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ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA Y ELECTRÓNICA DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE UN CARGADOR UNIVERSAL PORTÁTIL DE BATERÍAS CON ALIMENTACIÓN DE LA RED ELÉCTRICA O FUENTE DC DE 12 VOLTIOS DE UN AUTOMÓVIL PROYECTO PREVIO A LA OBTENCIÓN DEL TÍTULO DE INGENIERO EN ELECTRÓNICA Y CONTROL MARCO VINICIO GUACHAMIN GAIBOR marco.guachamin@epn.edu.ec EDISON FERNANDO PICO AGUILAR edison.pico@epn.edu.ec DIRECTOR: LEONARDO DAVID ORTEGA CAMINO, MSc. leonardo.ortega@epn.edu.ec Quito, Abril 2016 DECLARACIÓN Nosotros, Marco Vinicio Guachamin Gaibor y Edison Fernando Pico Aguilar, declaramos bajo juramento que el trabajo aquí descrito es de nuestra autoría; que no ha sido previamente presentada para ningún grado o calificación profesional; y, que hemos consultado las referencias bibliográficas que se incluyen en este documento. A través de la presente declaración cedemos nuestros derechos de propiedad intelectual correspondientes a este trabajo, a la Escuela Politécnica Nacional, según lo establecido por la Ley de Propiedad Intelectual, por su Reglamento y por la normatividad institucional vigente. Marco Vinicio Guachamin Gaibor Edison Fernando Pico Aguilar CERTIFICACIÓN Certifico que el presente trabajo fue desarrollado por Marco Vinicio Guachamin Gaibor y Edison Fernando Pico Aguilar, bajo mi supervisión. Leonardo Ortega, MSc. DIRECTOR DEL PROYECTO AGRADECIMIENTOS Agradezco a mis padres que formaron mi camino durante todo este trayecto y supieron apoyarme en los momentos difíciles, a mis hermanos a los cuales quiero mucho y siempre están junto a mí en los proyectos que emprendo, a mis amigos que día a día me brindaron su tiempo y apoyan para cumplir esta meta tan anhelada y poder realizarme profesionalmente y como persona. Marco Vinicio Guachamin Gaibor DEDICATORIA Dedico este trabajo a mis padres, hermanos y amigos que estuvieron junto a mí durante la realización de este proyecto, a mi director de tesis el cual me supo guiarme. Marco Vinicio Guachamin Gaibor AGRADECIMIENTOS Este proyecto es el resultado del esfuerzo conjunto de todos los que formamos el grupo de trabajo. Por esto agradezco a nuestro director de tesis, MSc Leonardo Ortega, quién con sus conocimientos nos ha guiado para poder terminar este gran proyecto. A mi compañero Marco Guachamin, una persona de grandes valores, trabajadora y dedicada en cada aspecto de su vida. A mis amigos en general que me han brindado apoyo en cada proyecto que me he propuesto y que han hecho de mi vida una aventura, creado hermosos recuerdos que me han iluminado en mis momentos más oscuro. A mi familia que a lo largo de toda mi vida ha apoyado y motivado mi formación académica, creyendo en mí en todo momento y nunca dudando de mis habilidades. Al club de robótica, lugar en el cual no solo he crecido en conocimientos sino que me he enriquecido como persona. Por ultimo quiero extender un agradecimiento en general a todas las personas que han hecho que este trabajo sea posible. Edison Fernando Pico Aguilar DEDICATORIA A mis padres María y Ignacio por haber inculcado la capacidad de lograr todas mis metas. Darme todo su amor, apoyo y aliento en los momentos más importantes de mi vida. Edison Fernando Pico Aguilar Contenido RESUMEN ..............................................................................................................I PRESENTACIÓN .................................................................................................. II CAPÍTULO 1.......................................................................................................... 1 MARCO TEÓRICO ................................................................................................ 1 1.1 INTRODUCCIÓN ...................................................................................... 1 1.2 BATERÍAS ................................................................................................ 1 1.2.1 BATERÍAS DE PLOMO ÁCIDO .......................................................... 2 1.2.2 BATERÍAS DE NI – CD ...................................................................... 4 1.2.3 BATERÍAS DE NI – MH ...................................................................... 6 1.2.4 BATERÍAS DE LI – ION ...................................................................... 7 1.2.5 BATERÍAS DE LI – PO ....................................................................... 8 1.2.6 BALANCEO DE CARGA .................................................................. 10 1.3 CONVERSORES DC-DC ........................................................................ 10 1.3.1 CONVERSOR DC-DC REDUCTOR O BUCK TIPO SÍNCRONO ..... 10 1.3.2 FUNCIONAMIENTO DEL CONVERTIDOR BUCK SÍNCRONO ....... 11 1.3.3 CONVERSOR DC-DC ELEVADOR O BOOST ................................. 18 1.3.4 CONVERSOR DC-DC REDUCTOR AISLADO TIPO FLYBACK ...... 25 1.3.5 PROCEDIMIENTO PARA EL DISEÑO DE REDES SNUBBER ........ 36 1.4 PUERTO USB DEDICADO A LA CARGA ............................................... 37 1.4.1 PUERTO DE CARGA DEDICADO (DCP) ......................................... 39 CAPÍTULO 2........................................................................................................ 41 DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DEL CONVERTIDOR DE POTENCIA .................. 41 2.1 DISEÑO DEL CONVERSOR FLYBACK ................................................. 42 2.2 DISEÑO DEL CONVERSOR BUCK ........................................................ 49 2.2.1 SELECCIÓN DE LA INDUCTANCIA ................................................ 49 2.2.2 SELECCIÓN DEL CAPACITOR DE SALIDA .................................... 50 2.2.3 2.3 DISEÑO DE LA RED SNUBBER PARA EL CONVERSOR BUCK.... 50 DISEÑO DEL CONVERSOR BOOST ..................................................... 51 2.3.1 SELECCIÓN DEL INDUCTOR DEL CONVERSOR .......................... 51 2.3.2 SELECCIÓN DEL CAPACITOR DE SALIDA .................................... 51 2.3.3 DISEÑO DE LA RED SNUBBER DEL CONVERSOR BOOST ......... 52 2.4 SENSADO DE VARIABLES .................................................................... 53 2.4.1 SENSOR DE VOLTAJE.................................................................... 53 2.4.2 SENSOR DE CORRIENTE............................................................... 54 2.4.3 DRIVER DE DISPARO ..................................................................... 54 2.5 CARGADO POR PUERTO USB ............................................................. 55 CAPÍTULO 3........................................................................................................ 57 DISEÑO E IMPLEMENTACIÓN DEL SISTEMA DE CONTROL .......................... 57 3.1 ESPACIO DE ESTADOS PROMEDIADO ............................................... 57 3.2 SISTEMA DE CONTROL DEL CONVERSOR BUCK SÍNCRONO .......... 59 3.2.1 MODELADO DEL CONVERSOR BUCK [26] .................................... 59 3.2.2 VALIDACIÓN DEL MODELO DEL CONVERSOR BUCK ................. 66 3.2.3 DISEÑO DEL CONTROLADOR DEL CONVERSOR BUCK ............. 68 3.3 SISTEMA DE CONTROL DEL CONVERSOR BOOST ........................... 76 3.3.1 MODELADO DEL CONVERSOR BOOST [27] [28] .......................... 76 3.3.2 VALIDACIÓN DEL MODELO DEL CONVERSOR BOOST ............... 82 3.3.3 DISEÑO DEL CONTROLADOR DEL CONVERSOR BOOST .......... 84 3.4 SISTEMA DE CONTROL ........................................................................ 90 3.4.1 3.5 SISTEMA DE CARGA ...................................................................... 90 MÉTODO DE CARGA ............................................................................. 93 3.5.1 MÉTODO DE CARGA LA BATERÍA DE NI ...................................... 93 3.5.2 MÉTODO DE CARGA DE BATERÍAS DE PB .................................. 93 3.5.3 MÉTODO DE CARGA DE BATERÍAS DE LI-ION ............................. 94 3.5.4 MÉTODO DE CARGA DE BATERÍAS DE LIPO ............................... 95 3.5.5 MÉTODO DE BALANCEO................................................................ 96 3.5.6 FUNCIONES ADICIONALES ............................................................ 96 3.5.7 INTERFAZ DEL USUARIO ............................................................... 97 3.5.8 INTERFAZ EN EL COMPUTADOR .................................................. 99 CAPÍTULO 4...................................................................................................... 101 PRUEBAS Y RESULTADOS ............................................................................. 101 4.1 BATERÍAS DE PLOMO......................................................................... 101 4.1.1 FUENTE DE UN AUTOMÓVIL ....................................................... 101 4.1.2 RED ELÉCTRICA ........................................................................... 102 4.2 BATERÍAS DE NÍQUEL ........................................................................ 103 4.2.1 FUENTE DE AUTOMÓVIL ............................................................. 104 4.2.2 RED ELÉCTRICA ........................................................................... 105 4.3 BATERÍAS DE LITIO ............................................................................ 