ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL. FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA TESIS DE GRADO •"AMPLIFICADOR ESTEREOFONICO DE ALTA FIDELIDAD' C^lEe^ POR: FERNANDO CEVALLOS JACOME TESIS PREVIA A LA OBTENCIÓN DEL TITULO DE INGENIERO ELÉCTRICO 'EN LA ESPECIALIZACION DE INGENIERÍA ELECTRÓNICA Y TELECOMUNICACIONES QUITO, MARZO DE 1979 •RESUMEN DJ| LA TESIS PREVIA A LA OBTENCIÓN DEL TITULO DE INGENIEROJELECTRICO EN LA ESPECIALIZACION DE INGENIERÍA ELECTRÓNICA Y TELECOMUNICACIONES. TEMA: AMPLIFICADOR ESTEREOFONICO DE ALTA FIDELIDAD NOMBRE: Carlos Fernando Cevallos Jácome En la tesis se desarrolla una discusión, lo más detallad posible, acerca de algunas consideraciones de diseño d un amplificador» de audiofrecuencia de alta fidelidad. S ha dividido en cinco capítulos. i En el primero se expone las especificaciones estándar de equipos de alta fidelidad, y las especificaciones del e quipo construido. Del segundo al cuarto capítulo, se di cute el diseño de las distintas etapas constitutivas: Pr amplificador, Amplificador de Potencia y Fuentes de pode El quinto capítulo contiene los resultados experimentale irue se obtuvieron'luego de construir el equipo. «i Las mediciones de polarización coinciden con los valores esperados, lo que demuestra la validez del criterio de d seño. Los valores del rango dinámico tienen mayor dife rencia con las especificaciones, sin embargo son aceptables. Certifico que el presente trabajo ha sido realisado por el señor Fernando G£ vallos Jácome. 4 ING, NELSON DÍAZ MONCAY-0 Director de Tesis DEDICATORIA Al pueblo del Ecuador, quien ha pagado mis estudios. Porque más temprano* que tarde triunfe en su lucha por la consecución del socialismo. vi-;;: •> j*¿; - AGRADECIMIENTO Agradezco a fc todas las personas que de una u otra forma colaboraron en la rea_ lización del presente trabajo. En for ma particular al Ing.Hugo Banda, quien corrigió los manuscritos y a la Srta. Ana Viteri, quien lo mecanografió. Í N D I C E PAGINA CAPITULO I GENERALIDADES 1."1 Introducción 1.2 Especificaciones Estándar de equipos de alta fidelidad 1) Ecualización de tocadiscos '2) Controles operativos - 1.3 Especificaciones Generales de diseño CAPITULO II • PRE AMPLIFICADOR 2.1 Características del Preamplificador 6 2,1.a Entradas 6 1) Entrada de Tocadiscos 6 2) Entrada de Grabadora 6 3) Entrada de Sintonizador 6 4) Entrada de Micrófono 6 2,1.b Salidas 7 2.1.c Controles operativos 7 1) Control de volumen 7 2) Control de altos 7 3) Control de bajos 7 4) Control de balance 7 PAGINA 2,2. Ecualización. Análisis matemático • 8 2.3 Diseño del Preamplificador 2.3.1 Consideraciones Generales de diseño 14 213.2 Entrada de Sintonizador 14 2.3.3 Entrada de Tocacintas 2.3.4 Entrada para Micrófono 17 2.3.5 Entrada para Tocadiscos 18 2.3.6 Diseño de la Segunda Etapa 20 . 13 ' 16 k 2.3.7 Diseño de la Salida para Grabadora 22 2.3.8 Controles de Tono 24 2.3.9 Control d e volumen - . Diagrama General del Preamplificador CAPITULO III 2 4 26 AMPLIFICADOR DE POTENCIA 3.1 Características del Amplificador 3.2 Análisis de Amplificadores de Simetría Complementaria • . 27 27 3.3 Diseño del Amplificador 28 3.3.1 Distorsión de cruce 29 3.3.2 Estabilización Térmica 30 3.3.3 Estabilización del punto de Operación - 30 3.3.4 Circuito de Entrada 31 3.3.5 Desacoplamiento de Señales 33 • '••• ' CAPITULO I GENERALIDADES .1 Introducción: El presente trabajo pretende exponer en u ña forma detallada una discusión referente a algunas consideraciones de diseño de un amplificador estereofó_ nico de alta fidelidad. Se ha dividido en 5 capítulos. En el primero se expondrán las características que 'be cumplir el equipo.. de_ Del segundo al cuarto se discu- te sobre el diseño de los diferentes componentes , amplificador, amplificador de potencia y fuentes. Fi_ nalmente se_^ exponen los resultados experimentales que se obtuvieron luego de construir el amplificador . 1.2 Especificaciones estandard de equipos de alta fideli-' dad: Ha sido muy difícil conseguir "especificaciones es_ tandar" de equipos de alta fidelidad por cuanto el tér_ mino "alta fidelidad" se encuentra todavía en discusión, sin embargo, se considera como "bueno" un ampli^ ficador que tenga' una respuesta de frecuencia que vaya de 25 Hz a 20 KHz a - 1 db y que tenga una distorsión armónica total menor q'ue el II . He aquí algunas las características que debe cumplir:. de PAGINA b) Regeneraciones Parásitas 52 c) disipación de Potencia 52 Mediciones de Parámetros 52 a) Mediciones de Polarización 52 ^bl Mediciones Dinámicas 55 5.2 1) Distorsión Armónica 55 2] Respuesta del Control de Volumen 56 /\W\ ' 3] Respuesta del Control de Tono V J \\4) Separación de Canales 57 •' 58 5) Desbalanceamiento 58 6) Relación Señal/Ruido 58 7) Distorsión de Intermodulacién 58 5.3 Análisis cualitativo de los - Parámetros 5.4 Conclusiones y Recomendaciones APÉNDICE 58 59 CARACTERÍSTICAS DE LOS ELEMENTOS USADOS CA 3048 61 2N 696 64 2N 1131 66 REFERENCIAS 68 BIBLIOGRAFÍA 69 PAGINA I 3.3', 6 Compensación de Frecuencias 34 3.3.7 Red de Zobel 34 3.3.8 Cálculo de los Componentes 35 a) Cálculo de las Fuentes 35" b) Transistores de Potencia 35 c) Cálculo General 38 Diagrama General del Amplificador de Potencia CAPITULO IV ' 46 FUENTES DE ALIMENTACIÓN Y PROTECCIONES 4.1 • a) . . Necesidad de Protección 47 Protección de Cortocircuitos 47 1) Fusibles y Llaves térmicas 47 2) Lámparas Fusibles 47 . 3) Protectores Electrónicos 48 b) Protección de Sobretensión 48 c) Protección de Desbalanceamiento DC 48 4.2 Características 49 4.3 Diseño de los Circuitos CAPITULO V 5.1 a) de las Fuentes 49 CONCLUSIONES Consideraciones Generales de Montaje 51 Ruido 51 . " 2.2. ' I • . PAGINA • 8 ' ' • !Ecualizacion. • ' . . Análisis matemático 2.3 Diseño del Preamplificador . 