia 1 para acoplar a la entrada del amplificador De de ganancia variable. También se requiere de un elevador de corriente, para el disji no, para ello se usan los transistores T Í O , Tía trabaj ando en 59 clase AB, y para eliminar la distorsión de cruce producidapor la no linealidad de los transistores, se utiliza las resis ten. cias R i 9 j &2 o » tratando que la polarización sea cerca de clase B, el circuito a utilizarse se ilustra en la fig. 2.29 1 +15 J < Fig. 2.29 AMPLIFICADOR De Y ELEVADOR DE CORRIENTE 60 Cálculos de las resistencias: „ •* i el-, inversor «. • Considerando se tiene que Gn = Vo' (2.2.1) ,r para VIN el diseño se requiere que esta etapa sea de ganancia 1, enTTTX1 1 tonces 1 = R i l / R i O s tomando en cuenta que la ímpedancia de salida del elevador de corriente es baja, se asume R I O alta , se escoge R 1 0 = R j x = 100 Kfi , 1/2 watt. Para calcular las diferentes ganancias se usa la expresión (2.2.1), haciendo referencia a la fig. 2.29 Para : G = 1 _V°-= Vof Ría = ls se escoge R l 8 = R l 2 = 100 M? 1/2 watt Kie G = 5 V o ** tT vo "R i 9 , - ~- = 5 Ríe , de donde R 1 3 = 500 KÍ2, 1/2 WATT G = 10, R 1 4 - 1 Míí, 1/2 WATT G = 50, R! 5 = 5 MSÍ, 1/2 WATT G - 100, R 1 6 = 10 MU, 1/2 WATT G = 500, R 1 7 = 50 Míí, 1/2 WATT Considerando el voltaje de polarización = 15 voltios, las caídas de 0,6 voltios en el diodo, en la juntura base-emisor del transistor T i l y 0,6venla resistencia R2iy teniendo en cuen. ta la corriente de polarización Ii9= 16 mA , se calcula * Ki9 - — 15V - 0,6V -7 0,6V - 0,6V -. , _L b mA ~ <$¿D\L9 R í a = 750Í^, 1/2 WATT, valor comercial, Por divisor de tensión se calcula R2o R 2 o = 68Í2, 1/2 WATT , valor comercial 1/? LI ¿ R19 61 Considerando una Ig baja, y los 0,6 voltios = Vg-p se cal- cula R2 1 R2i - 0,6 ti la resistencia de carga se asume R22=300 ti Además se usan 2 diodos para protección de los transistores. El diagrama completo incluido el medidor de señales se ilustra en la fig. 2.30 62 3 25V rvAA 6,6 10V 2,2 M Jl. c ; 2,30. DIAGRAMA COMPLETO 63 2.4.1 PRUEBAS: Para realizar las pruebas del tercer modulo, lo hicimos en dos partes: PRIMERA PARTE: Mediciones utilizando el amplificador De de ganancia varia- ble y el medidor de señales en forma conjunta, es decir poniendo una señal De a la entrada del amplificador De y luego tomando la lectura en el medidor de señales, lo cual ilustrji mos en el cuadro No. 5 CUADRO No. 5 SEÑAL DE ENTRADA V 0,1 GANANCIA G ERROR RELATIVO % 1 0.1 0 5 0.5 0 10 1,01 50 4,99 0,99 0,20 100 0,5 SEÑAL DE SALIDA V 10 0 1 0,5 0 5 2,5 0 10 5,1 1,96 Como se puede observar el error relativo es < 2% con lo que estamos dentro del límite de tolerancia que es hasta de un 64 5 % , y no se podía esperar en todos los errores relativos ca_l culados O % , porque las resistencias usadas para el diseño tie_ nen una tolerancia del 1%. SEGUNDA PARTE: Para comprobar el error que se puede tener en la lectura del medidor de señales, y utilizando el amplificador D.C con ganancia G = 1, se puso señales D.C a la entrada del amplific^ dor D.C y luego se fueron variando las amplitudes, tal que cubra todos los rangos de medida que pueden ser utilizados, se hicieron pruebas para las escalas de 0.5V, 5V, 10V y 25V que ilustramos a continuación en los cuadros No. 6 , No.7,No.8 No. 9 respectivamente. - ESCALA 0.5V CUADRO No. 6 SEÑAL DE ENTRADA V GANANCIA G M E D I D O R DE SEÑALES V ERROR RELATIVO % 0,5 1 0,5 0 0,4 1 0,4 0 0,3 1 0,298 0,67 0,2 1 0,202 0,99 0,1 1 0,103 2.91 65 - ESCALA 5V CUADRO No. 7 SEÑAL DE ENTRADA V GANANCIA G MEDIDOR DE SEÑALES V ERROR RELATIVO % 1 1 0,99 1,01 2 1 1,98 1,01 3 1 2,98 0,67 4 1 3,99 0,25 5 1 4,99 0,20 - ESCALA 10V CUADRO No. 8 SEÑAL DE ENTRADA V r GANANCIA G MEDIDOR DE SEÑALES V ERROR RELATIVO % 1 1 1 0 2 1 2 0 3 1 3 0 4 1 4 0 5 1 4,99 0,20 0,6 10 5,99 0,17 0,7 10 6,99 0,14 0,8 10 7,99 0,13 0,9 10 9 0 66 - ESCALA 25 V CUADRO No. 9 SEÑAL DE ENTRADA V 0,5 0,10 0,15 GANANCIA G 5 MEDIDOR DE SEÑALES V 2,5 ERROR RELATIVO % 0 100 10 0 100 15 0 En todos los cuadros mostrados vemos que los errores en lectura son menores que el 5%, tomando en cuenta que para estas mediciones se utilizo el osciloscopio para comprobación exactitud. y 67 2.5 ALIMENTACIÓN DE LOS CIRCUITOS DISEÑOS DE: - F u e n t e Periférica - Transformador -Rectificadores - Filtros FUENTE PERIFÉRICA.- Considerando la necesidad de poder di_ señar fuentes de + 15 voltios De, aprovechando la salida de + 15 VQQ se puede obtener la salida de + 10 voltios De que se requiere para el primer modulo, pero no es necesario realizar un diseño sofisticado, pero si que cumpla con los requisitos mencionados. Para el presente diseño se aprovecha la introducción que se realizo en el capítulo I respecto a fuentes teórica reguladas de voltaje, como también el desarrpllo y análisis de la misma en el capítulo II, por tanto, se tomará como referencia el diji grama de bloques mostrado en la fig. 1.5. El circuito a utilizarse se ilustra en la fig. 2.31 y la des- cripción y análisis del mismo se lo hace a continuación: Las características que debe cumplir son: tensión máxima de salida V Out = 15 voltios, corriente de salida I O ut " ^ amperio; para escoger el voltaje de entrada Vin se considera: vo^ taje de salida V out más un mínimo de 3 voltios que cae entre emisor -colector del transistor de control, con ello se asegura poder controlar corriente de colector con corriente de bji se, se escoge entonces Vin = 23 voltios. 68 R26 VOUT Fig. 2.31. CIRCUITO DE LA FUENTE + 15 V DC El funcionamiento del circuito se basa en comparar una muestra del voltaje de salida Vout, con el voltaje zener de refe rencia, y su diferencia amplificarla a través del transistor Tj3 40408, que hace las veces de comparador-amplificador, es te voltaje ya amplificado esta interconectado al transistor T í a 2N1721 que hace las veces de te controlar el circuito. elemento de paso que Para el presente circuito se usa como referencia el diodo ze_ zer 1N4735 con Vz »• 6.8 voltios, se escoge ese valor para ma yor facilidad de cálculos, ya que se puede tomar la muestra del voltaje de salida Vout, en el punto medio del divisor de tensión, para el cálculo de las resistencias R25 y el poten_ ciometro ?3 se considera que circula una corriente Ix << se escoge entonces I-p = 12 mA y se calcula 2 R25 + P S - 69 15V 2 R 2 5 + P 3 = —r~—7 = 1,25 K$l, se P3 = 550ft, 1/2 watt, Para p o l a r i z a r el la e s c o g e el potenciómetro de d o n d e 2 R 2 5 = 7 0 0 , R 2 5 = 350Í2, zener se usa la 1/2 watt r e s i s t e n c i a R 2 3 ,y se calcu- c o n s i d e r a n d o el v o l t a j e de e n t r a d a V i n , el v o l t a j e zener y la corriente I z a - R23 Vin-Vz i2 3 = 2 3T^—Í V-6.8V lUmA = Para calcular la , , K^fni , 1,6 resistencia R 2 4 , 1/0 1/2 watt se considera la c o r r i e n t e de base del t r a n s i s t o r ! ^ £12 " lout+lT 3i2 I g i 2 ~ 5,06mÁ, del = lA+lOmA 200 también se considera t r a n s i s t o r T í a - lOmÁ, la 124 = I G i 3 + c o r r i e n t e de colector 1512 I 2 i * - 15mA u R24 _ = V i n - VT o u t - V B E 12 i» / Q -, ,o =„ 49J.Ji¿ R2^ = 560£^, 1/2 watt , valor comercial , escogiendo este valor existe un error del 10% con lo que el circuito no esta afectado. La corriente de base I R depende del 3 del transistor T í a -r leí 3 lOmA . _c . Ift = ñ^— = JTTTT- = 0.05mA P13 Pl3 ¿.