106 4.3.1 BATERÍAS DE LI-ION .................................................................... 106 4.3.2 BATERÍAS LIPO ............................................................................. 108 4.3.3 BALANCEADOR ............................................................................ 110 4.4 COTIZACIÓN DEL PROTOTIPO .......................................................... 112 4.4.1 COSTO DE MATERIALES ............................................................. 112 4.4.2 COSTO DE INGENIERÍA ............................................................... 114 4.4.3 COSTO TOTAL .............................................................................. 114 CAPÍTULO 5...................................................................................................... 115 CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES...................................................... 115 5.1 CONCLUSIONES ................................................................................. 115 5.2 RECOMENDACIONES ......................................................................... 116 BIBLIOGRAFÍA .................................................................................................. 117 ÍNDICE DE FIGURAS Figura 1.1 Método de carga a voltaje constante modificado [2] ............................. 4 Figura 1.2 Curva característica para el control por -ΔV [4] .................................... 5 Figura 1.3 Curvas características de las baterías de NiCd (línea continua) y NiMh (línea cortada) [1] ................................................................................................... 6 Figura 1.4 Perfil de carga de un paquete de batería de litio-ion [6] ........................ 8 Figura 1.5 Diagrama que muestra la construcción de una celda lipo [1] ................ 9 Figura 1.6 Corriente y voltaje de carga de una batería de polímero de litio para ritmos de 1.3C, 1C y 0.7C [6] ................................................................................. 9 Figura 1.7 Topología de un conversor buck síncrono .......................................... 11 Figura 1.8 Conversor buck síncrono durante ton ................................................. 12 Figura 1.9 Formas de onda del conversor buck en MCC ..................................... 13 Figura 1.10 Conversor buck síncrono durante el segundo periodo de tiempo ..... 14 Figura 1.11 Formas de onda den MCD de un conversor buck síncrono .............. 14 Figura 1.12 Voltaje y corriente en el inductor en modo de conducción continua, en modo crítico y en modo de conducción discontinua [10] ...................................... 15 Figura 1.13 Corriente en el inductor en el límite de CCM y DCM [10] .................. 16 Figura 1.14 Formas de onda del rizado de voltaje del conversor buck [10] ......... 17 Figura 1.15 Conversor boost ............................................................................... 18 Figura 1.16 Conversor boost durante ton ............................................................ 19 Figura 1.17 Conversor boost durante toff ............................................................ 19 Figura 1.18 Formas de onda en MCC del conversor boost [12] ........................... 20 Figura 1.19 Relación Vo/Vi en función del ciclo de trabajo [13] ........................... 21 Figura 1.20 Formas de onda en MCD ................................................................. 22 Figura 1.21 Variación del voltaje y corriente por el inductor [13] .......................... 23 Figura 1.22 Forma de onda de corriente en el capacitor y voltaje de salida [13] .. 24 Figura 1.23 Topología de un conversor flyback ................................................... 25 Figura 1.24 Circuito resultante del convertidor en DT .......................................... 26 Figura 1.25 Circuito resultante durante en (1-D)T ............................................... 27 Figura 1.26 Formas de onda del conversor flyback en MCC [15] ........................ 27 Figura 1.27 Formas de onda del conversor flyback en MCD [15] ........................ 28 Figura 1.28 Conversor flyback alimentado desde la red eléctrica ........................ 28 Figura 1.29 Funcionamiento del capacitor en un periodo [16] ............................. 29 Figura 1.30 Corriente en el primario para un conversor flyback en MCD [18] ...... 31 Figura 1.31 Red snubber no disipativa de un flyback .......................................... 33 Figura 1.32 a) Circuito equivalente y b) formas de onda durante Ͳݐെ [ ͳݐ15] ...... 34 Figura 1.33 a) Circuito equivalente y b) formas de onda durante ʹݐെ ݐͶ [15] ..... 34 Figura 1.34 Pico de voltaje en el mosfet durante su apagado [19]....................... 36 Figura 1.35 Distribución de pines de un puerto USB ........................................... 38 Figura 1.36 DCP en modo de corto [21] .............................................................. 39 Figura 1.37 DCP modo divisor [21] ...................................................................... 39 Figura 1.38 DCP aplicando 1,2V a las líneas [21] ............................................... 40 Figura 2.1 Diagrama de bloques del cargador de baterías .................................. 41 Figura 2.2 Circuito esquemático del conversor flyback ........................................ 42 Figura 2.3 Distribución de pines y capas de los bobinados del transformador. .... 47 Figura 2.4 Circuito típico de aplicación del NCP127D65RG [23] ......................... 48 Figura 2.5 Conversor buck síncrono final ............................................................ 50 Figura 2.6 Conversor boost final.......................................................................... 52 Figura 2.7 Sensor de voltaje de salida ................................................................ 53 Figura 2.8 Sensor de corriente. ........................................................................... 54 Figura 2.9 Circuito de acondicionamiento del sensor de corriente de salida ........ 54 Figura 2.10 Diagrama de conexión del driver IR2101 .......................................... 55 Figura 2.11 Diagrama de conexión del integrado TPS2511................................. 55 Figura 3.1 Circuito equivalente durante Ton ........................................................ 60 Figura 3.2 Circuito equivalente durante Toff ........................................................ 62 Figura 3.3 Circuito del conversor buck para simular el modelo en PSIM ............. 66 Figura 3.4 Modelo simulado del conversor buck en PSIM ................................... 67 Figura 3.5 Diagrama de bode del modelo del conversor buck en MATLAB ......... 67 Figura 3.6 Diagrama de bloques del sistema de control del conversor buck ....... 68 Figura 3.7 Herramienta sisotool para el diseño del controlador ........................... 70 Figura 3.8 Respuesta ante una entrada paso para ͳݔܽ݉ݒܩ................................ 71 Figura 3.9 Respuesta ante una entrada paso para ͳ݊݅݉ݒܩ................................ 71 Figura 3.10 Respuesta ante una entrada paso para ʹݔܽ݉ݒܩ.............................. 72 Figura 3.11 Respuesta ante una entrada paso para ʹ݊݅݉ݒܩ............................... 72 Figura 3.12 Respuesta ante una entrada paso para el controlador ͳ݊݅݉݅ܩ......... 74 Figura 3.13 Respuesta ante una entrada paso para el controlador ͳݔܽ݉݅ܩ........ 75 Figura 3.14 Respuesta ante una entrada paso para el controlador ʹ݊݅݉݅ܩ......... 75 Figura 3.15 Respuesta ante una entrada paso para el controlador ʹݔܽ݉݅ܩ........ 76 Figura 3.16 Circuito equivalente durante Ton ...................................................... 76 Figura 3.17 Circuito equivalente durante T off ....................................................... 78 Figura 3.18 Diagrama de bode teórico del modelo del conversor boost .............. 83 Figura 3.19 Circuito del conversor boost para simular el modelo en PSIM .......... 83 Figura 3.20 Modelo simulado del conversor boost .............................................. 84 Figura 3.21 Diagrama de bloques del sistema de control del conversor boost .... 84 Figura 3.22 Herramienta sisotool para el diseño del controlador ......................... 86 Figura 3.23 Respuesta ante una entrada paso para ݔܽ݉ݒܩ................................ 87 Figura 3.24 Respuesta ante una entrada paso para ݊݅݉ݒܩ................................ 87 Figura 3.25 Respuesta ante una entrada paso para ݔܽ݉݅ܩ................................ 89 Figura 3.26 Respuesta ante una entrada paso para ݊݅݉݅ܩ................................. 89 Figura 3.27 Diagrama de flujo del programa principal ......................................... 90 Figura 3.28 Diagrama de flujo del controlador ..................................................... 91 Figura 3.29 Diagrama de flujo del cargador USB ................................................ 92 Figura 3.30 Diagrama de flujo del control del balanceador .................................. 92 Figura 3.31 Diagrama de flujo de carga Ni .......................................................... 93 Figura 3.32 Diagrama de flujo de carga Pb ......................................................... 