13 2.3.1 Consideraciones Generales de diseño 14 213.2 Entrada de Sintonizador 14- 2.3.3 Entrada de Tocacintas 2.3.4 Entrada para Micrófono 2.3.5 Entrada para Tocadiscos 2.3.6 Diseño de la Segunda Etapa 2.3.7 Diseño de la Salida para Grabadora • 22 2.3.8 Controles d'e Tono 24 2.3.9 Control de volumen " 16 17 ' 18 . 20 - . . 'Diagrama General del Preamplificador CAPITULO III 2 4 26 . AMPLIFICADOR DE POTENCIA 3.1 Características del Amplificador 3.2 Análisis de Amplificadores de Simetría .Complementaria 3.3 Diseño del Amplificador- 3.3.1 Distorsión de crucé 3.3.2 Estabilización Térmica 3.3.3 Estabilización del punto de 27 - 27 . 28 i Operación \- • 29 30 30 3.3.4 Circuito de Entrada 31 3.3.5 Desacoplamiento de Señales 33 1) Ecualización de Tocadiscos: Cuando se graba un co, para evitar que sea demasiado grande el sur se graba con una respuesta de frecuencia como mostrada en la figura 1 . 1 . . Frecuencia (Hz) . - FIG. 1.1 Características RIAA de grabación de .discos. Por tanto el reproductor debe tener una respues de frecuencia complementaria como la mostrada e figura 1.2, para que se restituya la señal y la binación resultante sea plana. Frecuencia (Hz) FIG. 1.2 Característica RIAA del reproductor de discos 2) Controles Operativos: Debido a muchas' razones entre I las cuales se cuentan las características acústicas f del local en donde va a usarse el amplificador, ca_ "i racterísticas de los parlantes e incluso a problemas fisiológicos del oído, debe variarse a voluntad la respuesta de frecuencia del amplificador* Para ello se dispone de los controles de tono, cuyas ca. racterísticas de respuesta se muestran en la figura 1.3. c Frecuencia (Hz)' FIG. 1.3- Acción de los Controles de tono. El control de intensidad sonora o volumen debe te- ner una respuesta logarítmica por cuanto el oído percibe con mayor sensibilidad variaciones de dos a bajo nivel y el control debe tener una riencia de variación lineal. soni_ apa- Además, cuando se es_ cucha música a un nivel inferior, que el normal ( se toma como referencia el nivel de un concierto en vi_ vo), los oídos tienden a atenuar las frecuencias ex_ tremales'altas y bajas del espectro audible. Po esta razan, para tener una respuesta plana apare debe variarse la respuesta de frecuencia conform se varíe el nivel de salida. "Esto se logra con Control de "Loudress", al cual he traducido co control de "presión sonora", el mismo que debe ner una respuesta-como la mostrada en la figura Este control va incorporado al control de volume PQ ¡ K-J-: i-w/iTítth i " 1 . ~f ! ¡ j ~| [ [J | L! 11 í J~1 í"fTI! a rrrp Frecuencia (líz)' FIG. 1 . 4 ' Frecuencia de respuesta requerida a diferentes niveles de audición para una respuesta de frecuencia plana. 1.3 Especificaciones Generales de Diseño: Como el amplificador que deseamos construir le hemo denominado de "alta fidelidad", deberá cumplir con curvas y datos anotados en la sección 1.2. Las ca terísticás generales d'e diseño son, Potencia de salida: 25 W por canal sobre una carga de 8 n. Ancho de banda: de 15 Hz a 25 KHz a -1 db Distorsión armónica total: menor"que 1 % Respuesta del control de tonos: . 1.3 Respuesta de presión sonora: Fig. 1.4 Respuesta de la. Red de ecualización: Fig. 1.2 Separación de canales: mayor que 60 db Relación señal/ruido: mayor que 60 db CAPITULO II 2.1 Características del Preamplificador 2.1.a Entradas: El Preamplificador tendrá cuatro entrad por cada canal. 1) Entrada de tocadiscos: Alta impedancia con ecual ción. 2) Estas son: La sensibilidad será de 14 mV a 1 KHz. Entrada de Grabadora: Alta impedancia, con sensib dad variable entre 2 m V y 500 m V. amplificación será de servicio. El control Ancho de banda KHz a -3 db.' 3) Entrada de sintonizador: Alta impedancia con sen lidad variable entre 2 m V y 500 m V. amplificación será de servicio. El contro Ancho de banda KHz a -3 db. 4) Entrada de Micrófono: Alta impedancia con sensib dad de 1 m V. 'Ancho de banda 25 KHz a -3 db. puesta de frecuencia plana'. 2.1.b Salidas": i» - ; -Habrán dos salidas de baja impedancia una auxiliar para grabadora, sin control de tonos ni volumen y otra para el amplificador de potencia controles de tonos y volumen. de salida es 1 Vrms, 2.1.C La amplitud con máxima • ' Controles Operativos: Habrán cuatro controles: 1) Control de volumen: Realmente d.ebería llamarse con- trol de "presión sonora" (Loudress) . Las curvas -del control pueden verse en la sección 1.2, figura 1.4. 2) Control de altos: Es parte del control de tonos, la respuesta de frecuencia puede verse en la sección • 1.2, figura 1.3. 3) .Control de bajos: Es también parte del- control de t nos. Su respuesta de frecuencia puede verse en sección'1.2, figura 1 .3 ,v El control de tonos, la por ser pasivo, tendrá una atenuación total de 20 db. 4) Control de balance: Este control podrá variar la nancia de cada uno de los canales. ga_ Al tiempo que au menta la ganancia de un canal, deberá disminuir la del otro. des_ La separación entre canales a máximo balance será superior a 16 db. '2.2 Señalización. Análisis Matemático Como se expuso en el capítulo I, la amplificación tocadiscos deberá tener una respuesta de frecuenci mo la que se muestra en la figura 1.2. esta curva de aproximarse tal como se muestra en la figura 2. •N 15 > •n 10 5 "íd 0 Pá -10 <d •o -15 X i x. x N•s, s^] *> •-., \ "^ •H —i td 20 100 to ' IK 10K 20K Frecuencia (HZ) . . . _ ' ' " FIG. 2.2.1 • • Respuesta de frecuencia aproximada para un amplificador. En un amplificador operacional, como el mostrado la figura 2.2.2. la ganancia está dada en la ecuac (2.2.1), en donde 1\ Z2 pueden ser cualquier impedancia. (2.2 FIG, 2.2.2 Configuración general de un amplificador con AO's SÍ'%2 hacemo.s una impedancia tan compleja como la trada en-la. figura 2.2.3 * y Z L es una resistencia, mos_ te_ nemos: 1 *2 i_.+ FIG. 2.2.3 i (2.2.2) Impedancia Z¿. del AO R2 C'2.2.3) JÜJC2R3 y la _ganancia será R 2 (1 G = (2.2.4) Si hacemos que: RI « R 2 « y. (2.2.5) c2 <- y definimos R2 R3 (2. R3 C2 = ü)3 la ganancia será T, • R2¿ D 0) — 0)3 Ü3 — CÜ2 (2. G = . J Ü) 0)1 W3 0)3 de ( 2 . 