\J\J Para calcular el área de disipación del transistor Ti2 se hace uso de la referencia (3). 1.5AT U C 23.103u — - 153 cm 2 , se usa un disipador dado por el S(cm 2 ) = —-—-—* S(cm2) = Laboratorio de diseño o 170 cm , y de 1.5 mm de espesor. Las características de los transistores TI 2, TI 3 , se adjuntan del apéndice. al final 70 También se incluye al circuito protección, en el caso de que existiera sobrecargas, y esto se lo consigue mediante los diodos Di, D i los mismos que no conducirán hasta cuando la diferencia de potencia a través de la resistencia Ras no s^ brepase la tensión de umbral directa Vrl, consiguiéndose de esta manera limitar la corriente lout, hasta un valor dado Vrl+Vrl-VBEi2 f ,, ^ , por la expresión lout =~ &£L-Í! referencia (6) , de K26 donde R 2 6 = ___2_ = Q,6Í2, 1 watt , 1 Amp R26 = 0,6^, 2 watts valor comercial El diodo DII se coloca con el fin de eliminar voltajes reversos que podrían existir en la carga. Finalmente se incluye a la salida del circuito el condensador Co como ayuda para bajar el rizado. La fuente de + 15 voltios DC con los valores calculados se ilustra en la fig. 2.32 IOUT=1 A • > 0,6 _a VOUT "2N1721 DI 15mA Di lOmA -V 5,06mA 660 -a Vin 350.a 0,5mA 7JDH -h_L_ Co 10mA 40408 1,6 20mA s 1N4735 Fig. 2.32 VALORES DE LA FUENTE DE + 15 V DC 71 REGULACIÓN.- Como el circuito de la fuente periférica tiene la misma configuración con la fuente regulada de voltaje analizada en el capítulo II, para calcular la impedancia de salida a y el factor de regulación p, se hace uso de las siguientes expresiones AVout = aAVin + a Alout. AVout _ referencia (2) i A Vin 1+otGi 3 G i 2 Como se analizo en el capítulo I, mientras mayor sea G i s G i a , mejor es la regulación, y la impedancía de salida se hace más baj a, y también disminuye el rizado. Gi2 = 1? por seguidor de emisor Para calcular aGi 3 hacemos referencia a la fig. 2.32 en donde G I S es la ganancia del transistor T i 3 , y a la atenuación debido al divisor de tensión: ü _ // K 2 5 // -n e + f "R // 7 ¿TNT13 7 T XT m ^ _ R2H// (BT12+D (RT+KZS) Z INTi3 = i3 = i3 - ~í— IT 25mV 10mA referencia (4) „ n _ = 2.5Í2 , R E -O 1 3 ~ (2,5S7)(201) = 502 , 5fi, reemplazando los valores se tiene: a 550^/7 502,5^ " 550^+(550// 502,5^) 13 " 550U// (201) (15,6fl) 2,5^+12ti G I S - 32,3 , entonces a G i 3 - 10,7 - ,. ' JJ 72 Para la fuente de -15 VDc, sirve el mismo diseño de la fuente + 15 VD C , para ello es necesario cambiar los transistores NPN por PNP, e invertir la polaridad de los diodos, como se indica en la fig. 2.32. 0,6 VOUT r VT14 2N1721 Di KH < 560 A C 550J3 Vin v 7D — -Co 4--T350 _TL & Vz =: 6,8V 1N4735 Fig. 2.32 CIRCUITO DE LA FUENTE DE -15V.DC Para el diseño del transformador y filtros uso las curvas de Langsford, Radiotron Páginas 235, 239, 1172, 1175, referencia (7) de la bibliografía. CALCULO DEL TRANSFORMADOR Tomando de referencia las curvas de la página 1173 se escoge 73 un mayor % EDC / E (relación voltaje rectificado de volta- je pico ac en el secundario del transformador,) para un me- nor % RS/RL (resistencia referida al secundario, a resistencia de carga. ) a.- Cálculo de ER^SI para la fuente regulada de voltaje Selecciono los siguientes valores: Rq WCRi = 20, % % E |° a RL = 1 y con esos valores determino: = 93% Calculo R s RL =~T^L- = 7'8Í2 R s - 0,078^ - 0,08^ Calculo ERMs-j^ en el secundario 1 RMS1 - - + 2(°'7) - 20,8 voltios 0,93 /T b.- Cálculo de E^32 para la fuente regulada de corriente co_n siderando el mismo criterio anterior, es decir: WCRy = 20, % Rq PD KL = 1 y determino % _MO_ = 93% E % Calculo R s RL = un RS = 0, Calculo 0,93 /T" E RMS2 = 17,8 voltios 74 c. - Cálculo de Erms 3 para la fuente periférica Haciendo consideraciones iguales a las anteriores es de- cir con WCRL = 20 , % „, Edc -= RS RL -= 1, y determino : 93% E, Calculo Rs RL = Cálculo de Erms3 en el secundario 3 . EDC3 " 2 < ° > 7 V > 0,93/F Erms — 16,27 voltios Erms Tomando en consideración los voltajes y corrientes necesarios para los tres secundarios y usando las formulas de las pági- nas 235*, 238* de Longsford, Radiotron, se necesita el transformador con las siguientes características: b c v= x= 22 Vrms b v= 18 Vrms £» V = 110 Voltios I = 1,8 A N = 167 5 ? £ S^ C 5 , 2 Amp N = 46 espiras Amp xNs = 261, 6espiras V = 36 Vrms 1 , 6 Amp xN°= 128 espiras 75 - RECTIFICADORES La rectificación que se usa es de onda completa, como ayuda para disminuir el rizado y para ello se usa A diodos de silicio; la configuración se muestra en la fig. 2.33 y es la misma para los 3 rectificadores de onda completa; para los secundarios 1 y 2 se utilizan los diodos IN3208 y para el se^ cundario 3 los diodos 1N1222, las características de los dip_ dos se adjuntan al final del apéndice. Fig. 2.33 CONFIGURACIÓN DEL RECTIFICADOR DE ONDA COMPLETA FILTROS.El filtro que uso por su sencillez, es en base a condensadores y viene dado por: C = 20 2 X TT X f X Ri 76 Para el filtro referido al secundario 1 C = 6849 yF Utilizo 2 condensadores: C C = 5.700 pF/60V, - 2000 yF/60V De las curvas de la página 1176* determino el porcentaje de rizado sobre el voltaje continuo de salida, para: = 1 rizado o „ EDC Y WCRL = 20, determino „. - y - EDC = 0, 93/2" x 22V - 2(0, 7V) EDC = 27,5 voltios r i =—2,2 1QQ x 27, Erizado > . 5V --Erizado = 0,605 voltios Para el filtro referido al secundario 2 . , _ 20 _ 2xTixfxRL C = 4.822 yF Uso C = 5.600 yF/60V c De las curvas de la pág. 1176*, determino _ ,9 z Av rizado „ — z EDC = O, 93/2" x 18V-2(0,7V) = 22,27 voltios „ , 2,2x22 .27V Erizado = -2— Erizado = 6.48V 77 Para el f i l t r o r e f e r i d o al s e c u n d a r i o 3. C - 20 2xrrxf xR-L C = 2.653,9 pF Uso C 4 = 2.500 yF/50V De las curvas de la pág, 1176*, considerando % ^S = 1 y WCR L - 20, termino « rizado „ = 0,93/Tx 18V-2(0,7V) = 22,27 voltios = 22 volt ios „ - , 2,2 x 22V Erizado - —- Erizado = 0,48 voltios De acuerdo a los cálculos realizados, incluyendo transformador, rectificadores y filtros, las salidas de voltaje DC, pa. ra las entradas de los módulos son los que se ilustran en la Fig. 2.34. 78 1N3208 27,5V S.OOOuF GOV " X 5.700 uF 60V 1N3208 110V K 22,27V ¿^ ^f ' N .