94 Figura 3.33 Diagrama de flujo de carga Li-ion ..................................................... 95 Figura 3.34 Diagrama de flujo de carga Lipo ....................................................... 95 Figura 3.35 Diagrama de flujo de balanceo ......................................................... 96 Figura 3.36 Diagrama de flujo del activado del ventilador ................................... 97 Figura 3.37 Diagrama de flujo de la medición de corriente y voltaje a la salida ... 97 Figura 3.38 Diagrama de flujo del teclado del cargador ....................................... 98 Figura 3.39 Diagrama de flujo del buzzer del cargador ....................................... 98 Figura 3.40 Diagrama de flujo del LCD................................................................ 99 Figura 3.41 Interfaz del computador .................................................................. 100 Figura 4.1 Curva de carga de voltaje desde la fuente de un automóvil .............. 102 Figura 4.2 Curva de carga de corriente desde la fuente de un automóvil .......... 102 Figura 4.3 Curva de voltaje de carga desde la red eléctrica .............................. 103 Figura 4.4 Curva de carga de corriente desde la red eléctrica ........................... 103 Figura 4.5 Curva de carga de voltaje desde la fuente de un automóvil .............. 104 Figura 4.6 Curva de carga de corriente desde la fuente de un automóvil .......... 104 Figura 4.7 Curva de carga de voltaje desde la red eléctrica .............................. 105 Figura 4.8 Curva de carga de corriente desde la red eléctrica ........................... 105 Figura 4.9 Curva de carga de voltaje desde la fuente de un automóvil .............. 106 Figura 4.10 Curva de carga de corriente desde la fuente de un automóvil ........ 106 Figura 4.11 Curva de carga de voltaje desde la red eléctrica ............................ 107 Figura 4.12 Curva de carga de corriente desde la red eléctrica ......................... 107 Figura 4.13 Curva de carga de voltaje desde la fuente de un automóvil ............ 108 Figura 4.14 Curva de carga de corriente desde la fuente de un automóvil ........ 108 Figura 4.15 Curva de carga de voltaje desde la red eléctrica ............................ 109 Figura 4.16 Curva de carga de corriente desde la red eléctrica ......................... 109 Figura 4.17 Curvas de voltaje de celda durante el balanceo ............................. 110 Figura 4.18 Forma de onda de voltaje durante el balanceo ............................... 111 Figura 4.19 Forma de onda de corriente durante el balanceo ........................... 111 ÍNDICE DE TABLAS Tabla 1.1 Principales métodos de carga baterías de plomo ácido ......................... 3 Tabla 1.2 Modos de conducción de los dispositivos ............................................ 33 Tabla 1.3 Descripción de pines del puerto USB ................................................... 38 Tabla 2.1 Parámetros para el diseño del conversor flyback ................................. 43 Tabla 2.2 Parámetros para el diseño del conversor ............................................. 49 Tabla 2.3 Parámetros para la inductancia del conversor boost ............................ 51 Tabla 2.4 Parámetros para definir el capacitor del conversor boost ..................... 52 Tabla 3.1 Valores de los parámetros del conversor buck ..................................... 69 Tabla 3.2 Valores de los parámetros del conversor boost ................................... 85 Tabla 4.1 Lista de los materiales del prototipo ................................................... 112 Tabla 4.2 Lista total de costos ........................................................................... 114 I RESUMEN El presente proyecto consiste en el diseño y construcción de un módulo portátil de una potencia aproximada de 60W para cargar baterías de plomo, níquel-cadmio, níquel-metal hidruro, litio-ion y litio-polímero; comúnmente usadas como fuente de poder de dispositivos electrónicos, en la robótica, dispositivos de comunicación, herramientas, etc. Con la posibilidad para el usuario de poder usar para la alimentación del módulo la red eléctrica o también una fuente DC de 12 voltios de un automóvil. Para este módulo se diseña e implementa un sistema de control de energía conmutado que permite adaptar el voltaje y la corriente de carga requerido por las baterías, esto se lo realiza mediante un programa en el microcontrolador que maneja las diferentes técnicas de carga para cada tipo de batería. También con la ayuda de un circuito integrado comercial conectado en paralelo al sistema de carga general, se implementa un sistema de balanceo de carga, para un máximo de seis celdas, únicamente para las baterías de litio. Adicionalmente el modulo contará con un puerto USB como una conexión de carga para las baterías de dispositivos que puedan cargarse mediante este conector, además este puerto permite la comunicación con un computador para poder realizar un monitoreo durante el proceso de carga de la batería. II PRESENTACIÓN En el capítulo 1 se puede conocer acerca de las características y métodos de carga de las baterías de Pb, NiCd, NiMh, Li-ion y Lipo, comportamientos de puerto USB cuando es utilizado para la carga de dispositivos, y se explica las topologías de los conversores Flyback, Buck y Boost. El capítulo 2 contiene los criterios de diseño para la construcción del transformador flyback, red snubber no disipativa, convertidores de potencia Flyback, Buck y Boost, y selección de elementos de control adicionales. En el capítulo 3 se busca diseñar un controlador para los conversores que permita manejar el voltaje y la corriente de salida para poder ser implementado en el microcontrolador, se modelaran los conversores para poder realizar el diseño del controlador más fácilmente. Además se explica el funcionamiento del programa desarrollado en este proyecto de titulación En el capítulo 4 se busca comprobar el comportamiento y funcionamiento del prototipo, se demostrará el cumplimiento de las curvas de cargado de las baterías de Pb, NiCd, NiMh, Li-ion y Lipo, y también se comprobará el balanceo de carga. En el capítulo 5 se determinan las capacidades del prototipo y se describen los resultados obtenidos. 1 CAPÍTULO 1 1. MARCO TEÓRICO 1.1 INTRODUCCIÓN En este capítulo se presentan los métodos de carga para los diferentes tipos de baterías que se desea realizar su carga, también se muestra las características de funcionamiento y el método de diseño de los conversores usados por el cargador y se presentan las características que debe cumplir el puerto USB para cargar dispositivos. El avance tecnológico ha permitido reducir en gran medida el tamaño de los dispositivos electrónicos, permitiendo que estos se vuelvan inalámbricos. Lo que ha provocado un auge en el uso de baterías y se ha generado una gran variedad de estas, con diferentes materiales de fabricación, niveles de voltaje y corriente que pueden entregar. Por lo que se ha planteado en este proyecto la construcción de un módulo que permite realizar la carga de las variedades de baterías más utilizadas con una potencia de 60W. 1.2 BATERÍAS Las baterías son dispositivos que convierten la energía química contenida en sus materiales activos directamente en energía eléctrica por medio de una reacción electroquímica de óxido-reducción (redox) [1], esta energía es almacenada en una o más celdas electroquímicas que son utilizadas como fuente de energía en dispositivos electrónicos. Las celdas de las baterías pueden ser de dos tipos: primarias, cuando son de un solo uso y no se pueden recargar, pero estas tienen la ventaja de ser ligeras y de bajo costo; y las secundarias, que son celdas que pueden revertir sus reacciones químicas aplicando energía eléctrica en dirección opuesta, mejor llamadas celdas recargables. Las baterías se clasifican principalmente por la composición química de sus celdas. 2 1.2.1 BATERÍAS DE PLOMO ÁCIDO Estas baterías están formadas por placas de plomo polarizadas, de dióxido de plomo para las placas positivas, plomo esponjoso en las placas negativas y están bañadas en ácido sulfúrico. Las celdas de estas baterías tienen un voltaje nominal de 2 V por cada una. 1.2.1.1 Métodos de carga de baterías de plomo-ácido Las siguientes características en la carga de las baterías permiten mejorar la vida útil de estas [1]: 1) La corriente de carga al inicio del cargado puede ser de cualquier valor, mientras no produzca un voltaje medio por celda que sobrepase el voltaje de gasificación 2.4 V. 2) Durante la recarga y hasta el recuperar el 100% de la descarga previa, la corriente debe ser controlada para mantener un voltaje menor al de gasificación. Para reducir el tiempo de carga, el voltaje puede estar justo por debajo del de gasificación. 