2 . 5 ) y (2 . 2 . 6) , .tenemos (2. CÜ2 « 0)3 y podemos considerar a) SÍ ü) a ( 2 . 2 . 7 ) en cuatro casos « 03; La ecuación 2 . 2 . 7 puede aproximarse a • G - G „ = 20 log (2. (2.2 -Á . ' • : - . , No depentie de la frecuencia. La respuesta es plana dentro djs los límites considerados, b) Si (DI « te « ü)2 . . La ganancia (2.2.7) puede apro.ximarse a (2.2.11) G db z . R2 . u 20 log — - 20 log R! tú (2.2.12) Ahora tenemos que la ganancia tendrá una caída de 20 db/década, a partir del valor dado por (2.2.10). C) SÍ' ü)2 « W « ÍÜ3 La ecuación (2.2.7) puede reducirse a ü) tu 2 (2.2.13) R i f 5L- + u db s 20 log — (2.2.14) y como wi y 0)2 son constantes, por serlo GI, R2 y - R 3 , tenemos que la ganancia vuelve a ser consta d) Finalmente, si hacemos co » 0)3 la ecuación (2.2.7) puede escribirse como (2.2 por tanto, db " 20 20 log 20 log CÜ2 (2.2 Como R2., RI , W2 7 ^3 son constantes , los dos pr ros sumandos de la ecuación (2.2.16) serán tam constantes y la ganancia bajará (debido al ter sumando) con una pendiente de 20 db/década. • Se deduce entonces, que la respuesta de frecuen (uniendo los cuatro casos analizados) será como mostrado en la figura 2.2.1 con: - .76 Hz (2.2.17) ~ 530 Hz (2.2.18) 3 KHz (2.2.19) 2TT — 27Í ' (1)3 — 2ir 2.3 = Diseño del Preamplificador: En el diseño del preamplificador se usaron amplifica- dores operacionales (AO's) RCA del tipo CA 3048 dispone de cuatro AO's por cada integrado. que Este es un dispositivo de uso especializado para circuitos de diofrecuencia de bajo ruido. Sus características au es- tán dadas en el apéndice. 2.3.1 Consideraciones generales de diseño: El AO CA 3048 nos da una ganancia de lazo abierto de f 52 db. La máxima ganancia requerida debido a la en trada de más bajo nivel y atenuación introducida por el control de tonos es de 80 db. Por tanto cada trada del preamplificador tendrá dos etapas. en La pri_ mera es independiente para cada entrada y la segunda común. " ' . Entre estas- dos etapas están los controles de '. y volumen. t • de 34 db. 2.3.2 t *. - se _c±130 - - - una gana Para -,la etapa común Entrada de Sintonizador : • La sensibilidad es varia . de 2 m V a 500 m V. Gomo se requiere una salida 1 Vrms , la ganancia total debe variar entre 54 d 6 db . La segunda etapa tiene ganancia de 34 db los controles dan una atenuación de 20 db ; en co cuencia la ganancia de la primera etapa debe entre 40 db y -8 db . es El ancho de banda es de 15 El circuito utilizado es el mostrado en la figur 2.3.1, en donde Ri es la resistencia de entrada cual se asumió igual a 1 00 K ti +_ 5% Ci y GI pacitores de paso. son CI se asumió igual a . 47yF/ Primera etapa preamplificadora para entrada de sintonizador. ' se controla el ancho de banda y con R! la ga^ nanciaJ- -El valor mínimo de R L , para obtener la ga_ nancia máxima se eligió igual a 47 ti, para disminuir la resistencia equivalente para ruido. Entonces tenemos: = Resistencia de realimentación R |G db' = 40 db G = 100 •. - RR = 100 x 47 ti = 4.7 K ti R^ es el paralelo entre R y la resistencia interna de realimentación del AO (17.5 Kíí) . R = RR RÍ - RR 2 4 . 7 KÍ7 x 1 7 . 5 Kíí R2 = = 6.4 [17.5 - 4.7) R2 = 6 . 8 Para calcular coc = 51 KU Luego • 1 ' 2 u fc.R R = 2 . 3 nF C2 = 2ü x 15 KHz x 4 . 7 C 2 = 2.2 nF/100 V El capacitor C\s de paso. Se eligió un valor de 500 y F / 5 0 V. Para ganancia" mínima R-R max G db = -8 db G = 0,4 4 . 7 Kíí = 12 K íí R! 0.4 . R! está compuesta por una resistencia de 47 Q en rie con un potenciómetro de alta resolución de 1 2.3.3 Entrada de Tocacintas; Es igual a la entrada del tonizador excepto por el ancho de banda que sube a 18 KHz; ~por lo tanto todo es lo mismo excepto C2, 1 E. = 1 .9 nF C 2 .= 2ir x 18 KHz x 4.7 C2 = 2.3.4 2 nF/100 V Entrada para Micrófono: * Como la ganancia debe ser 46 db, con. RÍ igual a 47 ti +_ 51, se calcula R2 RR = G RR = 200 x 47 n = 9.4 K R2 = RÍ- R R 17.5 KQ x 9.4 Kfi = 20.3 17,5 Kíi - 9.4 Kfi R2 = 20 M + U El capacitor C2 debe cortar ahora en 25 KHz. 1_ 2ir fe R R 1 x 25 KHz x 9.4 C2 = = 677 pF C2 - 680 PF/100V 2.3.5 Entrada para Tocadiscos: . El circuito es el mostrad en la' figura 2.3.2. • Ifi/tr FIG. 2.3.2. Primera etapa preamplificadora con red de ecualización para entrada de tocadiscos. Como la entrada es 2 mV a 20 Hz, la ganancia es 40'db. . G|db = 40 db G = 100 ' • Sabemos que R¿ = 1 7 . 5 Kfi , por tanto C2 = = • 0 . 1 2yF 2-rr x 76 Hz x 1 7 . 5 C2 = 0 . 1 2y F / 1 0 0 V C2 = 2.5 R2 = K Sí 2ir x 530 Hz x 0 . 1 2 u F R 2 = 2 . 4 Kíí + 2 ( Ci = f . = 2 1 . 2 nF 2ir x 3 KHz x 2 . 5 K ! = 22 nF/100V Y, finalmente, si la ganancia de 40 db tenemos a cuencias b a j a s ' R i —- RÍx 17-. 5 = 170 fí Ri = 100 = 180 n + 2 2.3.6 Diseño de la segunda etapa: En esta etapa estará control de balance. db. La ganancia media se fijó en Ganancia máxima tendremos con el potenciómet en cero (figura 2.3.3). Su valor se escogió igua 46 db. del control e [00 -i"2- ^^ 1 + Al ampli \.^ _ / ~ - \^ R2 cador de potencia 500)$' n • .C P Al otro Canal FIG. .2.3.3 Segunda etapa preamplificadora, RR "G X G l d b = 46 G Si = 200 = 10Q + 5' R R = 200 x -10Q = 2 Rz R± - R R 2 KQ x 1 7 . 5 KÍ2 R2 = = 2 . 2 6 Kfí ( 1 7 . 5 - 2) Kfl R2 = 2 . 2 KQ +_. 5 % El ancho de banda de esta etapa será de 25 K H z , por tanto, 1 C = = 3.18 nF 2-ir x 25 KHz x 2 Kfl C = 3.3 nF/IOOV Para ganancia media, el potenciómetro está en su valor medio, por tanto tenemos G db - 34 G = ' 50 P RR 2 G P 2 = 40 2 50 P = 2 (40- 10)íl = 60 P = 50 n lineal. La ganancia mínima será de RT G = P 2 K íí G = =28.5 70 fl G db = 29 db. Lo cual da una diferencia de 17 db entre las seña de los dos canales, cuando se tiene el máximo des lance. 2.3.7 Diseño de la salida para grabadora: Como esta sal -no tiene los 20 db de atenuación ocasionados- por controles operativos, la ganancia es solamente d db. En la figura 2.3.4, se muestra el circuito se uso. En este circuito tenemos |G db = 14 db G = 5 • R- FIG. 2 . 