^jr/ i5-600" "T GOV 1 NI 222 Fig 2.34. Salidas de voltaje DC para las entradas a los diferentes módulos. C A P I T U L O I I I 79 3.1. RESULTADOS OBTENIDOS CONCLUSIONES, RECOMENDACIONES . El objetivo de la presente tesis fue presentar un prototipo experimental, de lo que será el equipo conformado básicame^n te de tres módulos a saber: Fuente de voltaje regulada de voltaje, fuente regulada de corriente, amplificador DC de ganancia variable, incluido un medidor de señales. De los tres módulos descritos se puede observar los result^_ dos obtenidos, en la parte de pruebas, capítulo II. - De la fuente regulada de voltaje en un rango de O a 20 tíos DC, con una corriente de salida 1^ máxima de 4 rios, se pudo así comprobar exper iment alment e que la fueri te respondió a las especificaciones requeridas. - En la fuente regulada de voltaje, también se comprobó e^c per imentalment e el funcionamiento del limitador de corrier^ te. - El valor mas grande del rizado que se midió fue menor que el 0.1 % a plena carga. - Se comprobó que la fuente regulada, cumple con el requerimiento de que se puede seleccionar cualquier voltaje entre O a 20 voltios DC. Con respecto a la fuente regulada de corriente en un rango de O a 2 amperios, con Vs máximo = 15 VDC y los resultados que obtuvimos fueron: - Se comprobó que la fuente trabaja desde los 5 mA hasta 2 80 Amperios, no se consiguió desde O mÁ, porque los elementos siempre tienen un rango de tolerancia, además para ello se requeriría de un diseño más complejo y sofisticado. - Se obtuvo los 15 voltios, como voltaje máximo en la salida. - Se realizaron algunas lecturas y mediciones, que constan en el capítulo II, parte de pruebas, con las que se realizaron varios gráficos, en los que se verifico su comporta_ miento, como fuente regulada de corriente. - El limitador de voltajes en rangos fijos de IV, 5V, 10V y 15 V, se lo probo uno a uno, observando con la ayuda del oj^ ciloscopio, el funcionamiento completo del selector de vo_l_ tajes, cumpliendo así con uno dé los requisitos de las es_ pecificaciones requeridas. - Se" realizaron pruebas de circuito abierto, en cualquier tiempo t y por intervalos de tiempo indefinido, asegurando la no destrucción de la fuente de corriente, en casos de _e rrores de operación 6 trabajando en situaciones extremas. Con respecto al amplificador DC de ganancia variable y el m_e didor de señales se obtuvieron los siguientes resultados: - Como se puede ver en la parte pruebas, capítulo II, en las mediciones realizadas se obtuvieron errores relativos meno^ res que el 3 %, con lo que estamos dentro de las especif^ caciones, para ello se fue variando la señal de entrada y luego las diferentes ganancias, como son ganancias de 50, 100, 500 veces la señal, obteniéndose un pequeño error r^ lativo; además este amplificador DC de ganancia variable, cuenta con una elevación de potencia, en caso de que las s^ nales una vez amplificadas, se requieran para otros usos , 81 para esto la resistencia de carga mínima que se uso fue de 330 fí. - Se probo que el diseño del medidor de señales se puede usar para medir señales bajo cero y sobre cero, pero por limíta_ ciones en el mercado, no se pudo conseguir sino un medidor para señales en un solo sentido. Como conclusión debo decir que los resultados obtenidos en general fueron muy satisfactorios, puesto que los problemas que se presentaron en las diversas etapas del desarrollo del tema de tesis fueron superados uno a uno, tomando en considj^ ración las especificaciones requeridas para trabajar con el panel. - Para armar el panel de aplicaciones se aconseja en lo pos_i ble conseguir un medidor de corriente directo DC para valo_ res bajo y sobre cero, con lo que se mejoraría la eficiencia del equipo. - Se aconseja usar 2 disipadores de potencia, por separado : es decir uno para el transmisor de potencia de la fuente regulada de corriente, y otro para la fuente regulada de voltaje, puesto que los colectores están a diferentes potenciales . 82 APÉNDICE I EFECTOS DE LA REALIMENTACION SOBRE LA GANANCIA Los circuitos de realimentacion tienen la configuración genje_ ral que se muestra en la figura 1.1 La señal esta indicada en los distintos puntos por el símbolo X. Puede verse del diagrama y de la definición de la furi cion de transferencia, que existe la siguiente relación. X3 = X2 = Fig. 1.1 DIAGRAMA DE BLOQUES DE UN AMPLIFICADOR CON REALIME^N TACION NEGATIVA Para obtener la función de transferencia se necesita tener %3 en función de X; combinando las ecuaciones anteriores tiene: '13 G23 1+G23G34 se 83 APÉNDICE II CIRCUITO COMPARADOR Y CURVA DE TRANSFERENCIA <0 En un comparador existen 2 entradas y una salida, en cada en. trada se conectan 2 voltajes ei y 62 • Cuando ei~e2 > 0 si la señal de salida es mayor que cero eo > O entonces se defiere el terminal de entrada ej como positivo. Cuando ei-ez < 0 y eo < 0, entonces decimos que el terminal entrada ei es negador, inversor 6 negativo. de Este tipo de com portamiento se puede obtener gracias a un amplificador opera^ cional conectando a la entrada positiva (ei) y a la entrada negativa (62) 84 APÉNDICE III COMPORTAMIENTO IDEAL DE UNA FUENTE DE VOLTAJE Vo ? CIRCUITO ABIERTO CORTO CIRCUITO Fig. III.1 „ .j J TVsT máximo ^ • e Considerando - ,,. • máximo , se tiene max max que vendría a constituir la resistencia de carga. Tomando en cuenta el gráfico de la Fig. III.1 se observa que cuando no existe carga se cumple, que R^ = °°, IL = O y Vo = Vs es decir se tendría circuito abierto, y cuando se aplica en los terminales de salida una resistencia de carga RL>RC > Vs se mantendría constante, estaríamos en el punto A que, rep re^ senta un típico punto de operación de la fuente regulada de voltaje; a medida que la corriente I, sigue incrementándose, según el gráfico, estaríamos acercándonos al punto B, que se^ ría justamente cuando 1^ = valor de corriente seleccionado en el limitador, en donde se cumple RQ = Rl, a partir del punto B, la corriente de salida comienza a permanecer constante y 85 Vs tiende a disminuir, estaríamos en el punto C, es decir Rl RQ, llegando finalmente al punto .D, donde IL = Is, Vs = O punto de corto circuito. 86 APÉNDICE IV CARACTERÍSTICAS DE LOS ELEMENTOS UTILIZADOS 00 10 <í r- Operational Amplifiers .J CU 10 LM1558/LM1458 dual Operational ampfifier general description The LM1558 and the LM1458 are general purpose dual operaiional ampüfiers. The two amplifíers share a common bias network and power supply Icads. Otherwise, their operation ts completely independent. Features include: • " • Low-power consumption • 8-lead TO-5 and 8-lead mini DIP « No latch up when mpji common mode range is exceeded No frequency compensation required • Short-circuit protection • Wide common-mode and differential voltage ranges The LM1458 is identical to the LM1558 excepí that the LM1458 has us specificanons ouarantfced over the temperatura range from O" C to 70" C ¡nstead of -55°C to *125X. schematic and connection diagrams Mal«t Can Packtge OtdBf Numbor I.WM58H Or LM1S58H Ofdei fJurnb». LI/1458N S«« ['JCkiiga 20 2 102 absolute máximum ratings Ul Supply VoUaffr LM155S LM1458 Power Diswwtion (Note 1) LM1558H/L.M1458H LM1458N a Dilíerenlial lopot Voliage ° Inpul Votuge (Note 21 - S?2V S18V : 500 mW 400 mW ±3QV ±15V ÜuUxjl Shoft-Circuil Durat'on Opí-r-ating Tpmptraiure fian^ LM1S68 co Indfft.mtf -55° C lo 12$°C LM14&8 O'C to 70'~C Siorage Temperature Rjnge -65'C to 150°C Lead Tempcraiure (Soldennfl. 10 scc) 300°C en co electrical characteristics (Note3) PARÁMETER InoutCMfset Voltage Input Oflsel Curtent Input Bias Current LM1558 CONDITIONS TYP 1.0 C. R s < lOkíí MAX TYP •5.0 1.0 T A - 25°C 80 200 80 T A • 25' C 20O 500 200 Input R«istance 1.0 1.0 MS: Stjpply Curreni Both 3.0 3.0 mA Amplif.ers Lar^e Signal Voltagc Gain T A -25°C. V S - H 5 V ISO 160 6.0 Inpol Offset Voltage 7.5 500 Input Ofltet Curren! 300 1.5 Input Bias Curren! Ltrje Signal Voltage Gain v s -;i5V.v O U T 'iiov Outpul Vottage Swing V 5 - 115V, R L • JOkíí V/mV mV rtA 0.8 RL>2kSÍ R L • 2 kI3 112 110 ±14 -13 -12 Input Voltage Range Cotnmon Mode . Rejcction Ratio I Soppty Voltage Rejection Raüo 70 ( Non 1: TW mjmniuhi iimction iím¡j*'itur» oi it-.