3) Cuando toda la capacidad descargada haya sido devuelta bajo el control de voltaje, los niveles de carga normalmente caerán a los niveles de finalización de carga. Existen una gran variedad de métodos de carga para este tipo de baterías, entre los principales se encuentran [1]: · Carga a corriente constante. · Carga modificada a corriente constante. · Carga a voltaje constante. · Carga modificada a voltaje constante. · Carga de mantenimiento · Carga flotante · Carga rápida 3 En la Tabla 1.1 se mencionan las principales ventajas y desventajas de los principales métodos de carga de las baterías de plomo. En ella se observa que el método de carga modificado a voltaje constante tiene los mejores beneficios para el funcionamiento de la batería respecto a los otros, con la desventaja de que el sistema requerido es más complejo. Para no dañar la vida útil de la batería se opta por este método. Tabla 1.1 Principales métodos de carga baterías de plomo ácido Carga Ventajas Desventajas Circuito simple. A corriente constante Tiempo de carga largo. Puede cargar varias baterías Peligro de gasificación. en serie. Se Posibilidad de sobrecargas. pueden realizar cargas Alta corriente inicial. rápidas. A voltaje Circuito constante costo. Útil No es recomendado en ciclos simple y de bajo de carga-descarga. Exige gran esfuerzo para la para sistemas de batería emergencia. Para A voltaje constante modificado sistemas y el sistema de cargado. de carga- descarga cíclicos. Rápida carga de las baterías. Sistema más complejo. Sistemas de carga eficiente. Este método de carga es común para baterías con descargas profundas o en procesos cíclicos de carga-descarga. Como se observa en la Figura 1.1 el proceso de cargado se inicia con una corriente constante, en un rango aproximado de entre 16 al 25% de su corriente nominal (C), hasta que el voltaje llega a un valor fijo [1], este es normalmente el voltaje de gasificación o un valor un poco menor; después se mantiene el voltaje constante hasta que la corriente disminuye a un 10% de su corriente nominal. Para completar la carga se baja al voltaje de flotación, aproximadamente 2.2 V por celda, hasta que la corriente se reduce al 20% de la corriente de carga. 4 Tiempo (h) Figura 1.1 Método de carga a voltaje constante modificado [2] 1.2.2 BATERÍAS DE NI – CD Estas baterías están formadas por hidróxido de níquel en las placas positivas y cadmio en las placas negativas, se utiliza como electrolito hidróxido de potasio. Estas baterías proveen un voltaje por celda de solo 1,2V. Las características más importantes de estas baterías son [1]: · Operación libre de mantenimiento: Estas baterías están selladas por lo que no requieren ningún otro servicio de mantenimiento además de la recarga. · Altas tasas de carga: Estas baterías pueden ser recargadas a altos niveles de corriente, llegando a completar su carga en una hora bajo condiciones controladas. Algunas pueden ser cargadas entre 3 a 5 horas sin ningún control especial, y todas pueden ser recargadas en alrededor de 14 horas. · Amplio rango de temperaturas: Pueden operar en un rango de 40 a 50°C, incluso algunas pueden llegar a los 70°C. · Largo ciclo de vida: Sobre los 500 ciclos de descarga o más de 5 a 7 años. 5 · Altos niveles de descarga: Su baja resistencia interna y voltaje constante de descarga hacen estas baterías adecuadas para aplicaciones de alta descarga o de pulsos de corriente. 1.2.2.1 Métodos de carga de baterías de NiCd Las baterías de níquel-cadmio son generalmente cargadas a corriente constante. La mayoría de estas baterías se pueden cargar de forma segura con tasas de corriente entre 0.01C a 0.3C. Existen diferentes métodos para determinar el final del proceso de carga de dichas baterías, estos son [1] [3]: 1) Método estándar. 2) Control de tiempo. 3) Detección de temperatura. 4) Variación negativa de voltaje (-ΔV) 5) Carga de mantenimiento y flotación. Se decide utilizar para la carga de baterías de NiCd el método de variación negativa de voltaje pues este método proporciona una carga completa sin ser afectado por la temperatura o la capacidad residual de la carga anterior [1]. Como se observa en la Figura 1.2 cuando este tipo baterías llegan a su punto máximo en la carga existe una pequeña caída de voltaje que se utiliza como el indicador de la finalización del proceso de cargado. Figura 1.2 Curva característica para el control por -ΔV [4] 6 1.2.3 BATERÍAS DE NI – MH Estas baterías están compuestas de un oxihidruro de níquel para el electrodo positivo y el material del electrodo negativo es el hidrogeno que se encuentra presente en una aleación de hidruro metálico. Esto permite eliminar el cadmio, haciendo a estas baterías menos contaminantes para el medioambiente y además poseen la ventaja de una mayor capacidad, que implica un mayor tiempo de duración [1]. En estas baterías la temperatura crece gradualmente pues su reacción es exotérmica. Como se observa en la Figura 1.3 la curva de carga es similar a la de las baterías de níquel cadmio. Las baterías de metal hidruro son menos tolerantes Voltaje de celda, V a la sobrecarga, requieren circuitos de control más precisos [1]. Carga, % de capacidad típica Figura 1.3 Curvas características de las baterías de NiCd (línea continua) y NiMh (línea cortada) [1] 1.2.3.1 Técnicas de control de carga. Las características de las bateras de níquel-hidruro metálico muestran la necesidad de un control para terminar la carga y prevenir que la batería sea sobrecargada o expuesta a altas temperaturas. El control de carga se basa principalmente en tres aspectos: el tiempo, el voltaje y la temperatura [1] [5]. 1) Carga Temporizada 2) Caída de voltaje (-ΔV) 3) Corte por variación de temperatura (ΔT) 4) Razón de incremento de temperatura (ΔT/Δt) 7 Como se observó en la Figura 1.3 estas baterías son muy similares a las de níquelcadmio, por lo que se decide usar el mismo método, el de caída de voltaje para determinar el final del proceso de carga [5]. 1.2.4 BATERÍAS DE LI – ION El litio es el más ligero de todos los metales, tiene el mayor potencial electroquímico y proporciona la mayor densidad de energía con relación al peso. Se empieza con una batería de litio metálico pero debido a la inestabilidad inherente en este y para solucionar problemas de seguridad; se pasó a una batería de iones de litio, que a pesar de tener una densidad de energía ligeramente menor, es más segura siempre que se cumplan ciertas condiciones durante la carga y la descarga [1]. Este tipo de baterías no requieren de ciclos programados de carga y descarga completos para prolongar la vida de la batería y la auto descarga es menor que las baterías previas. A pesar de sus ventajas, este tipo de baterías también tienen sus inconvenientes, son frágiles y requiere un circuito de protección para mantener una operación segura. El circuito de protección está integrado en cada paquete y limita el voltaje pico de cada celda durante la carga además de evitar que el voltaje de la batería disminuya demasiado en la descarga. La temperatura se controla para evitar valores extremos [3]. 1.2.4.1 Carga Las baterías de iones de litio requieren un régimen de carga controlada para ser cargadas correctamente y evitar sobrecargas. Durante el proceso de carga el rango de temperaturas para el correcto funcionamiento es de -10 a 60 °C. Una carga completa se la realiza en dos etapas, se lo llama ciclo de carga a corriente constante-voltaje constante (CC/CV) [6]. Este proceso se lo puede apreciar en la Figura 1.4 · La primera etapa del ciclo de carga es una carga a corriente constante hasta que el voltaje por celda alcanza los 4.1 o 4.2 voltios. · Al llegar a este pico de voltaje, una carga a voltaje constante se inicia hasta que la corriente de carga se reduce al 5% de su corriente nominal. 8 Figura 1.4 Perfil de carga de un paquete de batería de litio-ion [6] 1.2.5 BATERÍAS DE LI – PO El polímero de litio se diferencia de otros sistemas de baterías de litio en el tipo de electrolito utilizado. El diseño original, que se remonta a la década de 1970, sólo utiliza un electrolito de polímero seco sólido. Este electrolito se asemeja a una película de plástico, no conduce la electricidad, pero permite un intercambio de iones. El diseño de polímero seco ofrece simplificaciones con respecto a la fabricación, la robustez, la seguridad y la geometría de perfil delgado. No hay peligro de inflamabilidad porque no se utiliza ningún electrolito líquido [1]. Un polímero sólido tiene una mala conductividad a temperatura ambiente y la batería debe ser calentada a 60 °C, e incluso más alto para permitir el flujo de corriente. Para mejorar la conducción de una batería de litio-polímero, se ha añadido un poco de electrolito gelificado. El término correcto para este sistema es "de iones de litio polímero”, y por razones de promoción, la mayoría de los fabricantes de baterías marcan simplemente como litio-polímero (lipo) [7]. Se mantiene las ventajas de las baterías secas, pero sin la necesidad de ser calentadas para su correcto funcionamiento, además permite apilar los electrodos más fácilmente para un embalaje más simple. En general este tipo de baterías son las de mejor funcionamiento para aplicaciones portátiles. Esta construcción se 9 muestra en la Figura 1.5, donde se pueden observar esquemáticamente las diversas capas de su construcción [1]. Figura 1.5 Diagrama que muestra la construcción de una celda lipo [1] El proceso de carga es muy similar a las de li-ion. De hecho, el mismo algoritmo de carga puede ser aplicado en ambos tipos de baterías. Como en la mayoría de los cargadores comerciales, el usuario no