3 . 4 Salida de grabadora, Para b a j o ruido, hacemos = 47 fí + 5% Por tanto RR = G R_ = 5 x 47 íí - 235 íí R y de aquí R2 = RÍ RÍ RR " RR 1 7 . 5 KQ x 235 n R2 = = 258 Sí 1 7 . 5 Kíí - 235-n- R2 = 240-ÍÍ + 5' Para que el ancho de banda sea de 18 KHz, hacemos C = 1 2-iT x 18 KHz x 235 = 37.6 nF C = 33 nF/100V 2.3.8 Controles de tono La respuesta de frecuencia debe ser la mostrada la figura 1.3. El circuito utilizado con sus val res se muestra en la figura 2.3.5. (Referencia 2 de la 1- etapa preampl^i ficadora 12KH^ 4=.01yF Al c trol volu lOOKfi logarítmico 100KQ log. FIG. 2.3.5 JOT*> 2.3.9 Circuito de control de tonos Control de volumen: Más bien debería llamarse cont de preslión sonora (Loudress) . La respuesta de fre- ¥ cuencia debe ser la mostrada en la figura 1.4, el cir_ cuito utilizado, con sus valores, se muestra en la figura 2.3.6, (Referencia 2.2). del control de tonos <r = <^ . 18uF . lOOKfi jOg m iwa °ma •* 1 . 2 K Í 2 FIG. 2.3.6 Circuito de control de presión sonora. Al ampli f icador de p o t e n cía . FIG. 2 . 3 . 7 . • '-, • CAPITULO III ' AMPLIFICADOR DE POTENCIA 3.1 Características del Amplificador: a) Entrada: Máximo 1 Vrms, b) Salida: 25 vatios sobre una carga de 8 íí (por canal) c) Ancho de banda: de 15 Hz a 25 KHz a -1 db. ' d) Distorsión armónica:' menor que 1 \ 3.2 1 KHz y 25 W Análisis de Amplificadores de simetría complementaria: El circuito de la figura 3.1 muestra un amplificador de simetría complementaria. 7777T (2a J FIG. 3.1 Amplificador de simetría complementa_ ria y emisor común. Se han emitido . los circuitos de p o l a r i z a c i ó n de entra Este tipo de .circuito .tiene las mismas ventajas que los amplificadores en contra-fase, esto es, la elim • ción de las armónicas pares y la no existencia de ponente continua en la carga cuando se excita con fuentes y un rendimiento de alrededor de 751 para diciones ideales (Figura 3.1) .(Ref.3.1). Por otro lado, por estar conectados los transistore en colector común, su impedancia de salida es pequ lo que permite conectar directamente la carga (parl te) . 3.3 Diseño d e l Amplificador:' '• Un amplificador de simetría complementaria como el trado en la figura 3.1 requiere un excitador clase que proporcione una considerable corriente, y por siguiente la disipación de potencia en su punto de ración alta. Por esta- razón, no se usan sino para tencias de salida hasta unos 20 W. . Por otro lado, el transistor pnp de potencia en el complementario de salida es más caro que el n-p-n, en general tiene regímenes de seguridad más reducid que su compañero n-p-n. Un modo de evitar estos problemas es emplear un cir to en simetría semicomplementaria 'como el mostrado i la figura' 3.2. en . FIG. 3.2 Amplificador básico de Simetría semicomplemantaria. En este tipo de circuito se acopla un transistor p-n-p de baja corriente y un n-p-n de alta corriente para si_ mular un transistor p-n-p de alta corriente. 3.3.1 Distorsión de cruce: La resistencia R B2 polariza los transistores en clase AB para eliminar la distorsión de cruce producida por la no linealidad de los sistores en la región de baja corriente. tran Para que la eficiencia del circuito sea la más alta posible, polarización debe ser muy cerca de clase B, por razón es preferible que RB la' esta sea variable para calibrar experimentalmente la -polarización. 3.5.2 Estabilización térmica: Con el aumento de la tempera ra varía el voltaje de la juntura base-emisor de '' transistores, con lo cual la polarización es inesta ble. Para solucionar este problema se polarizan bases de los transistores Q^ y Q2 con diodos en lelo con la resistencia RB (Figura 3.3). l pa De esta ñera la polarización variará de igual forma, como • hacen las características de base-emisor de los sistores y se estabilizó el circuito. Si los tr di dos se acoplan térmicamente a los transistores de s lida, la eficiencia de la estabilización es mayor. FIG. 3.3 ' Polarización de las bases Qj y Q2 con estabilizació . . térmic 3.3.3 Estabilización del punto de Operación: Es necesario raritizar que los dos transistores complementarios t • bajen exactamente en la misma zona. Para lograrlo .„.• polarizan las bases con una fuente de corriente CQs con lo Güal la corriente que entra a la base, de Qj se ¡ hace igual a la que sale de la base de Q2 (figura 3.4) FIG. 3.4 • Amplificador de simetría semicomple_ mentarla con fuente de corriente para polarización de base. El excitador (Qs) debe tener una corriente de colector igual a la de Qs. 3.3.4 Circuito de Entrada: La entrada del amplificador conveniente que sea de alta impedancia. Debe es ser muy estable térmicamente puesto que si existen varia- cionés allí, éstas serán amplificadas hasta llega la salida, a tal punto que podrían desbalancear e plificador de potencia. Por esta razón, para gar zar estabilidad total del circuito se requiere un alimentación negativa desde la salida hasta la en da. Es, entonces, conveniente que la ganancia en lazo bierto sea la mayor posible de tal manera que sea red de realimentación la que defina la ganancia amplificador, independizando en esta forma, los p metros internos del circuito, a manera de un ampl cador operacional. Todas estas condiciones se pueden lograr utilizan « en la entrada un circuito diferencial alimentado fuente de corriente (Figura 3.5). FIG. 3.5 Amplificador de potencia usando salida semicomple ria y entrada diferencial. 3.3.5 Des acoplamiento de señales: Debido a la resistencia in í •' terna de las fuentes, el voltaje de polarización riara cuando exista señal en el amplificador. va- Por es_ ta razón se debe desacoplar las fuentes de polarización para lo cual se usan capacitores electrolíticos .cuyos valores.típicos están alrededor de 1000 u F, en paralelo con capacitores de . 