í LM15«3 n ISO C. w*»> •m6<*n( tx <5'C/Vv. junttion lo C*M. For inc DIF it\ üevic* nuil ae Oti Hatt 3: FOT lupply voti*Qei leo ttmo 11£V. Wm *btolutt m*vimum inoui vo Woi» 3: Th«*f ip*cilic*tioni »pO*v lor Ve - 115V ltfid,-S5 C < TA < 1 25" tr. ill «xeif IE»HWW •<* limnwj lo D C < T A < 70*C «nd v'¿ • 11SV. » tau»l 1O IH* lupply v 2-183 rm fríün L mEftR f*iTrf*r3*i'í'™ft oir>o't!v EK¡EC"¿llLy umCUlí PIN COrJFIGURA" iOÍ ir, (TOP VIEW) is a hígh performance operational ampltfier with high opcn loop gain, interna! compcnsation, hiyh cornmon mode rango and exceptional temperature síabrlity. The ¿iA741 is shcrt-circuít protected and allows for nulling of offsetvoltage. • • » t • t A PACKAGE C ••C ABSOLUTu MÁXIMUM RATINGS Supply Voltage Internal Po\ver Oissipation {f L ..e 1) , Differential ín^.-jV Vottage Input Volíage (Note 2} Voltage betv.'cen Offse; Nuil and V~ ' -E i" NC NC _ 3 Offy:t Nuil -J'J c INTERNA- hrfEQUENCYCOMPENSATION SHORT CIRCUIT PROTECTION OFFSET VQLTAGE NULL CAPABIIJTY EXCELLtNT TEMPERATURE STAE1LITY HIGHINPUT VQLTAGE RANGE NO LATCH-UP D« —i w _J />—i Hit •c _J~^ L H" •c D« c ' ±18V ±22V 500mW ±30V ±15V 500mW ±30V ±15V ±0.5V ±0.5V U » 4. Inv. Input E. Non-tnv. Input 6_ V~ NC 7e. NC 9~ 10. Oíft*t Nuil Output 11- V* 12. NC 13, NC 14. NC ORDüR P A R T NO. /'A741CA T PACKAGE Operating Tem,.- -ratu. í Range 0°C to +70*0 Storage Temp' .-dturp Range -65°Cto +150°C Lead Tcmpí -í;^? (Solder, 60 suci Output Shor* Circuit Duration (Nctr. 3) 300 C Indefinite -55°C to OROER PART NO5. -65°C to -t-150°C 300 C Indefinite 1. Ratlng ifjft ni for casa temporaturos to 125°C; derete llnoarly at 6.8mW/ ¿ *nr ambieot fumperKUJí-íis Bbov(t +75 C. 2. For supp •• voiTaces le« thsn +1 GV, ttie abioluta máximum input vnltr-, .• ¡- c"n!¡'.! to the s<juulv voltac.e. .*. '-^•••71 .-::\ Jit rr, iy 6o lo grourid or akhor suppty. natmg uppiiio. to + 125°C , :¿í í^Tiparaturo or -»-7D0C arnbitnt temparature. ;r CIRCUIT OFrSET NULL © 125°C . ,. 2. 3. .í; Oífsct Nuil Invertlnr; Input Non- 1 n vf!' ;ing Inout V~ Offset Nuil 6. Output 7. V+ 8. NC ¿ÍA741 T/íi"\741CT V PACKAGE •E ZJ' _, ~JT >i: "L-íx. >c t^^s>—U3•c > 1. Ofísct Nuil 2- trw. Input 3. Non-tnv. Input V" t: 7: Offset Nuil Output 8. NC SIGNETICS GENERAL PURPOSE OPERATIONAL AMPLIFIER « ¿iA741 ELECTÍÜCAL GHABACTEmSTICS PÁRAMETE!! (Vs -~- ± I5V, TA * 26°Cunlessothefwse S pnc¡fied) TYP. M1N. | MAX. UNITS TESTCONOIT1ONS p^741C nput O f f s e t Vollage nput O f f s e t Current nput lilas Current nput Resistance nput Capacítanca Offset Volljfjü Adjiístment Rango tnput Voltíige Ranga Common Mode Rejecrion Ratio Supply Voltee Rejection Ratio LargU-Signal Voltaye Gain Output Voltage Swing 0.3 ±12 70 i 20,000 ±1? ±10 Ouíput Resistance Output Short-Circuit Current Supply Current Power Consumption Transíent Response (unity gain) RisiJtirne Üverihoot Slow Rate The fotlowing specifications apply for 0°C^ T A < +70" C Input Oífsüt Voltaps Input Offset Currení Input Dios Current Large-Síijnal Voltage Gaín Output Vottage Swing 2.0 20 80 2.0 1.4 ±15 ±13 90 to G.O 2CO 500 150 200,000 ±14 ±13 75 25 i.4 50 ¿-3 85 "~^ mV nA nA Mil pF mV V dB ¿iV/V V V íí mA ¡nA mW R 3 ^ lOkn -' -- . R 3 -í. lOkíi R á < 10ki"í R L .^ 2 k í l . V 0 ü t - ± 1 0 V R L ^ iciííí R L í- 2kii V¡n = 20mV, R L = 2kíl, CL < 100pF ps % V/íis 0.3 t-,0 0.5 7.5 300 800 . 15,000 ±10" ±13 R L > 2klí mV nA nA V R L >2kíl, V01J, = ±10V RL>2kíí .UA741 Input Offset Volíage Input O f f s e t Current Input B'.-*s Currcnt Input Rejislünce Input Capacitance Offset Voítaga Acíjustment Range Largr;-Sig¡-T,i| Voltoge Gain Output Rcr-istancc Output Short Circuit Current Supply Curren! Power Consumption Transíenl Response [unity gain) Ri sel! me Overshoot Slew Rate The following specifications spply for-5C J C -S T A <+125 u C tnput Offset Voltage Input Offset Currcnt 0.3 50,000 mV nA nA MJÍ R s < 10ka pF mV RL>2kfi,Vout-±10V 2.8 85 Ií mA mA mW V¡n = 2CmV, R L = 2kn, CL < 100pF 1.0 7.0 20 0.03 0.3 ±13 90 10 ±12 70. 25,OC^ ±12 ±10 Supply Currcnt Power Consumption • G-132 5.0 200 500 0.3 5.0 0.5 Input Bias Currcnt Input Voltago Range Conimon Modc Flejettion Ratio Snpply Volisjc Refection Ratio Large-Siijnnl Voltage Gain Output Voltage Swing 1.0 10 80 2.0 1.4 ±15 200,000 75 25 1.4 50 ±14 ±13 1.5 2.0 45 45 Í*S % '. V/ps 6.0 200 500 . 0.5 1.5 150 mV nA nA PA M V d8 MV/V 2.5 3.3 75 100 V V mA mA mW mW BL > 2kíl R s < 10kíi TA = +125'C TA--BS*C - T A - +125 C TA--_55*C R s < lOkr. R s < lOkíl R u >2kn.v ullt -±iov R L > iokíi R L > 2kli T A = +125' J C T A = -55^C TA-+125 C TA - -55"C SIGNETICS GENERAL PURPOSF. OPERATÍONAL AMPLIFIER B TYPICAL CHARACTFRtSTIC CURVES INPUT COMMON MODE VOLTAGE RANGE AS A FUNCTIÜN OF SUPPLY VOLTAGE OUTPUT VOLTAGE SWJNG ASAFUWCTIONOF SUPPLY VOLTAGE PCWKR CQNSUfiAPTlQN AS A rUNCTION Or SUi'PLY VOLTAC£ LY VOLTAGE tV INPUT RESISTANCE ASA FUNCTION OF AMBIENT TEf/.PERATUilE INPUT BIASCU3RENT ASAFUNCTtONOlAMBIENT ^ÜT OFFfíET CUnRH AS A FUNCTION OF SUPPLY VGLTAGE " 1 t 100 f^V VOLT AGE IV ir;r J'-: ^UTPUT VOLTAGE AS A FUNCTION OF LOAD RFPISTAWCE POWER CQNSUMPTEO*' AS A FUNCTION OH AMBIENT TEMPERATURE AS A r-uucnoN OF AMBIENl TEWERATURE 140 Vs . 1 KV Vj- 30 J > » -1 10 1 - -«=::X— 1— ~ h 1 10 i - 1 i *° — 5 3 U tC R z í E _ to — „__ a l- k—— t I ** /I / 5 í.o 1 K ". — : . — '• — K £ 0 í 10O ~-¿. -ti) ~—. >-— _WJ ~~ 1 "H 2D 30 - - - ,> 6Ü TtMPtfIAlUAE 'C tOJ "" — — «0 -Í(J -K 70 — — M TtMítHATUftt 'C — 100 1*0 t » y _.. 10 0.1 0.1 1 — . ~ O.S 1U 7D LOfcO frf íiiTA'ICf - MI . "i fc.D t RCA Transistor Manual 228 CHARACTERISTICS (At case temperatura — 25°C) Emitter-to-Base Breakdown Voltage (Is = 1 niA Ic = 0) ViBR)CBO Collector-to-Emitter Sustaining Voltage: Ic = 100 mA. Rus — 100 Q le — 100 mA. IB = O Collector-to-Emilíer SaturaÜon Voítage (Ic = 500 mA, IB = 50 mA) Base-to-Emitter Voltage (Ves = 4 V, Ic = 500 mA) .... Collector-Cutoff Current (Ves = 90 V. VBB — —1.5 V) Emitter-Cutoíí Current (Ves — 7 V, Ic = 0) SUtic Forward-Current Transfer Ratio (Ves ~ 4 V, Ic = 500 mA) VCBR(SUS) VCKO(SUS) VcE(sat) VUE ICET IEBO V V 1 max V V mA mA 1.7 max 1 max 1 max HFB Thermal Resistance. Juncüon-to-Case .........— 60 min 55 min 25 to 100 6 max GJ-C •c/w TYPICAL COLLECTOR CHARACTERISTICS TYPICAL TRANSFER CHARACTERIST1CS TYPE EN3054 COLLECTOR-TO-EMITTEH VOLTS lVflp)'4 _KX> O5 1-0 T5 25 10 Z.3 2N3055 20 30 10 50 60 70 COLLECTOR-TO-EMITTER VOLTS (Vc E ) BASE-TO-EMITTER VOLTS (VB£) »2CÍ-«303TL «ÍCS-I23OST POWER TRANSISTOR Si n-p-n diffuscd-junction type used in power-switching círcuits, series- and shunt-regulator driver and output stages, and high-fidelity ampliñers in commercial and industrial equipment. JEDEC TO-3, Outline No.2. Termináis: 1 (B) - base, 2 (E) - emitter, Mounting Flange - collector and case. MÁXIMUM RATINGS CoIlector-to-Base Voltage ~..