necesita saber si la batería que se va a cargar es de li-ion o de lipo [7]. Las baterías de lipo, como las baterías de iones de litio se cargan utilizando un régimen de CC/CV. La corriente y el voltaje de carga de una celda lipo durante la carga, a tasas de 1.3C, 1C, y de 0.7C se ilustra en la Figura 1.6. En cada caso las baterías son cargadas a corriente constante hasta que el voltaje de la celda alcanza el límite de 4,2 V, y a partir de aquí se reduce la corriente para mantener el voltaje constante [6]. Figura 1.6 Corriente y voltaje de carga de una batería de polímero de litio para ritmos de 1.3C, 1C y 0.7C [6] 10 1.2.6 BALANCEO DE CARGA No existen dos celdas idénticas, estas poseen características propias como el estado de carga, las tasas de autodescarga, la capacidad, la impedancia y temperatura, a pesar de ser del mismo modelo, del mismo fabricante y de la misma línea de producción. Un problema común para todo sistema de baterías con celdas conectadas en serie es el desbalance de estas. El sistema de balanceo de carga sirve para solucionar este problema y extender el tiempo de vida de la batería [1]. En la mayoría de cargadores se determina el final del proceso de cargado midiendo el voltaje total de la batería, pero los voltajes de las celdas pueden ser diferentes, se encuentran celdas con niveles de voltaje menores al resto, debido a una alta resistencia interna o una alta tasa de descarga que resulta en su menor capacidad. Esta diferencia se acentúa con los repetidos ciclos de carga y descarga. En las baterías de litio que poseen límites en el máximo y mínimo voltaje al que pueden llegar sus celdas, para evitar la destrucción de estas debe tener un mayor cuidado con el desequilibrio de voltaje [8]. 1.3 CONVERSORES DC-DC Los conversores DC-DC son utilizados en una variedad de aplicaciones donde se necesite regular el voltaje o la corriente; son comúnmente usados en equipos de oficina, computadoras, equipos de telecomunicaciones, etc., para adaptar el voltaje de alimentación de estos equipos al requerido por sus elementos. La entrada al conversor dc-dc es un voltaje Vi, que puede o no ser regulado. El objetivo de este es producir un voltaje de salida variable, pudiendo obtener una magnitud (y posiblemente una polaridad) diferente al de entrada, para adaptar su valor al requerido por la carga. 1.3.1 CONVERSOR DC-DC REDUCTOR O BUCK TIPO SÍNCRONO Este conversor permite obtener un voltaje de salida menor al de entrada con la misma polaridad, se diferencia de un conversor buck normal en el hecho que usa otro semiconductor en lugar de un diodo. La corriente de entrada es discontinua debido al funcionamiento de los semiconductores, cambiando desde cero a la 11 corriente de salida cada ciclo, pero esta corriente es continua debido al uso del filtro a la salida. La principal ventaja que presenta el conversor buck síncrono es una mejora en la eficiencia del conversor pues las perdidas en el semiconductor (MOSFET) son menores que las de un diodo. A pesar de reducir las pérdidas con el conversor síncrono aparece la necesidad de otro control para el segundo mosfet pues este debe funcionar complementado al primero para que pueda reemplazar correctamente al diodo [9]. En la Figura 1.7 se muestra la topología básica de un conversor buck síncrono con Vi como el voltaje de entrada, Q1 y Q2 como los semiconductores, L y C como el inductor y el capacitor del filtro de salida, por ultimo RL representa la resistencia de carga para el conversor. L Q1 Vi Q2 C RL Figura 1.7 Topología de un conversor buck síncrono 1.3.2 FUNCIONAMIENTO DEL CONVERTIDOR BUCK SÍNCRONO Este conversor puede funcionar de dos modos dependiendo de la continuidad de la corriente sobre el inductor L. Cuando la corriente es diferente de cero durante el período de conmutación el convertidor opera en modo de conducción continua (MCC). En cambio cuando la corriente del inductor es cero durante un intervalo de tiempo dentro del período de conmutación se está en presencia del modo de conducción discontinua (MCD) [10]. 1.3.2.1 Modo de conducción continua Primero se realiza el análisis cuando el semiconductor Q1 está activado y el segundo semiconductor Q2 esta desactivado, como se observa en la Figura 1.8, 12 este tiempo se lo conoce como ton, que es una parte del período de conmutación (T) y es la inversa de la frecuencia de conmutación. Se define el ciclo de trabajo D como el cociente entre ton y el tiempo total T de la forma: ܦൌ ݊ݐ Ǥ ܶ (1.1) L IL Ic + C Vi + Io Vc RL - Vo - Figura 1.8 Conversor buck síncrono durante ton El voltaje que cae en la inductancia, considerando el voltaje de salida constante, es Vi-Vo. Como la corriente en un inductor por definición es: ݅ ൌ ͳ න ݐ݀ ݈ݒǤ ܮ (1.2) Al instante inicial Q1 está activado, se toma el valor inicial de corriente mínima en el inductor (݅ ) y el Q2 está desactivado; la corriente se cierra a través del semiconductor Q1. Resolviendo ݅ considerando que la corriente inicial por el inductor es distinta de cero, tenemos: ݅ ൌ ሺܸ݅ െ ܸሻݐ ݅ Ǥ ܮ Ͳ ൏ ݐ൏ ݊ݐ (1.3) Como el voltaje de entrada es mayor al de salida la corriente crece linealmente en el tiempo, produciendo un incremento de la energía almacenada en el inductor. En la Figura 1.9 se aprecia el voltaje aplicado en la inductancia como resultado del activado del semiconductor Q1 y en esa figura también se observa la corriente que circula por el inductor. Al cabo del tiempo de encendido, la variación de corriente del inductor (οܫ ) se habrá incrementado hasta el siguiente valor: οܫ ൌ ሺܸ݅ െ ܸሻ ܶܦǤ ܮ (1.4) 13 Figura 1.9 Formas de onda del conversor buck en MCC Con respecto a su valor inicial ݅ . Cuando el semiconductor está desactivado, la corriente del inductor alcanza su valor máximo, que es la suma del valor mínimo con la variación de la corriente (݅௫ ൌ ݅ οܫ ). En ese instante como la corriente es diferente de cero, se induce un voltaje sobre L y su valor se pasa al capacitor C que nos da el voltaje de salida. De nuevo usando la formula (1.1), la corriente en el inductor es: ݅ ሺݐሻ ൌ ݅௫ െ ܸ ሺܶ െ ݊ݐሻǤ ܮ ݊ݐ൏ ݐ൏ ܶ (1.5) Durante el segundo intervalo de tiempo, como se observa en la Figura 1.10, el semiconductor Q1 esta desactivado y se activa Q2, la corriente del inductor decrece linealmente según (1.5) hasta alcanzar el valor de ݅ , al final del intervalo. En la Figura 1.9 se observa como la corriente en el semiconductor Q2 es la del inductor, durante este intervalo de tiempo. En estado estacionario toda la energía acumulada en el inductor L durante ton, es entregada durante el intervalo T-ton, de tal modo que la corriente disminuye en la cantidad: ο ܮܫൌ ܸ ሺͳ െ ܦሻܶǤ ܮ (1.6) 14 L + Ic IL Vi C Io Vc RL - + Vo - Figura 1.10 Conversor buck síncrono durante el segundo periodo de tiempo Por lo tanto en estado estacionario las ecuaciones (1.4) y (1.6) son iguales, y la energía almacenada durante ton es la misma que la liberada en T-ton, entonces tenemos: ሺܸ݅ െ ܸሻ ܸ ܶܦൌ ሺͳ െ ܦሻܶǤ ܮ ܮ (1.7) Despejando se obtiene la relación de conversión en modo de conducción continua, que resulta: ܸ ൌ ܦǤ ܸ (1.8) Como se observa en la ecuación anterior la relación de conversión es lineal entre el voltaje de salida y el de entrada, cuya proporcionalidad está dada por el ciclo de trabajo. 1.3.2.2 Modo de conducción discontinua (MCD) En la Figura 1.11 se muestra las formas de onda de salida del conversor. Figura 1.11 Formas de onda den MCD de un conversor buck síncrono 15 Si la corriente de salida se reduce, esta puede caer por debajo de un nivel crítico ocasionando que la corriente en el inductor permanezca en cero durante una parte del tiempo de apagado. En este modo de conducción la relación de conversión dada por (1.8) deja de ser válida. 1.3.2.3 Modo de conducción critico En la Figura 1.12 se muestra diferentes condiciones de carga del conversor reductor, con las corrientes medias de carga e inductancia iguales (ܫ ൌ ܫ ). Aquí se observan tres casos cuando se reduce la corriente del inductor. El primer caso es cuando la corriente de carga es mayor que cero, se tiene el modo de conducción continua. El segundo caso es una condición particular donde la corriente del inductor llega a cero y es denominada modo de conducción crítica. Y el tercer caso cuando la corriente en el inductor llega a cero y permanece un determinado tiempo en cero, en este caso el conversor está en modo de conducción discontinua (MCD). Figura 1.12 Voltaje y corriente en el inductor en modo de conducción continua, en modo crítico y en modo de conducción discontinua [10] 1.3.2.3.1 Selección del Inductor El mínimo valor del inductor es calculado basado en las siguientes ecuaciones. La corriente del inductor puede ser medida de acuerdo a la ley de Faraday mediante: ܸ ൌ ܮ ݀ܫ Ǥ ݀ݐ (1.9) 16 Para Ͳ ൏ ݐ ;ܶܦ ݅ ൌ ܸ െ ܸ ݐǤ ܮ (1.10) Donde Vi es el voltaje de entrada, Vo es el voltaje de salida del conversor y fs es la frecuencia de conmutación. La forma de onda de corriente en el inductor en el límite entre conducción continua y discontinua se muestra en la Figura 1.13. El pico de corriente en el límite puede expresarse como: ο݅ ൌ ݅ ሺܶܦሻ ൌ ሺܸ െ ܸ ሻ ܸ ሺͳ െ ܦሻ ܶܦൌ Ǥ ܮ ݂ܮ௦ (1.11) El rizado máximo pico a pico del inductor puede ser obtenido de la ecuación: ο݅ ௫ ൌ ܸ ሺͳ െ ܦ ሻ Ǥ ܮ ݂௦ (1.12) Figura 1.13 Corriente en el inductor en el límite de CCM y DCM [10] Así el mínimo valor del inductor que se necesita en el conversor buck para operar en el modo de corriente continua para ܦ ܦ ܦ௫ puede ser obtenido: ܮ ൌ ܸ ሺͳ െ ܦ ሻ Ǥ ݂௦ ο݅௫ (1.13) 1.3.2.3.2 Selección del capacitor de salida [11] Se considera en el estado de apagado (݀ܶ ൏ ݐ൏ ܶ) donde el primer semiconductor está desactivado y el segundo semiconductor está activado, y la energía almacenada en el inductor L empieza a descargarse a través de la carga y el capacitor C. 17 En la Figura 1.14 se muestra la forma de onda del flujo de corriente, la carga del capacitor C es la misma con la corriente de inductor (mismo rizado), sólo con un valor inferior a la corriente del inductor. Figura 1.14 Formas de onda del rizado de voltaje del conversor buck [10] El aumento máximo de la carga (οܳ) que se almacena en el capacitor de filtro C es igual al área del triángulo sombreado, por lo tanto, mediante el cálculo del área sombreada podemos obtener para cada ciclo la ecuación (1.14). οܳ ൌ ͳ ܶ ο݅ ௫ ܶο݅ ௫ ο݅ ௫ ൌ ൌ ʹʹ ʹ ͺ ͺ݂௦ (1.14) El rizado pico-pico de voltaje a través del capacitor de filtrado esta expresado en la ecuación (1.16), De la ecuación (1.12), ܸ ൌ οܳ ο݅ ௫ ൌ ǡ ܥ ͺ݂௦ ܥ (1.15) ܸ ൌ ܸ ሺͳ െ ܦ ሻ Ǥ ͺ݂ܥܮ௦ଶ (1.16) Dado que la frecuencia del filtro de salida es igual a: 18 ݂ ൌ ͳ ʹߨξܥܮ (1.17) Ǥ Se calcula el rizado pico-pico del voltaje a través del capacitor C en términos de la frecuencia del doble polo de la siguiente ecuación: ܸ ଶ ܸ ሺͳ െ ܦÀ ሻߨ ଶ ݂ ൌ Ǥ ʹ݂௦ଶ (1.18) Entonces el mínimo tamaño del capacitor para el filtro de salida para reducir el rizado pico-pico se tiene en la ecuación: ܥÀ ൌ ο݅௫ ܸ ሺͳ െ ܦÀ ሻ ൌ Ǥ ͺ݂௦ ܸ ͺ݂ܮ௦ଶ ܸ (1.19) El tamaño del capacitor es inversamente proporcional a la frecuencia de conmutación: Se puede reducir el valor del capacitor aumentado la frecuencia de conmutación, pero se debe tener cuidado pues el aumento de la frecuencia puede ocasionar caída en la eficiencia del conversor. 1.3.3 CONVERSOR DC-DC ELEVADOR O BOOST Es un conversor que nos permite obtener a la salida un voltaje mayor al de entrada. La Figura 1.15 muestra un conversor boost básico. Se compone de una fuente de entrada Vi, un inductor L, un semiconductor Q, un diodo D, filtro de condensador C, y su respectiva carga RL [12]. Al igual que el conversor reductor este también puede operar en dos modos de conducción dependiendo de la corriente en su inductor, modo de conducción continua cuando la corriente no llega a cero y modo de conducción discontinua cuando la corriente baja a cero durante una parte del periodo de conmutación. L Vi D Q Figura 1.15 Conversor boost C RL 19 1.3.3.1 Modo de conducción continua El análisis del funcionamiento de este conversor se lo realizará en modo de conducción continua. Cuando el semiconductor está activado, como se observa en la Figura 1.16, la corriente de carga es suministrada por el capacitor de salida. La corriente por el inductor puede determinarse a partir de la ecuación (1.20). Suponiendo que la corriente inicial del inductor es diferente de cero y de valor ݅ܮ , entonces la corriente por el inductor toma la forma: ݅ܮሺݐሻ ൌ ܸ݅ ݐ ݅ܮ Ǥ ܮ Ͳ ൏ ݐ൏ ݊ݐ VL + + L iL (1.20) C + io Vc RL Vo - - Figura 1.16 Conversor boost durante ton Por lo tanto, la corriente crece linealmente y al finalizar el intervalo ton (DT) la corriente se incrementa en un valor igual a: ο ܮܫൌ ܸ݅ ܶܦǤ ܮ (1.21) Cuando el semiconductor está desactivado como se indica en la Figura 1.17. En el instante inicial el inductor induce un voltaje para sostener el valor de corriente del instante previo a la apertura del semiconductor. En consecuencia el diodo se polariza directamente enclavando el voltaje del inductor al valor dado por la diferencia entre voltaje de salida y de entrada. VL + L iL D + C - ic io + Vc RL Vo - Figura 1.17 Conversor boost durante toff 20 En la Figura 1.18 se indican algunas formas de onda del voltaje y corriente del inductor, la corriente en el diodo D, la del capacitor y la de salida. Figura 1.18 Formas de onda en MCC del conversor boost [12] Durante el segundo intervalo de tiempo el inductor descarga su energía a través del diodo, y al aplicar la ecuación (1.16), se determina la variación de corriente por el inductor como: ݅ ሺݐሻ ൌ ݅ܮ௫ െ ܸ െ ܸ݅ ሺܶ െ ݊ݐሻǤ ܮ La caída de corriente resulta: ο ܮܫൌ ܸ݅ െ ܸ ሺͳ െ ܦሻܶǤ ܮ ݊ݐ൏ ݐ൏ ܶ (1.22) (1.23) En estado estacionario el incremento de la corriente en el inductor está dado por (1.22), y es igual al decremento según (1.23). Al igualar ambas expresiones se puede obtener la relación de conversión entre la tensión de entrada y la tensión de salida: ܸ݅ ܸ݅ െ ܸ ሺͳ െ ܦሻܶǤ ܶܦൌ ܮ ܮ (1.24) 21 Simplificando y despejando se llega a la relación de conversión del voltaje para el convertidor elevador. ͳ ܸ ൌ ܸ݅ ͳ െ ܦ (1.25) La relación de conversión muestra que ܸȀܸ݅ es siempre mayor que la unidad dado que 0 ≤ D ≤ 1. En la Figura 1.19 se representa la relación entre el Vo y Vi con respecto a D. Cuando D = 0 se aprecia que el semiconductor está abierto y por lo tanto en estado estacionario el voltaje de salida es igual al de entrada. Mientras que cuando el diodo es cercano a la unidad implica que el semiconductor está la mayor parte del tiempo cerrado almacenando energía en el inductor. Durante el breve tiempo en que el semiconductor se abre toda esa energía debe ser entregada rápidamente y por lo tanto el voltaje de salida se debe elevar tanto como sea necesario. Figura 1.19 Relación Vo/Vi en función del ciclo de trabajo [13] Cuando la relación de trabajo tiende a uno, el voltaje de salida tiende a infinito. Igualando la potencia de entrada a la potencia de salida, de la misma manera que en el conversor reductor, se obtiene la relación de conversión de corriente que resulta inversa al de voltaje. ܫ ൌ ሺͳ െ ܦሻ ݅ܫ (1.26) Por lo tanto a medida que el voltaje de salida crece también lo hace la corriente de entrada, para la misma potencia de salida. 22 Es interesante destacar en este caso que cuando D es muy alto el voltaje de salida y la corriente de entrada crecen. En la práctica tanto el inductor como los semiconductores involucrados poseen resistencias parasitas equivalentes que producen una caída de voltaje significativa sobre Vo y la relación de conversión decae a cero cuando D tiende a la unidad. 1.3.3.2 Modo de conducción discontinua En este modo de conducción, como en el de continua, se almacena energía en el inductor durante el primer intervalo de tiempo. Cuando el semiconductor se desactiva se tiene la diferencia de que la corriente en el inductor llega a cero antes del siguiente periodo. Las formas de onda se observan en la Figura 1.20. Figura 1.20 Formas de onda en MCD 1.3.3.3 Modo de conducción crítica Como se observa en la Figura 1.21, al igual que en el conversor buck, el conversor boost también tiene un límite entre la conducción continua y discontinua, graficas (1) y (2) donde a pesar de aún encontrarse en modo de conducción continua es el último valor del ciclo de trabajo que le permite estar en ese modo, pues para valores menores del ciclo de trabajo se pasa a estar en modo de conducción discontinua MCD, grafica (3). 23 Figura 1.21 Variación del voltaje y corriente por el inductor [13] 1.3.3.3.1 Selección del inductor Para el cálculo del valor mínimo de la inductancia se toma en cuenta el valor de esta en el límite de conducción continua cuando la corriente en el inductor llega a cero, como se observa en la Figura 1.21. En este caso particular se cumple que: ͳ ͳ ܸ݅ ܫ ௧ ൌ οܫ ൌ ܶܦǤ ʹ ʹܮ (1.27) Donde la corriente crítica esta expresada en función de Vi y D. Este valor de corriente determina los valores mínimos posibles antes de que el conversor ingrese en MCD. Considerando que Vi, T y L son constantes de diseño, se desprende con la ecuación (1.27) que su variación es lineal con D. Es importante también determinar que ocurre con la corriente de salida. Aún en el límite entre MCC y MCD la relación entre IL e Io está dada por (1.26), (como Ii = IL), por lo tanto ܫ௧ puede expresarse como: ܫ௧ ൌ ܫ ௧ ሺͳ െ ܦሻǤ (1.28) Utilizando la ecuación (1.27) y reemplazando por ܫ ௧ , se obtiene finalmente: ܫ௧ ൌ ͳ ܸ݅ܶ ܦሺͳ െ ܦሻǤ ʹ ܮ (1.29) 24 En el caso en que el voltaje Vo sea constante, ܫ ௧ puede expresarse a partir de (1.27) obteniéndose: ܮܫ௧ ൌ ܸܶ ܦሺͳ െ ܦሻǤ ʹܮ (1.30) La relación entre el valor crítico de corriente por la inductancia y el valor crítico de corriente por la carga (ܫ௧ ) está dado por la relación de conversión de corrientes (1.26) por lo tanto reemplazando en (1.27), resulta: ܫ௧ ൌ ܸܶ ܦሺͳ െ ܦሻଶ Ǥ ʹܮ (1.31) Puede apreciarse que el máximo valor de la corriente crítica en el inductor y el máximo valor de la corriente crítica de salida ocurren para distintos valores de D. Donde despejando el inductor tenemos: ܮ ൌ ܴܦሺͳ െ ܦሻଶ Ǥ ʹ݂௦ (1.32) 1.3.3.3.2 Selección del capacitor de salida [14] El modo de determinar la amplitud de rizado sobre el voltaje de salida, es a través de la corriente por el capacitor de salida. Asumiendo que el convertidor opera en MCC y que la corriente por el capacitor es la corriente por el diodo sin su componente media, resulta la corriente que se muestra en la Figura 1.22. Figura 1.22 Forma de onda de corriente en el capacitor y voltaje de salida [13] 25 La expresión aplicada a este caso, en el intervalo de tiempo DT resulta. οܸ ൌ οܳ ܶܦܫ ܸܶܦ ൌെ ൌെ ܥ ܥ ܴ ܥ (1.33) ܦǤ ܸ Ǥ ܴǤ ݂௦ Ǥ οܸ (1.34) Despejando la capacitancia se obtiene: ܥÀ 1.3.4 CONVERSOR DC-DC REDUCTOR AISLADO TIPO FLYBACK El conversor flyback tiene la ventaja de ser simple y de bajo costo, aunque tiene la desventaja de no ser tan eficiente por lo que su uso se ve limitado a potencias relativamente bajas. Además presenta aislamiento para la salida y la posibilidad de tener varias salidas. En la Figura 1.23 se muestra el circuito de un conversor Flyback básico en el que consta el voltaje de entrada Vi, el semiconductor Q, la inductancia de magnetización Lm, la relación del número de espiras del transformador N1:N2, un diodo D, el capacitor de salida C, y la correspondiente carga RL. D N1:N2 Lm C RL Vi Q Figura 1.23 Topología de un conversor flyback 1.3.4.1 Modo de conducción continua El análisis de este circuito se lo realiza en modo de conducción continua, con los elementos ideales. En este caso, al igual que en un conversor reductor-elevador, no hay transferencia simultanea de energía desde la fuente Vi hacia la carga. La energía proporcionada por Vi es almacenada en la inductancia de magnetización 26 Lm cuando el semiconductor está cerrado y entregada a la carga cuando el interruptor se encuentra abierto. 