1 u F , con el propósito de eliminar el efecto inductivo del capacitor elec- trolítico en altas frecuencias. Por otro lado, como la etapa de entrada y el excitador trabajan con bajas corrientes, es necesario descí copiarlas de la etapa de salida para evitar efectos regenerativos. Esto se logra con un filtro pasa-ba- jos de tipo RC (Figura 3.6). FIG. 3.6 Circuito de des acoplamiento entre.la entrada y la salida, 3.3.6 Compensación de Frecuencia: Un amplificador con entr da diferencial y salida semicomplementaria generalm te tiene un ancho de banda grande y tiende a oscila en altas frecuencias (del orden de algunos.MHz). Pa limitar la ganancia a frecuencias fuera del rango interés se conecta un capacitor de bajo valor entre la base y el colector en el transistor Qg . 3.3.7 Red de Zobel: Si la señal de entrada es de una ampli tud demasiado alta, se saturará Qi mientras se abr Q2, en el semiciclo positivo y viceversa en el nega vo. Esto produce una señal cuadrada a la salida. mo el parlante presenta una carga inductiva, esto p vocará picos inversos de tensión en los transistore de salida durante los instantes de conmutación. Pa evitar esto se conectan diodos limitadores de pico verso (DI , Ü2) en los transistores de salida y se • necta una red R-C (Red dé Zobel) en paralelo con e . parlante para que la carga presentada a los transis I/- res sea puramente resistiva. "Por otro lado, en alt frecuencias el parlante presenta una impedancia citiva. cap Por esta razón se conecta una bobina (1^) serie para que actúe a estas frecuencias y la neutr lice, presentando a los transistores una carga resi tiva, (figura 3.7). FIG. 3.7 Salida con diodos limitadores de pico inverso y redes de acoplamiento. 3.3.8 Cálculo de los Componentes: a) Cálculo de las Fuentes: Como la potencia de salida es 25 W y la carga 8 ü, la tensión sobre la . es; V rms Vpico carga 25W = 14.2V = 20V. Para que los transistores no lleguen a saturación durante los-picos de la señal, se polarizó la eta. pa de salida con fuentes de +_ 26,5 V. b) Transistores de potencia: Se polarizan en clase AB, diferencial y salida complementaria. Amplificador de Potencia con entrada FIG. 3.7. Cada uno entrega la mitad de la potencia a la car^ ga. La.corriente por cada transistor es:. Se escogen entonces transistores que puedan conducir 3 amperios, con voltaje de ruptura entre colec_ tof y emisor de 70 V. Para determinar la mínima disipación de potencia, se considera la eficiencia del circuito, así como también la disipación del transistor a máxima corriente. Si; n ~ 75' CE(min) V . cc " Pico' = 26,-SV- 20V= 6,5 V 6.5V x 1.8 A 25W topr . , = 0.25 x L + = 9 W Para el presente diseño se utilizaron los transis- tores 2N3-055 disponibles en el Laboratorio. c) Cálculo -general: El cálculo de los diversos ele tos que conforman el circuito se lo realizo as miendo el valor de 3 de los transistores de po cia igual a 20 y para el resto de transistores gual a 50. Los voltajes base-emisor se tomaron gual a 0.6 V. Para las resistencias RE y R4 escogieron valores típicos. = 0.22 RE La tensión en el emisor de Qa a máxima potencia salida es , V = 0.22 Sí x 1 .8 A ^3 E = .4 V Por tanto VB = VE = 0.6 V + 0.4 V - 1 V. La corriente en la base de Qa es, 1 .-8 A 'B3 = 90 mA 20 Las resistencias R^E1 Jy R^ E2 sirven para acelera . . la reéombinación dé los portadores en los transís¡ tores'Qs y Q^. A través de las resistencias se asumió una corriente igual a la décima parte de la corriente de base de Qa , luego, 1 V = 100 Q RC 2 10 mA además , I = 90 mA + 10 mA = 100 mA, ci La 'resistencia R sirve para ajustar la impedan- cía de entrada del transistor Q2 de tal manera que sea igual a la de Qi. Qi es 3 1 veces el paralelo de R -tj i tencia de entrada de KT Z x3 = 2 0 x .22 ti + Qi B3 K T 0.27 íí Qi B3 Z Q3 = 4"6 Luego, r E2 La impedancia de entrada de = 4,7 n + 5 1 con la resis- Esta última es: La corriente de ba-se de Qi es £1 veces menor q la corriente de colector del mismo transistor. 100 mA = 81 = 2 mA. so Puesto que el excitador Qg debe trabaj ar polari do en clase A, la corriente de polarización señal) deberá ser 3 mA. La caída de tensión co tor-emisor aproximadamente es 26,5 V, por consi guiente la potencia que disipa en el punto de ración es P . = 26,5 V x 3 mA = 80 m W Se usó un transistor del tipo 2N113l.Para Qg 2N696 para Q 5 . y Por el potenciómetro de calibración se asumió circularán 2 mA mientras por los diodos lo hace 1 mA» El valor máximo del potenciómetro, con caída de tensión en los diodos igual a 1.8 V, e 1 .8 V Pa = = 900 2 mA Pa = 1 Kíí Las corrientes de base de Q5 y Q6 son, 3 mA • T B5 = IB 5 = = °-06 Para que las variaciones de la corriente que entra a la base de QG , cuando existe señal de entrada, no cambien excesivamente el voltaj e base-emisor de Qs y se produzca distorsión debido a la no-linealidad de la característica de entrada, se escogió una cp_ / rriente por R mucho mayor de la que entra en la ^7 bas.e de Qg . Esta corriente es igual a 1 mA. 0.6 V = = 600 1 mA C7 R_ C7 = 560 íí + 5( La corriente de colector de Qy y Qs es, entonces, 1 mA. 2 mA La corriente de colector de Qg es igual a y la corriente de base 50 veces menor. •2 mA = 0.04 mA. 50 La corriente que circula por R IT>BS > IT, B9 rriente será la suma 7 ^-e l°s diodos de polarización. por los diodos se asumió un valor La de co— igual a l O mA para que la caída de tensión de los mismos sea constante y aproximadamente igual a 0.7 V. I . Con esto-, la resistencia R_ es, . B9 ' 53V R - .1 ,4V = = 5.1 K ti 10.1 mA B9 = 5.1 K ti +_ 5°í_ RB La resistencia R ' es limitadora, y se'escogió valor, de 1 K ti 5 = 1 K ti + 10 ti — La caída de tensión en la resistencia R_,_ es . 0,7 E5 y la. corriente 3 mA. E5 0.7 V. = = 233 fí . 