~. Collector-to-Emitter Voítage: VBB = -1-5 V RBB s= 100 O Base open (sustainlng voltage) Emitter-to-Base Voltage Collector Currcnt Base Current Transistor Dissipation; Te un lo 25°C te. above 25°C Temperature líange: Operating (Te) and Storage (TETO) Pin-Soldering Temperature (10 s max) .Veno 100 V VCET VCBR VCKO(SUS) VEBO Ic IB 100 70 60 7 15 7 V V V V A A PT PT Tp H5 W See curve page 112 —65 to 200 235 *C "C CHARACTERISTICS {At cace temperatura = 25°C) Emitter-to-Base Breakdown Voltage (lis = 5 mA. Ic = O) Collector-to-Emitter Sustaining Voltage: Ic = 200 mA, RUB = 100 n Ic = 200 mA, In — O ColIector-to-Emitter Saturation Voltage (Ic = 4 A, IB = 400 mA) Base-to-Emiller Voltage (Ven =: 4 V. le, = 4 A) CoUcctor-Cutoft Current (Ven = 100 V. VBM = —1.5 V) Emittcr-CutofC Current (Ven = 7 V, I(: — 0) Statlc Forward-Current Transfer Ratio (Ves = 4 V, Ic = 4 A) Therniíil RcsisUnce. JuncUon-to-Case .............™.»....™ V»nn)icno 7 min V 70 mm 60 min V V Vcn(sat) VBB Ion* I«n« 1.1 max 1.8 max 5 mox 5 max V V mA mA hr» OJ-G Z0to70 1-5 'C/W VCKHÍSUS) VCEO(SUS) 229 Technical Data for RCA Transistors TYPICAL COLLECTOR CHARACTE-IISTICS _J . !io.o •—— 75 r40O ' ' 0 00 BAS£ MILLIAMPERESU? 7[o$ i V O i ¡ — 6 00 500 •" 5.0 TYPICAL TRANSFER CHARACTERlSTlCS 1YPE 2N3055 CASE TEMPERATURA (Tcl* 25"C / •^¿y 10 20 3O 40 50 60 70 60 COLLECTOR-TO-EMiTTER VOLTS (Vctl »2CS-IJ30«T 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 BASE-TO-EHITTER VOLTS (Ve£> 2N3118 TRANS'STOR Si n-p-n triple-diffus-?d planar typc for large-signal vhf class C and smallsignal vhf class A amplifier applications in industrial and military communications equipment. JEDEC TO-5, Outline No.3. Termináis: 1 - emitter, 2 - U? se, 3 - collcctor and case. MÁXIMUM RATINGS Collector-to-Emitter Voltage: VI.B - -1.5 V ; VCBV as Base opcn VCEO 60 Emitter-to-Bnse Voltage VEBO 4 Collector Curren* Ic ü.5 Transistor Díssipation: TA up to 25"C PT Te up to 25°C PT TA or Tr above 25'C PT See curve Tempera tu re liante: Operating (Junction) Tj(opr) —65 to 200 Slor-ige TSTG —65 to 200 Lead-Soldering Temperature (10 s max) Ti, 255 CHARACTERlSTlCS (At case temperatura = 25°C) ColIector-lo-F,mitter Breakdown Voltage: VHB = —1.5 V. le = 0.1 mA VlBIDCPV 85 mín I»! = 10 mA. I» = 0. li. = 3ÜO /rs. df ~ 1.8% VutRtCEO (SU3) 60min Emltter-to-Base Breakdown Vottng*: (Is — 0.1 mA, I« = 0) V<BK)ERO 4 rnin Collectr r-Cutoff Current: Ve» = 30 V, IB =: 0. TA = 25"C 0.1 max Vrw — 30 V, IB r= 0. TA = 150-J 100 max Small-Signal Short-Circuit Input ¡mpedance, Real Part (Vt-n = 28 V, Ic ^ í.5 mA. í s= 50 Mc/s) 25 to 75 TYPtCAL LARGE-S1GNAL CLASS C RF POWER--OUTPU7 CHAñACTERjSTIiCS__ E' •" "•YpÉT^Íai, •» V V V A w w •C ^C *c V V TYPICAL CLASS A RF POWER-OVTPUT CHARACTERISTIC ^ TfPE 2 N 3 I I 8 COMMON-EMITTER CIRCUIT, BASE 1NPUT. CUASS A SERVICE. 5OMe/» COLLECTOR-TO-EWITTER VOLTS (Vc£)>• 28 COLLECTOR MILLIAMPERES (Ic)"25 CASE TEMPERATURE ( T c > « 2 3 ' C COMMON-EMIT'.'EK C1RCI !T, t«SE ÍNPUT CLASS C SERVICE,'50 Me/i í.—-i ^**~- y E o^ / — - RCA Transistor Manual 330 MÁXIMUM RATINGS VCEO(SUS) CoUector-to-Emitter Sustalnlng Voltage _.. Emltter-to-Base Vollage _.. CoUcctor Curren! „—..„ _ — Bn&e Current . Transistor DlssipaÜon: TA up lo 25'C „ TA ebove 25*C „ „_«_ Temperature Range: Opcrating (Junctlon) _ -50 VíBO Ic IB —0.7 —0.2 V V A A PT PT Tj(opr) See curve page U* -65 to 200 *C —SOmln —0.8 max V V ICEO JCEO IEBO —1 max —10 max —1 max "A fiA mA hrtt 20 to 200 100 CHARACTER1ST1CS (At case temperature = 25"C) Collector-to-Emitter Sustnlrdng Voltage (Ic — —100 mA. IB = O) Base-to-Emltter Vollape (Ic = —0.1 mA) CoHector-Cutoft Current: Ven — —40 V. IB - O, Te = 25°C _. VCE = —40 V, IB = 0. Te = 150°C Emltter-CutoíT Current ( V K B = —4 V, Ic = 0) Static Forv.-ard-Current Trarisfer Ratio (Vce = —10 V, Ic — —0.1 mA) .' Gain-Bnndwidth Product (Ves = —í V, Ic = —50 mA> Thermal Resistance, Junction-to-Case Thermal ResJstance, Juiíction-to-Ambicnt VCKO(SUS) VBK ÍT OJ-G G/-* 35 max 175 max Mc/s *C/W *C/W TRANSISTOR Si n-p-n type used in predriver stages in af-amplifier applications in industrial nnd commercial equipment. This t'ype is recommended for use in a Barlington circuit with a type such as the 40-108. JEDEC TO-5, Outline No.3. Termináis: 1 - emitter,. 2 - base, 3 - collector and case. This type is clectrically identical with type 40406 except for reversal of all polarity siglas. For collector-characteristics and transfer-characteristics curves, refer to type 40309. TRANSISTOR Si n-p-íi type used in predriver stapes in af-ampliñer applications in industrial and commercial equipment. This type is recommended for use in a ParliiifTlon circuit with a type such as the 40407. JEDEC TO-5, Outline No.3. Termináis: 1 - emitter, 2 - base, 3 - collector and case. For collectorcharacteristics and transfer-characteristics curves, refer to type 40309. MÁXIMUM RATINGS Collector~to-Ernitter Sustaining Voltage — Emitter-to-Base Voltage — Collector Current _ Base Current Traiiistor Dissipation: Ti un to 25'C TJ, above 25'C Temperature Ranee: Opera ting (Junction) „.. VC«O(EUS) Viso Ic Is PT PT 90 - 4 0.7 0.2 V V A A See curve page 112 Tj-(opr) CHARACTER1STICS (At case temperature = 25'C) Collcctor-to-Emitter Sustnlning Voltage (Ic — 100 mA. IB — 0) _ CoIIector-to-Emitter Saturatíon Voltage (Ic ~ 150 mA, IB =-. 15 mA) „ Base-to-Emitter Voltage (Ve» = 4 V, Ic = 10 mA) .._ Collector-CutoíT Current: VCE = 80 V, IB — O, Te = 25'C _ VCE = 80 V, IB = 0. Te = 150'C Emitter-Cutoíl Current (Ven — 4 V, Ic = 0) _ Static Forward-Currcnt Transfer Rallo (Vce = 4 V. Ic ~ 10 mA) Galn-Bandwidth Product (Ves = 4 V. Ic = 50 mA) Thcrmal ResisUmce, Junction-to-Case „ Thermal Hesistance. Junctlon-to-Ainbient —« Veso (sus) VCB (sat) VES I CEO I CEO IEBO ÍT GJ-C IX max Irruuc V V 1 max 250 max 1 max 40to2íX) 100 35 max 175 max Mc/s "C/W 'C/W (SILICON) PNP SILICON ANNULAR PNP SILICON SWITCHING TRANSISTOR TRANSISTOR . . . dcsigned for mcdium-current saturated switching and core drivor appticatlons. toff = 80ns(Max) « Current-Gain- BandwifJth Product f T = 150 P.IHz (Min) * Low Collector-Emitler Saturaron VoUage — v CE|sati = O.G Vdc (Max» © IQ = 500 mAdc / ff//fí . •MAXIM JM RATINGS Raling Colleciof-Emutef Vottag* Collecior Base Voluce Symhol Valué VCEO 40 V/CB £0 Vdc V^g 50 Vdc Colleetor Curreni - Conurvjous IQ LO Adc loiit ÜCK..-C DíSSiiíai'onfe- T A - ¿g"U rp G^¿ r"W 5.0 mW/°C Enuttír-Basc Voltage - Dcrate above 25°C Total Dcv.ce D,ss. ustión ¿i Tc ' 25°C PD Dcfate abovc 2b°C Oprr^in..- a^a Siorage Junciion TJ-TíIg 0175 Unil J~CTes . vdc '- 5 Eeílioj y 0016 O'ÓÍÍ 0 M *« Walt 12 mW/°C ~síi to +150 °C 00<5 1 J (Tosí —^ -j 7«nipcreiure Ran^e 1 "^ 1- THERMAL CHARACTERISTICS Symbol Max Urtit Thcrmal Rcsutjnce. Junctiun !() Cjsc Chirac le riHie 3 je 333 °C/W Thermal Resistancc. Jurn.on lo Amb.cnt J JA -tW °C/W 5«(NOM)— 1^ ftn 1. Emuitr J. B)» *liidic*tnt J E O E C R«gi»i»r«d D*t> J Cofiíciw 004S OJjSs /~ÜOl3H- 'j 7 3 / r-1 { 1 L V/T y SSK*-*^ C03Í P ° 045 ÓMi CASE; 29 (i) TO 92 2-396 2WGOG7(cont¡nued) *ELECTRICALCHARACTERISTICS IT A - 25 Ctiaracieriittc OFF CHARACTERISTtCS Col lector Emicicr Brcjkdov.n Volugu ® BVCEQ 40 - Vdc BVCBO 50 ~ Vdc BV EBO 5.0 'CBO - &00 nAdc '£60 ~ 100 nAdc (lc • lOmAdc. IB = 0) Collector-y.isc Brejkdovvn VoUage (lc = 100 M Adc, IE • 0) Em<tttfr-8¿sc Otc.jkdortín Voliage OE • lo^Adc. ic = oí Collector Cutülf CurrciH Vdc «Ves - 3 0 Vdc. IE -- 0) Emitter Cutoff Current (VEB J 3.0 Vdc. ic = o) OfM C H A H A C T t n i S T I C S _ DC Current Ga-n ® h FE 40 - (lc • lOOm.Adc. VCE - 1-0 vdc> 5O 200 HC ' 5°° rnAdc, VCE = '-0 Vdc) 25 150 ¡!