1.3.4.1.1 Análisis con interruptor cerrado Al cerrarse el semiconductor en el intervalo de tiempo DT, el circuito se comporta como lo indica la Figura 1.24. Se observa que el voltaje de entrada Vi queda aplicado sobre el bobinado primario del transformador. Este voltaje se refleja en el secundario de tal modo que el diodo D se polariza inversamente bloqueando la circulación de corriente hacia la carga. En estas condiciones, la corriente de carga es proporcionada por el capacitor de salida C. Con el voltaje Vi a la entrada, la corriente de la inductancia de magnetización, iLm, crece linealmente. D + - Vi V2 iLm Lm - C iC RL + + Vo - N1 N2 Vi i2=0 Q Figura 1.24 Circuito resultante del convertidor en DT 1.3.4.1.2 Análisis con interruptor abierto Cuando el semiconductor se abre, el voltaje en el bobinado primario se invierte para tratar de mantener la corriente por la inductancia de magnetización Lm. Lo mismo ocurre en el secundario polarizando directamente al diodo D1, donde el voltaje -V2 el mismo que Vo. Como puede apreciarse en la Figura 1.25, el camino de conducción de la corriente iLm, es a través del devanado primario del transformador entrando por el terminal sin punto homólogo del primario, saliendo por el terminal sin punto homólogo del secundario y circulando a través del diodo hacia la carga. El voltaje sobre el primario es el reflejado del secundario, provocando que la corriente iLm disminuya linealmente durante este intervalo. 27 D Lm - + V1 V2 + iLm N1 N2 - i2=iD C iC + RL Vo - Q Figura 1.25 Circuito resultante durante en (1-D)T En la Figura 1.26 se aprecian las formas de onda resultantes en estado estacionario durante dos ciclos de conmutación del semiconductor, se toma como n la relación de transformación N1/N2. Figura 1.26 Formas de onda del conversor flyback en MCC [15] 1.3.4.2 Modo de conducción discontinua En este modo de conducción toda la energía almacenada en el inductor se entrega a la salida durante cada ciclo, y tiene picos de corriente más altos. Aunque por otro lado su respuesta transitoria a las variaciones en la carga es más rápida, y el transformador puede ser más pequeño, el tiempo de recuperación del diodo ya no es importante y el ruido EMI se reduce porque el encendido del semiconductor se 28 produce con la corriente en cero [15]. Las formas de onda del conversor se observan en la Figura 1.27. Figura 1.27 Formas de onda del conversor flyback en MCD [15] 1.3.4.3 Principios de diseño del conversor flyback En la Figura 1.28, se muestra el circuito básico de un conversor flyback alimentado desde la red eléctrica. Contiene el puente de diodos BR1; para filtrar el voltaje rectificado tiene un capacitor de entrada Ci, un MOSFET Q para la conmutación, un transformador con relación n, un diodo en el secundario y un capacitor de salida. Figura 1.28 Conversor flyback alimentado desde la red eléctrica 29 1.3.4.3.1 Capacitor de entrada Primero se define la potencia máxima de entrada: ܲ௨௧ ܲ௫ ൌ ݂݂ܧ (1.35) Para el dimensionamiento del capacitor de entrada al conversor flyback se utiliza un valor aproximado de capacitancia de 2 µF por cada vatio [16]. Para el cálculo del voltaje mínimo del conversor, que permite obtener la potencia de salida deseada se tiene la siguiente formula [16]: ܸ ൌ ඨʹ ܸ כ ଶ ܲ௫ כሺͳ െ ݀ ሻ െ Ǥ ܥ ݂ כ (1.36) En la Figura 1.29 se observa el funcionamiento de un capacitor. Se puede considerar un ciclo de carga y descarga como lineal, donde ݀ seria similar a una relación de trabajo entre su tiempo de carga tc y el periodo total. El voltaje mínimoܸ y la frecuencia de la entrada ݂ son datos en corriente alterna. Típicamente se toma un valor de 0.2 para ݀ [16]. Figura 1.29 Funcionamiento del capacitor en un periodo [16] El voltaje de entrada máximo que puede tener el conversor es: ܸ௫ ൌ ξʹܸ௫ Ǥ (1.37) 1.3.4.3.2 Dimensionamiento de voltaje máximo del mosfet Para el cálculo del voltaje máximo del mosfet se tiene tres parámetros que hay que considerar, el voltaje inverso que cae en este (ܸ௫ ), el voltaje reflejado (ܸோ ) y el voltaje parasito (ܸ௦ ) producido por la fugas del transformador. Este último parámetro se toma un valor del 30% del ܸ௫ [16]. 30 El ciclo de trabajo máximo ܦ௫ es una función del voltaje reflejado con respecto al voltaje mínimo de entrada. ܦ௫ ൌ ܸோ Ǥ ܸோ ܸ (1.38) Despejando de la ecuación (1.38) el voltaje reflejado se expresa de la siguiente forma: ܸோ ൌ ܦ௫ ܸ Ǥ ͳ െ ܦ௫ (1.39) Para ܦ௫ como el máximo valor del ciclo de trabajo, por lo general se toma un valor entre 0.45 a 0.5 [16]. El valor del voltaje máximo del mosfet es: ܸௌ௫ ൌ ܸ௫ ܸோ ܸ௦ (1.40) 1.3.4.3.3 Dimensionamiento de elementos de salida del conversor. Para determinar el diodo se toma en cuenta el voltaje inverso en este: ܸ ൌ ܸ௨௧ ܸ ௫ Ǥ ܰʹ ܰͳ (1.41) El cálculo de la capacitancia mínima de salida depende de la corriente máxima de salida, la frecuencia de conmutación y la variación de voltaje que se desee tener, la fórmula es [16]: ܥ ൌ ܲ௨௧ ݊ Ǥ ܸ௨௧ Ǥ ݂௦ Ǥ οܸ (1.42) La constante ݊ es el número de periodos de reloj que le tomaría al control variar del D, se toma valores entre 10 a 20 [16]. 1.3.4.3.4 Calculo de componentes adicionales Se define la corriente que pasa por el puente de diodos mediante: ܫ௦ ൌ ܲ௫ ݂Ǥ ͳͲͲ El valor de fp se utiliza un valor de 0.5 [16]. (1.43) 31 1.3.4.4 Principios de diseño de un transformador flyback Los transformadores flyback se diferencian de los transformadores habituales en que son esencialmente inductores que almacenan energía. En general en el transformador, la corriente fluye tanto en el primario como en el secundario al mismo tiempo. Sin embargo, en el transformador flyback, la corriente fluye sólo en el devanado primario, mientras que la energía en el núcleo se descarga [17]. Para el diseño del transformador se requiere la corriente que va a circular por sus bobinados. Con referencia a la ecuación de potencia máxima del primario la corriente seria: ܫൌ ܲ௫ ܸ À (1.44) Para obtener el valor pico de corriente en un periodo de conmutación, como se observa en la Figura 1.30, se puede obtener mediante el cálculo del área bajo la curva, que sería: ܫൌ ܫܦ ʹ (1.45) Figura 1.30 Corriente en el primario para un conversor flyback en MCD [18] Tomando el ciclo de trabajo máximo e igualando las ecuaciones (1.44) y (1.45), se obtiene la corriente pico: ʹܲ௫ (1.46) ܫ ൌ Ǥ ܸ À Ǥ ܦ௫ Con el valor pico de la corriente primaria se calcula el valor de la inductancia primaria [18]. ܮ ൌ ܸ À Ǥ ܦ௫ Ǥ ܫ Ǥ ݂௦ Donde ݂௦ es la frecuencia de conmutación del conversor. (1.47) 32 Con el valor de inductancia calculado podemos recurrir al factor de inductancia ܣ ǡun dato característico de los núcleos de ferrita que relaciona la inductancia con el número de vueltas del bobinado primario: ܮ Ǥ ܰଶ (1.48) ܰ Ǥ ܫ Ǥ ܣ Ǥ ͳͲǤ ܣ (1.49) ܣ ൌ ͳͲͲͲ La densidad magnética de los núcleos de ferrita se define por [15]: ܤ ൌ Donde ܣ es el área de la sección transversal efectiva, un dato de fabricante del núcleo. Remplazando (1.48) en (1.49) y despejando obtenemos el número de vueltas del primario. ܰ ൌ ܮ Ǥ ܫ Ǥ ͳͲ Ǥ ܤ Ǥ ܣ (1.50) Se divide el voltaje reflejado para el voltaje secundario ܸ௨௧ , y el voltaje del diodo para calcular la relación de transformación con los voltajes. ݊ൌ ܸோ Ǥ ܸ௨௧ ܸ (1.51) ܰ ݊ (1.52) Con la relación de transformación se calcula el número de vueltas del secundario. ܰ௦ ൌ 1.3.4.5 Red snubber no disipativa para flyback [15] Un reto en el diseño del convertidor flyback está en el manejo de la alta inductancia de dispersión del transformador, esta causa un pico alto de voltaje y podría dañar el semiconductor. Un snubber RCD es simple, pero la energía almacenada en el condensador se disipa en la resistencia, por lo tanto la eficiencia baja. Un snubber LC, propuesto en la Figura 1.31, logra una operación sin pérdidas, con el uso de diodos, un inductor y un capacitor para manejar la energía sin disiparla [15]. El principio de funcionamiento de este filtro es regenerar