3 mA ^, - 240 ti + 5( , ES Su valor es, — La resistencia R^A es, E9 0.7 V = 350 R,, "= E9 íí 2 mA En el caso real, los valores de 3 de los transist res van a ser diferentes a los asumidos . librar las polarizaciones la resistencia R Para se la conexión en serie de un potenciómetro de alta resolución de 250 .ti con una resistencia de 100 ti. • La resistencia Rp debe ser pequeña para que la caí_ da de tensión sea la menor posible. Un valor típ:L co es 10 ti. Rp = 10 ti +_ 5' Los capacitores Cp y C^ son de 1000 u F electrolíti co y .1 y F respectivamente (Valores típicos). La resistencia RT determina la impedancia de entra_ da del amplificador. Su valor, es igual a 10 K ti. RT = 10 K ti + 2' .L ~~ La resistencia R^ es limitadora. B? 100 ti. ^ •B7 Su valor es de = 100 ti + 5' — Como la resistencia que deben presentar a la corriente de polarización las entradas del ampll£ica_ dor diferencial deben ser iguales para lograr un mínimo desbalance, R debe ser igual a R . Debido a la configuración del amplificador, la nancia de voltaje esta dada por: ga_ ^ n b — salida _ -iI "*"." —I R.R ~~ V entrada 14.2 V G = = 14.2 1 V por lo tanto, la resistencia R R " será RR " G-1 10 757,6 13.2 R_ = 760 fi + 2' R — El capacitor de realimentación C debe ser cort circuito para la frecuencia más baja. 1 x 1 Hz R ~ 200 y F x 760 £1 = 200 y F/50 V. El capacitor Cg debe ser cortocircuito para la cuencia más alta con respecto a la resistencia colector de Q g - Si se asume esta resistencia gual a 50 K tit el capacitor CG es: C 6 •= = 31 .5 pF ÍTT x 25 KHz x SO K íí C 6 = 33 p F / 1 0 0 V. Valores típicos de la red de Zobel y de la inductancia de compensación son: RZ = 1 0 n C Z = . 1 U • F L^ - 5 u H RD = 2.7 fl ' Diagrama general FIG. 3. del -26. 26, 5V FUENTES DE ALIMENTACIÓN Y PROTECCIONES 4.1 Necesidad de Protecciones: El amplificador de potencia requiere varios tipos de protecciones. Los más importantes son: . a) Protección de cortocircuito: Debido a la baja impedancia de salida del amplificador, si se cortocircuitan los parlantes, se forzará una corriente exce_ siva en los transistores de. salida (Qs y Q^) con pe_ ligro de destruirlos. Para evitar que tal caso ceda se usan varios tipos de protecciones. comunes soi?: su Las más . 1) Fusibles y llaves térmicas: Se los conecta en la fuente de alimentación o directamente en la sali_ da a los parlantes. ^ El inconveniente que tienen es la lentitud de funcionamiento. 2) Lámparas-fusibles: Se conectan en serie con el emisor de los transistores de salida lamparitas con filamento de tungsteno, el mismo que aumenta "la resis-tencia (que está en el orden de 0,3 a 0,7 ft) con el aumento de corriente, limitando de es_ ta manera la que'pasa por los transistores. C do la corriente es excesiva se abren. El inconveniente es el mismo: la baja rapidez acción. 3) Protectores electrónicos: Diversos son los si mas que se han desarrollado. Básicamente su ción es limitar la corriente por los transist res de potencia. La velocidad de reacción d ser < 0.1 seg. b) Protección de sobre-tensiones: Como se describió el capítulo tercero, sección 3.3.6, una señal ex siva en la entrada puede también producir destru ción de los transistores de potencia. Para solu nar este problema se usan diodos limitadores de co inverso, y la red de Zobel. c] Protección de desbalanceamiento DC.: Esta es más bien una protección para los parlantes. Como el plificador usa dos fuentes de alimentación, una sitiva y otra negativa, puede suceder que se pro can desbalanceamiento DC en la salida, lo que p dría provocar destrucción de los parlantes. E fenómeno se produce principalmente en el momento encendido hasta cuando accione el amplificador d rencial de entrada, quien corregirá el problema. Todos Ips tipos de protección para evitar este prp_ blema usan sensores de corriente continua que man tienen desconectados los parlantes hasta cuando se balancee la componente DC. 4.2 Características de las Fuentes: Necesitamos'dos fuentes, una de 14V con capacidad corriente de 100 mA de para polarizar los tres•integra- dos del preamplificador y otra de +_ 26,5 & para el am plificador de potencia con capacidad de corriente de 2.6 A, para que pueda suministrar suficiente potencia en los picos de señal. La fuente de 14V debe ser con un rizado muy pequeño con el proposito de no introducir ruido excesivo (Hum) a El rizado de la fuente de +_ 26,5 V, aunque no es tan crítico, conviene mantenerlo bajo por la razón expuesta. 4.3 Diseño de los Circuitos: .Las fuentes de +_ 26,5 V no fueron diseñadas por cuanto en el laboratorio hubieron fuentes modulares marca TRANSPAC modelo TR28B, las mismas que son reguladas, con voltaje de salida de 26,5 V a 28V y limitación de corriente a 2 A. La fuente de 14 V se- diseñó en base a un diodo Zener. La figura 4.1- muestra el circuito usado \ FIG. 4.1 .Fuente de alimentación del preamplificador. La corriente en la carga es 100 mA. Por el zener se sume una corriente de 20 mA, para garantizar que trabaja en la parte lineal del mismo. sistencia R Con esto, la es: 26.5 V - 14 V R = =. 104 se íi 1 O O mA + 2 O mA R = 100 El capacitor es de un valor típico igual a 1000 \V , - CAPITULO V CONCLUSIONES 5.1 '' ' Consideraciones Generales de Montaj e: 'Tres problemas básicamente fueron considerados para el diseño de los circuitos impresos y el montaj e del am- plificador; estos son: a) Ruido: Debido a la magnitud de las señales de entra_ da, el ruido'que puede inducirse en el cableado de los circuitos, puede resultar comparable con los mismos. Para reducir, en lo posible, esta -induc- ción, se uso, en todas las conexiones externas a los circuitos impresos en el preamplificador, alambre blindado, Los componentes de los controles operativos se mon taron sobre los potenciómetros correspondientes para reducir la longitud de las conexiones y minimizar la inducción de ruido. Por esta misma razón, las tomas de entrada se dispusieron muy cerca del pream plificador. Por otra parte, y para evitar el mismo problema, se localizaron las fuentes, que son potenciales genera^ dores de ruido, alejadas del preamplificador. b) Regeneracrones parásitas: Con el fin de evitar reg neraciones por retorno a tierra de la señal, los circuitos impresos fueron construidos con la mayo superficie de tierra que permitieron los circuitos Así mismo, las placas impresas del preamplificador . se montaron con blindaje. c) Disipación de Potencia: En el amplificador de pote cia, el problema es el de la disipación del generado durante la operación. calo Los transistores del par complementario de salida (Ch y Q¿) fueron montados en él circuito impreso correspondiente e una disposición tal que tengan una buena circulación de aire. Los transistores de salida (Qs y Qi . se montaron sobre un disipador, el mismo que se di puso en la parte exterior del equipo. * 5.2 Mediciones de parámetros: Se hicieron mediciones de polarización (sin señal} en regímenes dinámicos. y Los- resultados son los sigui tes : a) Mediciones de polarización: Las polarizaciones d amplificador fueron realizadas con el multímetro marca FLUKE, modelo 8000A, el mismo que tiene un rror (según especificaciones) de +.