¿ • ICO niAdi., ÍQ - lüm/vací - 0.3 (le " 500 mAdc. 1B - 50 mAdc) - 06 (IC - 10O mAdc, I B = 10 mAdc» - (IQ « 500 mAdc. IB = 50 mAdcJ 08 09 11 (lc - 10 mAdc, VCÉ = 1 0 Vdcí VCEU.Í CoUcclor-Emitier Saturaiion Voltsge © Baw-Emrtier Saitiration Volrage (j) V0C Vdc V BE(WI) OYNAMIC C H A R A C T E R t S T I C S CurrorU-Gam-Bandwidtri Producí CD . *T Collccior-Base Capocitance *VCB * r" i 10 Vdc - IE = °. * - " ccb - 16 pF Ceb - 80 PF *on - 40 ni 17 ns = I0° kH? ' EmiUer-Baie Capacitance (V EB MU/ 150 UC - 50 mAdc. V C E - 10 Vdc. f = 100 MHz) * 0 5 Vdc. 1C = 0. f - 100 kHz) SWITCHING C H A R A C I E R I S r i C S Turn-On Time Delay Time (V cc = 4O Vijc, lc " 500 mAdc. 'd IBI • 50 mAdc. V E B ( o f f j - 4.0 Vdc) Rise Time Turn-Off Time Storogc Time (V C c = 40 Vdc - 'B1 * '02 = 50 'C = 500 mAdc. mAdcí Fa» Tirr-e V - 28 ni 'off - 80 ns Ts - 70 nj 'f - 25 rii Indicitei JEOEC Regiitered D.n». ©Pulí* T««: Pulw WidthS 3OO yi. Duty Cycl» < 2.OS. (¿9 IY is dafined ** thc traquency at which hf B l exirapolj FIGURE 1 - SWITCHING TIMES TEST CIRCUIT *4.0 'I.Okíl --neson. tf < 2.0 ns 2-397 2NG067ícontínued) TYPICAL TRANSÍ E N T C H A R A C T E R I S T I C S FIGURE 3- R1SE TIME FIGURE 2-DELAYTlME —I—M= 20 30 50 ICO 200 3ÜQ SüO 10 1UÜO 20 30 SO 10ü 20Q 300 5QU 1ÚCO IC.COLLECTORCUnnENT(mA) FIGURE 5 - STORAGE TIME FIGURE 4 - STORAGE TIME SO 100 ' 40 2QQ IBI.TURN ON BASE CUSRENT [mA IC.CCUECTORCURRENT(mA) FIGURE 6- ID ?0 30 50 100 FIGURE 7 - CAPACITANCES FALLTIME 2UQ 3i)Q 60 SGO 1000 0.1 IC.COLLECTOR CURREN! imAl O* 06 1.0 3.0 50 10 V R . R E V É R S t V D L T A C E (VOLTS) 2-398 20 SO 100 TRANSISTOR NIMJER PM OA LT 2N1692 2N1693 2N1700 2H1701 2N1702 PG PG NS NS NS TCU02 T0102 2N170S 2N1706 2N1707 2N1708 2N1708A PG PG PG NS NS TOS TOS TOS 2NV709 2N1710 2N1711 2N171U 2N1714 NS NS NS NS NS 2N1715 2N1716 2N1717 2N1713 2N1719 NS T05 NS TOS NS TOS NS X26 NS X26 L04 L04 L04 L59 L59 2N1720 2N1721 2N1724 2N1724A 2N1725 NS X26 NS X26 NS T061 NS T061 NS T051 LS9 L59 L46 L46 L46 2N1742 2N1751 2N17M 2N1755 2N17S5 PG TOS PG T03 PG TOS PG CBS PG oes LQ4 LOS LQ4 03S 2N1756 2N1757 2N1758 2N1759 2N1760 PG OBS PG JBS PG OBS PG OBS PG OBS 2N1761 2N1752 2N1808 2N1689 2N1890 PG OBS PG oss NG TOS NS TOS NS TOS 2H18Q3 2N1905 2N1906 2N1907 2N1908 NS T05 PG T03 PG T03 PG T03 PG T03 2N1924 2N1925 2N1926 2M936 2N1927 PG PG PG NS NS TOS TOS TOS T063 T063 L04 L04 L04 L60 L60 2N19r& 2N1970 2N1972 2N19^Í 2N197* NS TOS PG T03S NS TOS NS TOS NS TOS L04 L13 L04 L04 1.04 100V 2N1975 2N1980 2N1981 2N1982 2N1983 NS PG PG PG NS 100V T035 TOS L04 L13 143 U3 L04 2N1984 2N1985 2N198G 2N1967 2N1988 NS NS NS NS NS TOS TOS TOS TOS TOS L04 L04 L04 L04 L04 2N1989 2N1990 2N1990R 2NJ.991 2N2008 NS NS NS PS NS TOS TOS Toie U04 L04 L01 L04 L04 100V 100V 1COV 2N2015 2N2016 2N2017 2N2042 • 2N2043 NS T036 NS T036 NS TOS PG TOS PG TOS 1.13 100V 130V X VC8 MAX VCE MAX VEB c T LEAD INFO MAX MAX J MAX L04 L04 104 25V 60V 3V 2V 6V 6V 6V 500MA SOOMA L05 25V 25V 60V 60V 60V 1A 2 SOOMA 5A 200C 200C 200C 18V 2SV 30V 25V 2SV 20V 12V 5V 5V 10V 3V 3V 400MA 400MA 4QCMA 20QMA SOOOA 100C 100C 100C 175C T046 L04 L04 L04 L01 L01 TOS T08 TOS T0105 T05 LI2 L12 L04 L24 L04 60V SOV 75V 75V 90V 45V 45V 50V 32V 60V 4V 3V 7V 7V 2A 2A 600MA PACK- AGE TOS TOS T03 T046 TOS T036 T036 TOS TOS na oes oss oss oss OBS 085 OBS oes 150V 90V 150V 90V 150V 90V 150V 120V 180V 120V 20V 80V 13V 40V 40V eov 100V eov 100V eov 100V sov 120V sov 10V 10V 10V 120V 60V 130V 100V 130V 60V 60V 60V 125V 125V GOV 60V 5CV 70V 90V 50V 50V 50V 50V 5QV 100V 30V 175V 60V 105V 105V 2COWWF 200WF 20GK*F 30CW«F jOOMWF 1500K 1200K 1200K 200U 300H 100K 16M 16H 16M 16M 16M 20/60 40/120 40/120 20/60 20/60 200MA 200MA 200WA 200MA 200MA 1A 1A 5A 5A 200C 200C 200C 200C 200C 15WC 15HC 16W 40/120 40/120 20/90 30/90 50/150 200MA AMH TIB 200MA AHG TIB 117WC H7«C 117WC 5A SOMA ASZ16 ASZ16 AST29 65^56 BSX66 2N1536 2M536 !2S1304 2N4001 2N4G01 0 0 0 0 0 40/120 50/150 40MN 30/170 30/170 150MA AMH MUB BSW66 ASZ16 AL103 2N4C01 2H1536 2ÍÍ2147 0 0 0 0 0 SOMN 47MN 65W 100MA AMH MOB ACY17 ACY17 ¿CY17 BDY20 BOY20 ?N1188 2N1188 f 2N118S 2N3055 2N30S5 0 0 2N5S59 2H11GO 2^2297 2N2297 2N1893 0 0 0 0 0 25V 25V 25V 25V 45V 5V 5V 5V 5V 5V 1A 1A 45V 5V IiV 3V 150M 2P 600K 30M 3P 24P 5W 70U 19P 60M 15P 50M sote 15P 2M 10M 10M 225WWF 225UWF 225U*'F 20CWC 200WC l?<vif r.-OOWWF 100M 8 COK 1M 4M 4M 175C 110C 175C 175C 175C ^OCMWF 175C 110C 110C 110C 175C 800WWF 17CBC 170KC 170WC 60CWKF 40M 175C 175C 175C 175C 175C COCWfTF 800WWF 600WWF 60CUKF 600WÍ(F 40M 40M 1A U 175C 600VífF 600WJÍF 1A U 175C 175C 250í.«F 10/50 10/50 18P 40/120 1CMN 50M 25P 60M 15P 50M 1SP 151^ ALH FCU 5A AHG MOB 5A AHG MOB 5A AHG MOB 10MA ALG SGI BSW66 ADZ12 ÍOZ12 ADZ12 BFY50 2N1893 2N1100 2H1100 2K11GO 2ÍJ2297 0 0 10MA ALG SGI 10MA ALG SGI 150MA AMG SGI 150MA AMG SGI 3CMA ALH SGI BFY50 BFY50 2N2297 2N2297 SFY50 BFY5Ü 2N2297 0 0 0 0 0 50/100 50/100 50/100 75HN 35MN 15MN 10A 10A 1A 2QOMA 200MA 200C 200C 150KC 1SOWC 5CJOK 500K 80M 400K 4001Í 10P 25P 25P AMG ALH 10MA SGI SGI SEU SGI CBS 40/120 30MA 30MA 30MA 150WA 5CMA 15/50 15/SO 50/200 20/40 40/100 5A AHG RCU 5A AHG RCU 200MA AMG HAT 5MA AMH M08 SMA AhtH MOQ 2SMN 10V 150MA VMS MOB 10A Aria wO-< SOMA AMG FCU 0 0 SGI SGI 20/60 20MN 4SP 1SP 10A AHG SES 10A AHH SES 10MA 20P 20P 40M 100MA AMH M09 100Í.W i'M «.^9 10MA 40M 40M 40W RHG TIB 35MN 40M 800WKF AHG RCU RHG ATI RHG TIB ASZ16 75MN 110MH 60/240 20/80 35/120 60C*^(F 1A 1A 10A Iflíl oes AF106 ADZ12 BFY50 BFY50 BSK66 45P 15P 35P 35P 20P 40M 4CW 200C 1WF 15P 40M 4SP 300HA 200WKF 200MKF 10WH 30P 3QF> 30» 1NS 1H8 1O*C 8V 175C 100C 100C 0 0 0 0 0 OES 035 TIB SGI ATI 200MA 8V 75V 75V 2N2237 2N990 2N2835 2N1536 SOOMA AHG SOOMA AHG 20MA1 RMS 150MA AW 15DMA AMH 7V 20V 20V 20V 5V 10V 0 0 0 0 0 60/150 60/150 60MN 40/120 100MN 60V 30V 40V SOV 25V SOV 65V 60V 2N1725 2N1725 2N1725 035 OBS 5V 40V 5V 5V 7V 17 5C 2A RHH MOB 2A RHH SEU 2A RHH MOB 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 SOV 30V 40V 60V 1A 1A 1A 1 i i 2N1536 2N1536 2N1536 2N1536 2N1S36 500MA 500MA 500MA 15A ISA ISA U TIB TIB TIB TIB TIB A5Z16 ASZ16 ASZ16 25V 25V 25V 6V 6V 800MWF 80C*fflF AMH ¿MH AMH AMG AMH Aszie 40V 40V 40V 60V SOV 15A 0 0 0 0 0 AHG OBS OBS áOOt^fF 50WC 30WH 6CWC 60WC 500MA BFY50 BFY50 2N2782 2N2782 2N2297 2N2297 AHG AHG AHG AHG 200C 200MA 750MA 250MA VHG TRW VHG TRW AUG SG! AMG SGI AMG TIB SOOMA 500MA SCO'tó SOOMA SOOMA 50CMA 20QC 20QC 0 0 0 0 0 30/75 30/75 35/75 60/150 60/150 7V IV 2V 1V5 1VS 20A 20A 2N1188 2N1188 2H1188 2N2369 2N2359 ¿F124 AD162 ASZ16 150K 150K 100C 100C ACY17 ACÍ17 ACY17 65X20 BSX20 15QK 150K 28WC ?3*C ISOWKF 300í,«(F 800MWF 100C 100MN 0 0 0 0 0 rss VLG WOB RHH MOB RLS MQ8 AHG DBS AHG oas 95C 95C 85C 200C 200C 100C 100C 100C 100C 10CMN . 6FY50 ZT1486 BOY20 2N1561 2N1561 2N2297 2N1486 2N3055 2MA 20A 40WA 500WA 500HA 3A 3A 10A 10A 20A 20A 25P 25P USA EOUIV 30/90 • 20MH 30/75 30/75 3COMA 500MA 600MA 125C 110C 8/75 8/75 16M 10M 550P 10M 5SOP 10M 5SOP 150K 150K 150K 150K 1SOK sv 10W.A VLS MP°, 1CMA RUS RCU 15WC 15WC 15KC 15WC 15KC 70M 70M 28«C 28WC 23XC 28WC 28*C 110V 10WA AMG M03 20MA AMG MOB 10MA AWG M03 200C 200C 200C 200C 200C 800WÍÍF 10CWXF 95C 95C 95C 95C 95C 60V 60V 2QV 6P 150H 120U 3A 3A 3A 3A 3A sov 65V 75V 6P 70MN 60/120 40/150 40/120 30/120 1A 1A 1A U 1A 17 5C 15WC 15WC 85C 95C 9SC JÍV 30V 30V 40P 40P 40P EUR EOUIV MCQ 20/60 17 SC 175C 60WWF 105WC SOt/KF 28KC 2SWC eov 60V 10CV 1001Í 10MA 100UÍ 300MA 800MA VUP "OB VMP ÁMG RCU AHG RCU AHG RCU 16M SOV 40V 60V 40V SOV 1.04 20P 10MA 15WC 30V 3QV 20V 7V 7V 25V 40U 5KC 251KC 751KC 5MN SMN 20/80 20/80 - 15/60 USE MFR 175C 6SV 75V 25V 60V 60V 80V 22 SU 10P 10P H FE 9TAS 200C 40V .35V 60V SOV 100V 250M H FE MAX 1A 30V 30V SOV 30V 30V 60V 80V 100V C 00 1A 25A 100MA 3A 3A 100V 100V L13 L04 L04 L04 100V 17 5C 35CW«F' 3SOMWF F T UIN 3 SOMA 3SOMA 150UA 150MA 200MA OV5 2V5 2V SOV 30V L04 L04 L04 LOS LOS LOS LOS 25V 40V 40V 100C 100C P TOT 15/60 ALH ALH ALH ALG ALH BSK66 2H2297 2N1893 BSWE6 BSK66 2N1893 2N1693 BC394 2N4390 2N4036 EÍFS95 BS«G6 2T2016 ZT2016 BFV50 ACY17 ACY17 0 0 0 0 0 0 0 2N4001 0 2N2016 0 .:H¿016 0 0 0 0 2N2297 TRANSISTOR NU*ER PM OA LT 2N5946 2N5947 2N5954 2N5955 2N5956 vea VCE UAX UAX eov 1066 L43 L43 36V 40V 90V 70V 50V T0106 T0106 T0106 TOP&6 TOP&6 L17 L17 L17 L32 L32 60V 45Y 30V 60V 80V eov 2N5976 2N5977 2NS978 2N5979 2N5980 PS TOPG5 NS TOP66 NS TOP66 NS TÜP66 PS TOP66 L32 L32 L32 L32 L32 100V 60Y 80V 100 Y 60V 80V 2N5981 2N5S82 2N5983 2N5984 2NS98S PS TOP66 PS TOP66 NS TOP66 NS TOP66 NS TOP66 L32 L32 L32 L32 L32 80V 100V eov 60V SOY 40V 10QV SOY 2N5986 2N5987 2N5988 2N5989 2N5990 PS PS PS NS NS TOP66 TOP&6 L32 L32 L3¿ L32 L32 eov SOY 1GGV 60V 60V 40V 60Y £CV 40V 2H5991 2N599S 2N5999 2N6000 2N6001 NS NS PS NS PS TOP66 T098 T098 100V 35V 35V 3SV 3SV sov X10 X10 L32 L21 L21 L20 L20 2N6002 2N6003 2N6004 2N6005 2N6006 NS PS NS F>S NS X10 X10 X10 X10 X10 L20 L20 L2C L20 L20 35V 35V SOY SOY SOY PACKAGE LEAO INFO NS NS PS PS PS X28 X27 L6S L64 T065 T066 L43 2N5961 2N5962 2N5963 2N5974 2N5975 NS NS NS PS PS rofoo TOP66 1QP66 VEB MAX I C T J UAX MAX 20CC 200C 200C 200C 200C 625M*F 625MXF 625MHÍF 75KC 75*C 45P 4P SM 2CWN 25/250 20MN 20MN 20MH 8V 8V 8V 5V 5V SOMA SOMA 5CMA SA 5A 125C 125C 125C 150C 1SOC 5V SV SV SV 5V SA 5A SA 5A 8A 150C 150C 150C 150C 150C 7SWC 5V SV 5V 5V SV 8A 8A SA 8A SA 150C Í.3WC 90^C SV SV SV 5V SV 12A 12A 12A 12A 12A 150C 150C 150C 1COWC xsoc 100WC 100'HC 150C 1XKC 5V SV 5V SV 5V 12A 25V 25V 25V 25V SOOMA SOOMA SOOMA 50CMA 150C 125C 125C 12 5C 125C IQuWC 4C,OMKIF 400MXF 40CVWF 25V 25V 40V 4CV 40V 5V 5V 5V SV 5V SOOMA SOOMA SOOMA SOOMA SOOMA 125C 12SC 125C 125C 125C 40UMXF 40CWNF 4COWF 430MXF 400WNF 165M SOY 35Y 35Y SOY SOY 40Y 25V 25V 40V 40Y 5V SV SV 5V SV SOOMA 5COMA 5CCMA SOOMA SOOMA 125C 125C 125C 150C 150C 400MWF <r>CMHF ÍOOWXF 50CM*F 500MXF 250H SOY 50V 7QV 70V 70V 40V 4QV SV SV 5V 5Y 600MA SOOMA 800MA 8COMA 800MA 150C 150C 150C 150C 150C 500WWF .OCMXF vOOMXF 500MWF SOCWKF 500WWF 20CHC 200WC 200WC 14QKC 60Y 40V 45V 30V 40V 60V 4QV 60V eov 40V eov eov eov 6A 6A 6A Í50C 150C 150C X10 X10 2N6Q12 2N6Q14 2N6015 2N6Ú16 NS PS HS PS KS X10 X10 X10 X10 X10 L20 L20 L20 L20 L20 2NS017 2K6029 2N5030 2N6031 2N6Q32 PS PS PS PS NS X10 T03 T03 T03 T03 L20 LOS LOS LOS L05 70V eov 100V 1COV 120V 120V 14 OV 140V 120V 90V 5V 7V 7V 7V 7V SOOMA 150C 20A 20A 20A SOA 20QC 200C 200C 200C 2N6Q33 2N&034 2N&035 2N603& 2N6037 NS PS PS PS NS T03 T012 T012 TOU T012 LOS L31 L31 L31 L31 150V 120V 40V 40V 60V 60V 80V SOV 40Y 40V 7V SV SV SV 5V 40A 4A 4A 4A 4A 200C 150C 150C 150C 150C 2N6038 2NS039 2N6040 2N6041 2N6042 NS NS PS PS PS T0126 L31 L31 L32 L32 L32 eov 5V 5V SV SV SV 4A 4A 8A SA 6A 2N6043 2N6044 2N&045 2N6049 2H6050 PS PS PS PS PS TOP6 TOP6 TOP6 T066 T03 L32 L32 L32 L43 LOS 5V 5V SV 7V 5V 2N6051 2N6052 ' 2N6053 2NG054 2H6055 PS PS PS PS PS T03 T03 T03 T03 T03 LOS L05 LOS LOS LOS 2N6056 2N6057 2N60SS 2N6059 2N60&4 PS KS NS NS PG T03 T03 T03 T03 TOS LOS LOS LOS L05 L12 ; 1100M 2A 400MA L20 L21 L21 L20 1.20 TOP6 TOP6 TOP6 5KC 40»C 40*C 40WC 4Y 3V5 SV 5V 5V X10 T012 H FE 30V PS NS PS NS PS 2H6Q13 C 06 UAX 16V 2ÍJ5007 2N600S 2N6009 2N6010 2N6011 T098 T098 F T MIH P IuT eov eov eov sv 37KC 7MC 7SXC 7ÍWC 90*C 9or.c 90*0 90*0 10Lr.C **"*# 5M SU 4P 1COM 4P 150M 4P 2M 3 OOP 2M 300P 100M 2U 2M 2M 2M 3 OOP 200P 200P 200P 2U 350P H FE BUS USE UFR EUR USA EOUIV ESJW 0 0 SOOMA UHP M08 75MA UMP UOB 2A RHH RCO 2A5 RHG RCB 2N5S54 2N5954 2N5954 1 1 2N5825 2N5827 2N5827 2N6126 2N6126 0 0 0 0 0 BD590 BOX73 BDX73 BOX73 BOX78 2N612& 2N6101 2S6101 2N5101 2^6134 0 0 0 0 0 3A RHG RCB 150UN 60CUN 1200MN 20/120 20/120 ALG ALN 10M4 10U¿¡ ALN 2500MAJ AHÜ 250CMA AHH 20/120 20/120 20/120 20/120 20/120 2500UA 2500MA 2500WA 250OMÍ 4A 1CMA BC237 BC239C BC239C u: 3 GD590 fcOB B0590 FCU FCU FCU AHH MCB AHG MC8 AHH | MOB AHH MCB AHG MOB ISS 1 4A AHH MOB 4A AHH MCB 4A AHH MOB 4A AHH MOB 4A AHH MGB BDX78 BDX78 30X75 BDX75 BCX/S 2NS134 2N5134 2N6103 2H5103 2S5103 0 0 0 0 2M ¿5ÚP 20/120 20/120 20/120 20/123 20, 12.0 2M 2*< 2W 2M 2M 300P 300P 20/120 20/120 20/120 20/120 20/120 6A AHG wOB 6A AHH MCB 6A ÍHH M03 6A AHÜ MOB 6A AHH MOB 80X78 B"X78 8DX7S 80X75 BDX75 2N6134 2N6134 2N5134 2N6'.03 2f:olü3 0 0 0 0 0 2M 300P 14CM 6P 140M 8P 150M 6P 225M 8P 20/120 80WN 80MN 10CWN 100M.S 6A AHH MOB ALN' GEU ALN GEU 10UA RUG GEU 10WA AMG GEU BOX75 BC239 BC309 BC333 BC328 2N6103 2N5827 2N6003 2N5818 2N5319 0 BC338 BC309 BC338 BC328 2NÍ319 2N6003 2NS818 2NS819 2t- 5:i9 ÍH600S 2N4058 2N5818 2N5819 1 80CMA AMG GEU BC327 PBC109 BC214L BC338 BC323 BC338 BC323 BC333 BC307 50337 2N5318 2N5519 2N5818 1 2NC.015 0 BC323 2NÓ819 2N6031 2N6031 2No031 2H 350P 2M 35CP 2K 250P 2M ¿SOP 25CM 150M 22 5M 165M 140M 140W 240M 1M 1M 500P 500P /oc° 10UA 10U¿ 6P 8P 6P SP 6P 250MN 210MN 10CMN 100MN 250MN RMG GEU 100UA ALN GEU 10MA AMG GEU 10MA AMG GEU 10MA AMG GEU SP 6P SP 10P 15P 250MN 25ÜMN 12CMT4 45MN 45MN 10MA AMG GEU 10P 15P 1DP 15P 10P 50WN 7CMN 10CWN 100MN 24CMN 800WA AMG SOOMA AMG 10MA AMG 10MA ALG 10UA AMG GEU 15P 1NO 250WN 25/50 20/60 10WA AMG GEU MOB MOB MOB SEU 1NO 1NO 1CMA IOMA) ¿LN G¿U lOUAl ALN GEU SOOMA| AMG 8A 8A 8A SOA AHH AHH AHH VHH GEU b¿U GEU GEU GEU 0 1 1 1 1 1 0 1 1 1 0 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 SOM 15/60 10/50 14CWC 4QKC 40KC 40* C 40KC 50M 25M 200P 25U 200P 25M 200P 100P 750WN 750MN 750MN 75CWN 150C 150C 150C 150C 1SOC 40WC 40KC 75KC 75*C 75WC 25M 100P 2SM 100P 4M 300P 4M 300P 4M 300P 750MH 750MN 1000MN 100C-MS 100CMN 2A AHD MOB 2A AHD MOB 4A AHD MOB 4A AHD MOB 3A AHD MOB 8A 8A 8A 10A 12A 1SOC 150C 150C 75WC 75«C 75WC 75HC 150í(C 4M 200P 4M 200P 4M 200P 3M 200P 4M 500P 1000UN 100CWN 1000WN 25/100 750MH 4A AHD MOB 4A AHD MOB 3A AHO UOB 12A 12A SA 8A 8A 200C 200C 200C 200C 200C 150WC 150HC 100WC 100WC 750MU 75CIM 750UN 750MN 7SOWN eA looirc 4M 4M 4M 4M 4M SOOP ÍOOP 300P eov eov SV SV SV SV 5Y 6A 4A 4A 4A AHD AHO AHD AHO AHD MOB MOB MOB MOB MOB 0 0 0 0 0 eov eov eov 60V SOY eov SV SV SV 8A 12A 12A 12A 1CA 200C 200C 200C 200C 100HC 150KC 150XC 150WC 56KC 4U 4M 4M 4M 300K 200P 300P 300P 300P 7SOMÍ) 750WJ 75CMN 750MN 20/50 4A 6A 6A 6A 3A AHD AHO AHD AHH AHH MOB MOB MOB MOB 0 0 0 0 0 60V 80V sov eov eov 80V 80V 100V 100V eov SOY 100V 90V eov 80V 100V eov 80V 60V 100Y SOY GOV eov 100V 55Y 60V SOY 100V 60Y 100V BOY SV 5V 200C 200C 110C 1M asu 3 OOP 200P 10/50 40A VHH 2A AHD 2A AHD 2A AHD 2A AHD SEU ^.5032 MGB MOB MOB MOB SOOMA RHG MOB 6A AHD MOB Moa 0 1 1 1 1 1 1 0 0 0 • BDY78 2N5050 2N6066 0 0 0 0 0 • SUicon Rectifiers • Obsolete, discontinued types, replace with devices from the 1N4001 series. ím3189ihru Obsolete, discontinued types, replace with devices from the 1N4001 series. lo— 15 A VR_to400V Medium-current silicon rectifiers. Cathode connected to case, but reverse polar i ty (anode-to-case connection) also available by adding suífix "R" to type number, e. g. 1N3208R. Supplied with mounting hardware. CASE 42 Do-5 MÁXIMUM RATINGS fe e K *"~— , i; f Ratinj *C BlocfcL^ Voltee Symbol < V **S R*vere« Voltage y" 'i On* Cycle Surge Current ^^^P» * 25*C Caso Tcmp) FM (surge) 300 - Unit 400 VolU 50 100 35 70 140 210 280 Volta 15 15 15 15 15 Amps 250 250 250 250 250 Añapa Vr !o* 1N3210 1N3211 1 N 3 2 1 2 1N3210R 1K3211R 1H3212R 200 VR **»">«e KalI-Wave Rectlíled W^UT! Current With Re«*UTeLo4d i* V 1N3208 1N3209 1H3208R I H 3 2 0 9 R 1 *! ,'V ;# •**- __ TJ TBtg , -65 to + 175 •c -65 to + 175 •c ^^™-e ^ 'i.. ^2^CAL CHARACTERISTICS s.! i-i I ' r; ( AII T yP cs) „ 25*cc.