• (0*1$ de la entrada + 1 dígito). Los resultados se muestran e Mediciones- de Polarización en el Preamplificador FIG. 5,1. Mediciones de Polarización en el FIG. 5.2. -25. 5 las figuras 5.1 y 5.2. b) Mediciones dinámicas: La respuesta de frecuencia de la red ecualizadora en la entrada de tocadiscos, fueron realizadas con esta etapa desconectada resto del circuito. del Se usó el generador marca HEW- LETT-PACKARD, modelo 3310A que-tiene una impedancia de salida igual a 50.fi y con el osciloscopio marca "TEKTRONIX, modelo 5110. Los resultados se muestran en la figura 5.3, CP N ' 15 t 10 •¿ «tí 5 o —fc, V s ^ ^ •^ —-- ^v <y -5 * -10 "N i NV\. 10 -1 5 T3 iQ b •rt -20 5 -25 r/~i loo IK IOK í'recuencia(Hz) FIG. 5.3 Respuesta de frecuencia medida de la red de ecualización Las demás mediciones se realizaron usando la entrada de sintonizador. Los resultados son los siguien tes : 1) Distorsión armónica: Con el control de tonos el punto medio y con el control de volumen al en •máximo, a diferentes frecuencias y distintas tencias de salida, la DA se muestra en el cua 5-1. Frecuencia (Hz) 20 1 K 10 K ' 20 K Potencia de Salida (W) Distorsión Armónica ($) 1 10 18 1 10 18 1 10 18 1 10 18 1 1 1 1 1 1 .58 .58 .65 .29 .26 .25 .6 .4 .35 .35 .25 .18 CUADRO 5-1 DA medida a diferentes frecuencias y distintas potencias. 2) Respuesta del Control de volumen: Las medicio se realizaron con el equipo descrito y con control de tonos en el punto medio. dos se muestran en la Figura 5.4. e Los resu CP -10 -25 -30 ¡-45 H w 10° . 1K 10K Frecuencia (Hz) ' FIG. 5.4 -Respuesta del control de presión sonora medida, con el control de tonos'en el punto medio. 3) Respuesta del Control de tonos: Con el control de volumen en el punto máximo, la respuesta frecuencia de los controles de tonos se en la Figura 5.5. 10K Frecuencia (Hz) FIG. 5.5 Respuesta del control de tonos medido con el control de volumen en el punto máximo. de • muestra 4) Separación de canales: Se efectuó la medición con los controles de tono y de balance en el to medio y el de volumen en el punto máximo. señal de entrada en el un canal igual a 13 mV (1 KHz) y la e'ntrada del otro canal cortocirc .tada, la relación entre las señales•obtenidas salida de cada-uno de los canales fue de 45 d 5) Desbalanceamiento: Con los controles operativ excepto el. control de balance^ en los puntos critos en el párrafo anterior, el. control de lance en un extremo y las entradas en paralel con una señal de 1 KHz , la relación de potenc en la salida fue 14 db. :6) Relación Señal/Ruido: Se midió la relación se •ruido con 8 W a la salida porque esa es la po cía rms que proporciona un nivel normal de a ción en una sala de dimensiones regulares. La • lación fue de 51 db . 7) La distorsión de intermodulación no pudo ser dida por no disponer del equipo necesario en laboratorio. 5.3 Análisis cualitativo de los parámetros: En general puede decirse que los parámetros medido encuentran dentro de los rangos preestablecidos. La polarización del amplificador de potencia son los pre_ •' vistos, lo cual justifica el criterio utilizado en el diseño. En regímenes dinámicos, los parámetros medidos son tisfactoríos. sa_ Las mediciones de distorsión armónica total son un poco mayores que la distorsión que introduce el amplificador por cuanto el generador usado pre_ senta una DA igual a .221, y el medidor de distorsión armónica usado [Marca HEWLETT-PACKARD, modelo 3306)' in troduce, por su-parte, también cierta distorsión, como pudo comprobarse al analizar la señal de referencia del medidor en el osciloscopio. 5.4 Conclusiones y Recomendaciones: Podría mejorarse notablemente el amplificador si se es_ coge con mayor cuidado los elementos constitutivos; así, por ejemplo, en la actualidad existen amplificadores operacionales para audiofrecuencia de mucha mejor calidad que el-usado, en el preamplificador, con estos amplificadores, se logra bajar notablemente la DAT, aumenta la separación de canales y mejorar la relación señal a ruido. En el amplificador de potencia deben conectarse tran- .sistores apareados de tal forma que se disminuya la DAT A P É N D I C E CARACTERÍSTICAS' DE LOS ELEMENTOS USADOS I o ÍVf ) J I '- ___!_! ' ~í ' • VV \ 1 v__ 1 , \ Vv ~ns — -f-p I>-r f 'íl Ví £i !- t'í 17 >-. • Q C « ? s o ,-, c-,- *»i .,] í> .1, :t> O O • O O V.KVÍCUi W: LAZO A5! ,,-. tt, Ü m O_ -: n O '' <í\ §•5 . 5 1.0 ] CAWAKCt/, Df. LAÍO ARtERTí» — di) » ¿j' i\ -íi (-1 U ' a,.—.-, C(/SSIl ;«T£ ™" ' _J j • — ^ N-jh-l ]i____] jl^ I ¡/'Ij.. . ' -J ?." .uT.T.-Tr'i ^vlr L'VJrs-t» ÜE ALím. ÜE CC Uw C- J..O- niA * . ¡ —1 ! "itXSÍO 4 ! 1 ÍC ftLi:,-.E¡,''.riL10W. 12 V 1 lit SÍ-TC::SICN f.?i:, DE SAUD*; 2 v—j IE SALIDA AL V.A.V^ A;¡ALí2iOCS 0£ D15TOR510H 1! >JOOO > <•]•/* EÍÍTRADA* i_ 0,0 5 ttiFSÍ= '^t ^" i DESACOrtS] i 1 i >-• 4iO(05p.F flg. 3-íS — Distorsión armónica, loiaí típica _ / .•_• J. /c f ~ temperatura trrr:n¿rr;L:i,r(i aamv'~tílltG¿. nfuaciór. ¿e ;Fr.-s!or¿ ns PICO -^ i — i ^ — ; Ü7C7 i/-:^- £^_2J92 ^£=_r¿r2 i -i I / : /I i /_L¿ '¡ • Fi^. ^-í?