« T<m P . L-—-~_^___ Characteristic Ui,],^ t Cttrr^ *°rwwd VolUge at 40 Amp D-C For^ard Voüa-o ReYerse Current at Raled D-C Reverse «s^^^^^^otraai R*alaUnc«, Junction To Casa 3-13 Sfinbol VF 1. 5 VolU l^ 1. 0 mAdc 9JC 1.7 C/W Silicon Redifíers lo- 1.5 A VR — lo 600 V iNl563,A Low-current silicon rectifiers in hermetically sealed, low-silhouette single-endedpackape designed to opérate under military environmental conditions. Cathode connected to case, but reverse polarity devices are avaüable on special order. , CASE 55 MÁXIMUM RATINGS {Al 60 cps Sinusoidal Input. Resislivc or Induciivc Load) Symbol (latine 1K15S3I 1N15HA W5E5JI 1N1SE3 3K15M 1N15Ü luí sea 100 200 300 400 500 60O Volts 70 140 210 260 350 420 Volts 1500 300 1500 300 1500 300 1500 300 1500 300 1500 300 70 70 70 70 70 70 10 10 1C 1Q vRM(rep) Peak Repetitivo Reverse Volta.ge DC Biockinp Voltage VR RMS Reverse Voltapc V Average Half-Wave Rectiíied Forward Current (55°C Ambient) (150°C Ambient) '° • Peak Surge Current (1/2 Cycle Surge, 60 cps) Peak Repetittve Forward Current Opera ting and Storage Temperature Range !FM (surge; 10 TT J 10 T , slg 1N156U S IX! 53 -65 to +175 tlnrt mA mA Amps Amps °C ELECTRICAL CHARACTERISTICS . KIKJ- W 15631 Characteriitic Máximum Forward Voltaje Drope 500 mA, • Continuóos DC. (25°C) (150°C) '.Máximum Reverse Current (6 Rated DC VolUge (25°C) Máximum Full-Cycle Average Reverse Current (25°C) § Max Rated PIV and Current (as Half-Wave (1SO°C) Rectiíier, Resistive Load Synbt! 1KIS6JI iSSí VF .1.2 1.2 1.0 IR L CA\ 0.3 LlKfl VolU 1.5 MA 3.0 5.0 500 150 í*A I—I—I— M«¡MUM ALLOWABLf | DC OUTPUT | '(SlfJGLE-PHASE RES:3T!VT" OR INDUCTIVt LOAD) C-Z • 0.4 O.f, O.l l.C 1.2 IA 25 ¥,. ÍOKWARD VOLJACt D»OP (DC VOLISJ 60 JS 100 12S ,1*. *«8!E«T ICWPUWIURÍ C°C) 3-12 \'jQ 175 •Silicon Zencr Dioc/es ZENER DIODE SELECTION GUIDE IMPORTANT . . . The devíces usted represen! a basic profile of the largest jnvc_ntg_rig_d zencr diode Itne ¡n the ¡ndustry. Many additional types not Usted, inciuding in-between voltages, matched paírs, double-anode clippers and combinaron molded asiemblíes are also available. 1/4 WATT ' o 400 MILLlWATT" 1 WATT 1 WATT Cilhode to Cus» i x ,»r asa, íominit CASE 51 CASE 51 Zener Voltee > Vz \6 INDUSTRIAL (NOTE 1) INDUSTRIAL = 5% T O L E R A N C E VÍW24AZ 2.4 2.7 3.0 3.3 3.6 3.» VíMJ 7A2 UMJ.OAZ UM3.3A2 V'*M3.6A2 UM3.9A2 4.3 4.7 -5.1 $.6 V<M*.3W li Mi 7 AI UMS.IAI INDUSTRIAL (NOTE 2. 3) MEETS SPECSOF MIL-S-ISSOa '127 UN7461-7S9A 1N437ÜÍ.437?A1 M!L-S'J9SOO'1IÍ (l.SS62b-932Bi CASE 52 CASE 59 INDUSTRIAL ( N O T E 1) INDUSTRIA!. (NOTE í. 3) W E f T S S"£CS OF MIL-S-19500 '115 1^4370 1N4371 1N4372 1N74Í 1N747 1N74Í 1N4370A 1N4371A 1M1372A 1N74&A 1N74H 1N74JA 1N4728 1*4729 1N4730 1N3821 1N38?2 ^1N3S23 '.NJÍ21A 1H33J7A 1N3823A 1^749 1N7M mrsi IS749A 1S7ÍO* 1N751A 1N752A Ih'SSA 1N4731 1N4732 1N4733 1N4734 3N4735 1K38;* 1N3825 1N3Í2S 1N33;7 1M3Í2S 1N3Í24A !N3í:5A 1N3£2ÓA 1S3427A 1N3S2W 1N752 1N7S3 ej Vi W 5 fc*.Z V..MS.2AJ M WM6.ÍZ 1N4O99 1N754 1H957 1N754A 1N4736 1H3S29 1N3016 1N3G16B ÍJ VÍM7.5Z 1H4100 1K755 l"75b* 1N4737 1N3430 1NJ017 1»«30:7B tJt Vi Mí. 22 1K4101 1N7S6 1N9Í9 1N756A 1N4738 1H301S !N301tB «.1 V4M9.1Z 1H4103 1N7S7 1N960 1H7S7A 1N4738 MÍ3019 IN3O19B 10 ViMIQZ 1N4104 1N758 1NS61 1N7S4A 1N4740 IN3020 1N3020B 1) WMU2 1N4105 1N962 lf<9626 IN474I JH3021 1H3CI1B 12 UMJ22 1N4106 1N759 1S9G3 1N759A JN963B 1N4742 1N3022 lh30Z28 13 15 IB IB 20 22 V4M132 V* MI 52 ',* M 1 6Z 1N4107 1H4109 1NA110 1NÍ112 1N41I4 1K411S 1N964 1NV6S 1N9&6 IN967 IN9&8 1N369 1N564B Í^&6SB 1N56G8 1N557B 1N9&BB Ihi&9fl • 1N4 43 1N« 44 1N4 45 1\ 46 1N4 47 1N« 48 IN3Q23 IN3024 1N3025 1N3026 )N30!7 1N3028 1«X?3B 1N33246 lh3C?5fl IKjC^&a 1K10376 IhiOÍM 24 2Í 30 33 36 39 V*M3« V*M27Z 'X. M30Z V.M31Z WM35Z Vi M 392 1N4U6 1K411B 1N970 1N971 1N572 1N973 1N974 1N975 IM970H IN9718 1N97JB H.973B 1NSMS 1NS7&B ÍN* 1H4 1N< 3N4 1N4 IN4 49 50 SI 52 S3 54 1N3029 1N3Q30 ¡N3Q31 1M3Q32 1N3Q33 1N3034 1N3079B 1N303OS 1K3C316 1N3G3?B 1N3033* 1K303XA 43 47 51 56 V^M43Z W M47Z ÍAM51Z Vi M i6Z 1N976 1N977 1NS78 1N379 1NS80 1N9B1 1N976B 1NÍ77B 1\97!3 1H979B l^^ftOB 1N3S18 IN4 1H< 1N4 1N4 1H4 IfU 55 56 57 « 59 60 1N3035 1N3Q36 IN3037 1N3QJB IH3ÓJ9 1N3MO 1N 30356 113^3^6 1NK.376 1N3^"J«« 1N9B? 1N383 1H9B4 1N9ES 1H9E6 1NS87 1N<)8?B INSft.lB 1N9S4B IN'JÍSB 1N5S6B 1N587B 1K4 1N* IN4 1N4 61 62 63 &4 1S3MI 1N3M: 1N3U3 1N3OU INJMi )K304fi 1K7&4K 1K3C-1?!! 1N3OO8 1K3&*^Í 1N9KS 1N9S9 1N3S8B 1NÍ.S9B INS'JOB 1N9S1B 1N932B 1N3047 1S3&4Í 1N3049 lN3rj» 1NJOS1 1M3M76 vi M i ez Viw.joz VUM22Z Ih55* 1N4120 1N4121 1N412Z 1N4123 INI 154 1144 125 1H4126 1N4127 1K4129 1H4130 62 u V1M62Z WM&SZ 75 IÍM75Z VíMÍJ2 1N4I31 V.M100Z V* M 11 OZ V.M120Z 1N4135 12 91 IDO 110 120 Viwaiz 130 I» 160 lf.O 200 Vt M 1 30Z V. M 1 iüi Vj M 1 (.OZ Vi M 1 «OZ V. MÍOOZ 1N4132 1N4134 1N99O 1N991 1N9Í2 • - ihscíse Ih3O4Oe i»cxxse lfi.'C^t>íi i N y^.'e i N y^t IB ihx-'jce J-OO51* LISTA DE ELEMENTOS No 1 2 1 1 2 1 2 2 2 5 2 2 1 1 1 1 1 4 1 1 1 1 1 1 1 1 2 1 2 NOMBRE TIPO ESPECIFICACIONES Resis tencia Carbón 480fi,1/2 WATT, 10% 2.7 Kfi 1 Kíí 33 n 1(T Kfl 4.6 Kfi 750 í* 860 fi 68 n 350 íí 560 fi 3 Kfi 5.6 Kfi 5 Kfi Alambre O.Sfí,10 WATTS, 1% 0.6SÍ, 6 WATTS. 0.4Í2, 10 WATTS. Film 100 Kfi, 1/2 WATT, 1% 500 K^ 1 Mfi 5 Mfi 10 Mtt 50 MU 1.98 Mfi 2.2 Mfi, 1/2 WATT, 1% 6.6 M^ Potenciómetro (Perilla) 10 M, 1 WATT 15 KSÍ, 1 WATT 7 Kíí, 1 WATT NOMBRE TIPO 2 2 550 Transistores 1 5 1 1 1 1 Diodo Zener 4 1 1 2 8 Diodos rectific. 4 7 1 Condensador 1 2 1 2 1 2 2 ESPECIFICACIONES Amplificadores Operacionales 3 1 WATT 2N3055 2N4743 40408 2N6067 2N6011' 2N1721 1N4734 1N4744 1N4731A 1N4740 1N4735 IN3208 1N1222 1N998 Electrolítico 40pF/50V 10 pF/30 V 50yF/30 V 80yF/30 V 5600 yF/60 V 2000 uF/60 V 2500 pF/50 V LM1458 VJA741 1 M e d i d o r DC 100 2 Switch Mecánicos 1 Vía, 5 Posiciones yA B I B L I O G R A F Í A 1.- Espinosa Alfonso, APUNTES DE ELECTRÓNICA I, 1977. 2.- Millman y Halkias, ELECTRÓNICA INTEGRADA, 1976, páginas 700, 701. 3.- Erich Gelder y Walter Hirschmann, SIEMENS CIRCUITOS PRO; VISTOS DE SEMICONDUCTORES, 1977, página-s: 76-77-78-79. 4.- Herbert Taub and Donald Schilling, DIGITAL. INTEGRATED ELECTRONICS, 1977, páginas 2,3. 5.- Átwood y Alley, INGENIERÍA ELECTRÓNICA, 1875, páginas 705, 706. 6.- Millman and Seely, ELECTRÓNICA, 1968, páginas 414, 415. 7.- RADIOTRON DESIGNERS HANDBOOK 1975, páginas: 235, 238 , 1172, 1173, 1175.