^—-Circttild de prueba para ¡a medición de distorsión, ganancia de lazo allf.no y características de. tir.cho de banda. /I 7 ''; A /1 / /*/ l íi • Hiyhly BcÜEbls, Versarte Dcv-ces £íe3íg;^d ícr í-í ATnpíK;;;r, Swlíchfry -^ Qscí'lííiter ApplUc-'íIcns . . fronrt ^Cf.l ir» a ío >1SO me, rír to 3Q me • Hígh Valíale c l.ow í.ecíkri^o * Us&íyl i'r.E Ovcr V¥Ho Ct;rroní riungs Dsvice typss 2N717, SN?!G, 2N7TSÁ, 2N730, 2M731, and 2N?56 ore in JEDSC TO-1Í* pac'tvg-». Dcvtee t/pM 2N69Ó, 2W697, 2 NI 420. ÍK1507, 2W1Ó1X cr.-.í XW1711 ore in .'tiüíC 'lG-5 pT-^ir.:. M wi ICNI c-r-vji 7O-1B J "' c.tü ' THE COLIECTOH 15 IM ELECTRICAL CONTA-CT \VITH TKE CASE TO-5 cib-soluje máximum reííncjs at 25°C frc-fi-aír fetTípscaturo {unies? ofhcrwi>3 2K6?ó] 7W7;7 2K6?7 ¡ 2K71S ísíd Lotice Dir;i?i!lÍín ct [sr É=I:VÍ} KOIESt I. TUi >oti'! oppliei w!nn tí-t t;it.t¡TÍ|itr íillilintt {íre¡ Ii pjoa* le er !;il Ifiuo 2, Thíi rclut cpplici vhín ft. tawí*.)Iii-f íitó ii epM-ciftutltJ, 4. Vtnlt \';MIS\J la 175*C rcjt Icmi-ííct'ifi el Ihi iclt •! 13.3 Jiv/C°. 5. Cfioli Untar!/ la 17Í*C fm-e'i t-cif-Nciou t] í. Ccoli !¡r.mrlr l» !7i°C c;; (Se m!i of 7. D-ísli IheJilí IP ?Cí"t fítcrff tt.n;:rolj|t =1 t*f :alf cí t. Difili licttrlr lo tC-)"C taw J ¿7 rj*-/C°. li^p-iolurt «t Ih» rcli tí 1C.O m-/C*. 2.EÍ m-./C*. ltr-'tt:al«ti al Ihs f«Ii c! ID.J r*/C. I. Ciro!. linM'lj- l! 1?Í°C Ern-olr* Itwpiíalwn el Ihi t;?* el 3.33 r>v/C*. IT. C«a|( liáis;!]' ID /WC íí>cdt Hr-.fJlctVfi al Itn ialt cí -t.íf r>r/ía. 11. D-itl» lirtcrlf la M3eC i«t U-^ttcfaii el iSí Hit •[ 17.: JTíXai Imlnir-íntí nyortolíít Iti Ijr-: ÍÍ171T, 1K71B, 1K730, crd T:.'731 lo be tupcL!; o{ Iht inme dlitlpollcn o( rc»!it«rvd anil líiown [?í ^*}iíi Ü.Vtf.A cnd xiííi.1 wítñ c^pr^jirlcrt ¿trniinj íoclori ihcwn In Kclm 7 cnd e. cw/C*. Mr¿íítht JEC-EC ngtttictd dai«. USESCH1P N TEXAS INSTRUMENTS INClíKPlíllA t L .> í^sr ornee nox sou . U*LL*S, TI.-.AE 7>i?j TYPF.S 2r]83£, 2PJ537, ~í;717. 2K713. 2M?30r H-P-N SÍLICQH TRA^SsSTOnS *ciectri«il choractcrtstlcs «t 25°C íree-air tampctcsluru (uníoss otherv/íse noied) 7M731 TEST CCNOIItOHS 'CEO Wttht Cuín» Cmt.it 1£EO EaiUíi Cu!*» Cvtrt.il Y C 3 ^ Í C y , ., = YE. = s T, ic = a Slalk Fcr>crJ Cuiitnl T *!íe!r lí lT7~ l1?.MI ÍÜ TEXAS INSTRUMENTS P-K-P SíUCGfJ THf.ESÍSTORS ts'O. OL-S 7317VÍ». JUNt- ;p,íí- He V ifJf.O í.'/,fir^ 157.1 sHíKfc. PISPÓSE fá£i>íü?fi-PQY/£íí ÍHA3ÍSÍ5TOÍ:: •G 2 VVQits oí ^Í^C Cssú Tsi-inarcíui's • e Cümnkmcn^ íf irH696 Í^VKÍ /HÓ9/ ^ ÍC-shm SaJunriion íícíisvonce (max) iricciic'nk'jl ckvíc o,^ mít'«.iirtis?A jrók*^» trí S5^C cmbior.! íertiporatiirct (uníess ctherwise CoR«lo-.f--3s? r/cífc96 . . . . ....... . . . . . . . Ccí'i-.J^-Er'S.'--t: Varices JS-sc • neta 1) « - . . . . : ~5f '- - . . . . . . . . . -600 nía Tc-iot Cfer/Ji^i • •sien of ?5 C C cese te.-nperalurc (Sce note 2) 2.G--V .Tola? Dcf^ír ^irr i-n cí 1C^3C c>Jí? í^wpcrature (Sse note 2) l.Q-,v ToJal C-t- *-«rf ~to Í-'OTJ ct 25°C o^ibieni fe.r.pcrnfurc {See noie 3) . . . , . (Xósv 200*C P?.0 TEXAS I N S T R U M E N T S TYPES 2N1131.. 2M1132 P-W-P- SlUCüíÜ TRAHSiSTQRS eléctrico! cha--acterisí:c5 at 25°C cir<ib;c-nt temperatura (unless oíherv/íse *...*<!« - Typo T«t C0n<llll»n. fíín. Mor. ICEO Gjlietícr Reverse Curre;;! YCI " —30 Y, IE ~ 0 —1.0 ICEO Coüector R¿Víiie Cucrciif Vci = ~3Í3 y, 1É == 0 TA = -H50°C -!00 IM fia *" IE=O Ernüler ñeras; Curroiif V£J ^_-2v,!c = 0 W» Ccllecíor-Eííic BreüWown lc Colí'.vclur-EmÍ!ttr Breafedíivín Yol ¡age lc - — 1G9mo.U=0 CoÜeelor-Eüiífhr BieakdGwn Yciínije lc EiC ForvíGíd Curi2iit . Trcn;!er Kcíía VCE =-10 Y. lc ~ — líOrria •V; [)C Feriará Cuíretir Tronsíar Rol'a V CE — — 10 v, lc — — 5 nía •VK Bnse-Emiííer Volicre . U ^-IS^Ic^-lSOma —1.3 • y la = — b'mo ; l c = — Í50ma —¡.5 Y 'VlCE° •w« ^ *Vc.,MiJ == — IC'O.iia, pi Y —35 V —SO V . . . 2Í0131 2H1I32 20 30 ZH1131 2H1I32 15 25 45 90' Vcílsga V^E = —1Q y, lr — —50 ma f = 2 0 nc Cb Commori-Eass JnpiJt fc-iacitanci ^z^; Sv ' !c==0 c* Cornnicn-Gcíe Oufput _ CspCíiiflKCi fct. —50 • AC Ccmmon-EniiHer For\','0fd Cüfr=nt Tronsfér Relio hf. — IQO - = — ICO/AD.U =0 f . 2.5 3 ansí Fr •ÍS ?f = 1 me - 1'.^, *-^ -V«r, .2»! 13] f 30 C = I kc ' 2H1132 = Uc ÍH1132 50 100 35 25 Troiisfer ií-Mio fch •ih *A ZÍÍ1U1 for-vcru Curninl Trcnsfer Rcüo AC C^ür.ci-Ecs^ Inpjf lmp;t]iir.:3 ÁC CDn:mo¡i-Cc5e Oulpui Ad.'jii! tente f Vcítogs Tranjfer Roiio 2S ^ T« ' " V"c^ — ~13 Y, ¡E :~ 5 ma f — Uc M ohn . 10 olint 0 I 0 5 0 0x19* 0 BxlO'1 f ' — 1 í;c ' '' - Uc V C i =- —5 v, le ••- 1 ma 't - He VC3 ™ — 1 0 v, 1E = 5 ma f = Uc "Thess 30 f f. i¡> • omcrilj ni«t ba rr.atic \viih o pls^ diirníian^'OO micro wrordi tüii a d-My cj"!ar*=2 ¡ u REFERENCIAS 2.1 RCA, Circuitos Integrados Lineales. Editorial Arbó 2da. Reimpresión. Buenos Air es-Argén tina, 197 Fágs. 270-271. 2.2 ídem. 3.1 CHIRLIAN, Paul. M. Análisis y Diseño de Circuitos Electrónicos, Me Graw-Hill. España, 1967 Págs..348 y siguientes. : - . ;'.' - BIBLIOGRAFÍA SORIN SAÚL, Modernos amplificadores; Colección Radiorama, . Enciclopedia Moderna de Electrónica, Sta. Edi_ ción. Ediciones Littec, Fondo de Literatura Técnica. Buenos Aires, 1974. RCA, Audio Power Amplifiers, RGA Corporation, 1973. RCA, Manual de Transistores, Tiristores y Diodos, Editorial Arbó, Buenos Aires-Argéntina, 1972. , RCA, Circuitos- integrados Lineales, -Editorial Arbó, Buenos Aires-Argentina, 1970. TEXAS INSTRUMENT INCORPORATED, Circuit Design for Audio, AM/FM, and TV. Me Graw-Hill Book Co. Edited by Wm.' A. Stover, 1967, : TEXAS INSTRUMENT INCORPORATED, The Transistor and Diode Data Book, for Design Engineers, First Edition, Texas Instrument, USA, 1973. TEXAS INSTRUMENT INCORPORATED, The Power Semiconductor Data Book for design Engineers, First Edition, Texas Instrument, USA, THE INSTITUTE OF -HIGH FIDELITY, Cuide to_High Fidelity Radio Stiacki First Edition, 1976, USA. NATIONAL SEMICONDUCTOR, Audio Handboolc, National Semic ductor Corporation, Santa Clara, USA, 1977. Especificaciones de diversos equipos de alta fidelidad