la energía que se produce por el ruido del mosfet en la conmutación de apagado. Como se observa en la 33 Figura 1.31 para su implementación se debe incluir un bobinado extra en el transformador Nr. Además de un capacitor Cr y dos diodos extra DR1 y DR2. Figura 1.31 Red snubber no disipativa de un flyback Esta red snubber consta de cuatro modos de conducción dependiendo de los dispositivos como se muestra en la Tabla 1.2. Tabla 1.2 Modos de conducción de los dispositivos Q ݐ െ ݐଵ ݐଵ െ ݐଶ ݐଶ െ ݐଷ ݐଷ െ ݐସ ON ON OFF OFF D OFF OFF ON ON DR1 OFF OFF ON OFF DR2 ON OFF OFF OFF 1.3.4.5.1 Funcionamiento de la red no disipativa Durante ݐ െ ݐଵ , el mosfet Q y el diodo DR2 están activados, el circuito equivalente se muestra en la Figura 1.32 a), donde LLK es la inductancia de fuga. El voltaje del capacitor y la corriente del inductor son: ܰݎ ܰݎ െ ൬ܸ݅ െ ܸ௫ ൰ ߱ ݐǤ ܰͳ ܰͳ ܰݎ ቀܸ݅ െ ܸ௫ ቁ ܰͳ ܸ ሺݐሻ ൌ ߱ ݐǤ ܼ ܸ ሺݐሻ ൌ ܸ݅ (1.53) (1.54) Donde ߱ es la frecuencia angular de resonancia y ܼ es la impedancia característica. Sus valores se calculan utilizando: 34 ߱ ൌ ͳ ǡ ܰݎ ܮ ݎܥ ඥ ܰͳ ܼ ൌ ܰܮ ݎ ඨ Ǥ ܰͳ ܥ (1.55) (1.56) Figura 1.32 a) Circuito equivalente y b) formas de onda durante ݐ െ ݐଵ [15] Se observa en la Figura 1.32 b) que VCmin ocurre en la mitad del ciclo de resonancia ߱ ݐൌ ߨ, reemplazando esta condición en la ecuación (1.53) resulta: ܸ ൌ ʹܸ݅ ܰݎ െ ܸ௫ Ǥ ܰͳ (1.57) Después de ݐଵ ǡ deja de conducir el diodo DR2 y la corriente en Cr fluye en dirección opuesta. Lm se carga por la fuente y C se carga por VCmin hasta que Q se apaga. Durante el intervalo ݐଶ െ ݐଷ Q se apaga y DR1 empieza a conducir y la energía almacenada en ܮ se transfiere a Cr limitando el pico de voltaje. El circuito equivalente y las formas de onda de Cr se muestran en la Figura 1.33. Figura 1.33 a) Circuito equivalente y b) formas de onda durante ݐଶ െ ݐସ [15] 35 Las ecuaciones de resonancia de este circuito son: ݒ ሺݐሻ ൌ ܸ ݅ ሺݐሻ ൌ ݅ ߱ ݐ ܸ ܰͳ െ ܸ ܰʹ ǡ ܼ ܰͳ ܰͳ െ ൬ܸ െ ܸ ൰ ߱ ݐ ܼ Ǥ ݅ ߱ ݐǤ ܰʹ ܰʹ (1.58) (1.59) Donde ݅ es la corriente de magnetización Im. La capacitancia de Cr debe ser seleccionada para tener un ܸ ൌ ܸሺܰͳȀܰʹሻ. Substituyendo estas cantidades en (1.58) y (1.59) tenemos: ݅ ሺݐሻ ൌ ܫ ߱ ݐ. ݒ ሺݐሻ ൌ ܸ ேଵ ேଶ െ ܸ ܼ Ǥ ܫ ߱ ݐ. (1.60) (1.61) De la ecuación (1.60) la inductancia de fuga cae a cero en ߨȀʹ. Limitando el voltaje al punto máximo ܸ௫ . ܸ௫ ൌ ܸ ܰͳ ܮ ܼ Ǥ ܫ ൌ ܸ ܫ ඨ Ǥ ܰʹ ݎܥ (1.62) Reemplazando (1.57) en (1.62): ܸ ൌ ܸ݅ ܰܫ ݎ ܮ െ ඨ Ǥ ܰͳ ʹ ݎܥ (1.63) 1.3.4.5.2 Diseño de una red snubber no disipativa Como se observa en la Figura 1.33 b) cuando Q esta encendido, D y DR1 están en polarización inversa. El diodo DR2 esta encendido hasta que el voltaje en el capacitor de la red (VCr) se reduzca hasta el voltaje de entrada reflejado ܸ݅ ൈ ܰʹȀܰͳ. Durante el periodo que Q esta activado, VCr es aproximadamente igual al voltaje del devanado de la red (Nr). ܸ ൌ ܰʹ ܸ݅Ǥ ܰͳ (1.64) El voltaje VCr debe ser más grande que el voltaje de salida reflejado, para que D no este polarizado directamente durante el periodo que está apagado Q, para que la energía almacenada en Lm no sea transferida al devanado de salida sino al condensador. Por lo tanto: 36 ܸ ܸǤ ܰͳ Ǥ ܰʹ ܰ ܸ Ǥ ܰͳଶ Ǥ ܸ Ǥ ܰʹ (1.65) Reemplazando (1.64) en (1.65), el bobinado de la red puede ser determinado por la desigualdad: (1.66) Para seleccionar el valor de Cr necesitamos considerar los requerimientos de la ecuación (1.65). El voltaje mínimo de Cr, ܸ , en (1.63) necesita ser más grande que ܸሺܰͳȀܰʹሻ. Resolviendo la desigualdad, el valor de la capacitancia es: ܥ ͶǤ ܸ௨௧ ଶ ܫ ଶ Ǥ ܮ ଶ ܰ ሺͳ െ ܦሻ ܰ ൰ ൬ െ ܰ௦ ܰ௦ ܦ Ǥ (1.67) Otro factor para definir Cr es el límite de sincronización donde se determina su máximo valor; se requiere que durante el tiempo de encendido de Q la mitad del ciclo LC resonante debería ser completado. Esto nos da un valor máximo de la capacitancia Cr: ܥ ൏ ൬ 1.3.5 ݐ Ǥ ܰ ଶ ͳ ൰ Ǥ ߨǤ ܰ ܮ (1.68) PROCEDIMIENTO PARA EL DISEÑO DE REDES SNUBBER Las redes snubber se utilizan para reducir las pérdidas por conmutación. Se utiliza una red de apagado para minimizar las grandes descargas de voltaje a través del semiconductor durante el apagado que podría ocasionar algún daño en estos dispositivos. Para el diseño una red snubber RC, primero se debe medir la frecuencia del pico resonancia en el mosfet [19], ver Figura 1.34. Figura 1.34 Pico de voltaje en el mosfet durante su apagado [19] 37 Luego se coloca un capacitor el paralelo al mosfet con un valor que reduzca a la mitad la frecuencia de resonancia. El valor de este capacitor es tres veces el de la capacitancia parásita del mosfet, la cual ocasiona los picos de voltaje durante el apagado. Con esos valores de f y Cp se puede determinar el valor de la inductancia parásita del mosfet, por medio de la siguiente fórmula [19]: ܮ ൌ ͳ ሺʹߨ݂௦ ሻଶ ܥ Ǥ (1.69) Con los valores de la inductancia y la capacitancia parásitas se puede determinar la impedancia característica de resonancia [19]: ܼൌඨ ܮ Ǥ ܥ (1.70) La resistencia de la red snubber puede ser colocada del valor de la impedancia característica y el capacitor debe ser de una medida de 4 a 10 veces el valor de la capacitancia parásita. 1.4 PUERTO USB DEDICADO A LA CARGA Todo equipo portátil requiere una fuente de alimentación externa para la carga de sus baterías. Como los puertos USB se han vuelto tan populares, estos se han convertido en lugares convenientes para la carga de estos equipos, pero se necesitan normas universalmente aceptadas para garantizar que el consumo de potencia entre los dispositivos sea adecuado. Las especificaciones estándar de los puertos USB 2.0 que entrega una corriente de 500mA y de 900mA que entrega el puerto USB 3.0, se han convertido en insuficiente para muchos dispositivos que requieren una corriente de carga mayor [20]. Debido a esto se definió la “Especificación BC1.2” del protocolo de carga de baterías que permite a los equipos portátiles determinar a qué tipo de puerto USB está conectado, para que se pueda determinar cuanta corriente este le puede entregar. Existen tres tipos de puertos USB: El puerto de recepción estándar (SDP) que entrega la corriente según las especificaciones USB 2.0 o USB 3.0, el segundo 38 es puerto de recepción de carga CDP que permite entregar corrientes mayores, por el rango de 1.5 A y se lo utiliza también para la comunicación entre dispositivos, y el puerto de recepción dedicado DCP que únicamente entrega energía y no permite comunicación por él [21]. Para determinar el tipo de puerto al que está conectado el dispositivo realiza un proceso que consta de dos pasos. El primer paso, la detección primaria, el equipo portátil emite una salida nominal de 0,6 V en D+ (ver Figura 1.35 y Tabla 1.3) y lee la entrada de voltaje en D-. Cuando el voltaje medido por D- es menor a 0.3 V el dispositivo portátil determina que está conectado a un puerto de recepción estándar. Si el voltaje en el pin D- es mayor que 0.3 V y menor a 0.8 V el dispositivo concluye que está conectado a un puerto de carga. El segundo paso, la detección secundaria, es necesario en equipos para determinar entre un puerto de recepción de carga y un puerto dedicado de carga. El dispositivo portátil emite una salida nominal de 0.6 V en D- y lee la entrada de voltaje en D+. El dispositivo portátil concluye que está conectado a un puerto dedicado de carga si en la línea de datos solo se detectan voltajes menores a 0.3 V. Y concluye que está conectado a un puerto de recepción de carga si lee en la línea de datos un voltaje mayor que 0.3 V y menor de 0.8 V [20]. Figura 1.35 Distribución de pines de un puerto USB Tabla 1.3 Descripción de pines del puerto USB Pin Señal Descripción 1 Vcc +5V 2 D- Data- 3 D+ Data+ 4 GND Masa Para el puerto de carga dedicado (DCP) se realiza una mejor explicación de su funcionamiento porque se va a implementar uno en este proyecto de titulación. 39 1.4.1 PUERTO DE CARGA DEDICADO (DCP) Como se explicó anteriormente un DCP es un puerto USB que puede entregar más corriente que las limitadas en los estándares habituales. Mediante los siguientes circuitos se identifica si se está conectado a un DCP, estos tres métodos se utilizan generalmente para cumplir los protocolos de inicio de carga de los dispositivos [20]. 1.4.1.1 Corto de la línea D+ a DLa especificación BC1.2 de carga por USB define que las líneas de datos D + y Ddeben ser cortocircuitadas con una impedancia en serie de 200 Ω máximo para comenzar la carga, ver Figura 1.36 [21]. Figura 1.36 DCP en modo de corto [21] 1.4.1.2 Circuitos divisores Tiene dos esquemas que se conectan para iniciar la carga. Ellos llevan el nombre de Divisor1 y Divisor2 que se muestran en la Figura 1.37. El esquema de carga del Divisor1 se utiliza para los adaptadores 5 W, en este se aplica a las líneas de datos un voltaje de 2,0 V a D+ y 2,7 V en D-. El esquema de carga del Divisor2 se utiliza para los adaptadores de 10 W y se aplica 2,7 V en D+ y 2,0 V en D- [21]. Figura 1.37 DCP modo divisor [21] 40 1.4.1.3 Aplicando 1,2 V a D+ y DComo se muestra en la Figura 1.38, algunos cargadores por USB requieren 1,2 V en las líneas de datos cortocircuitadas del conector USB para comenzar la carga. La resistencia máxima entre el D+ línea y la línea D es de 200 Ω [21]. Figura 1.38 DCP aplicando 1,2V a las líneas [21] En este capítulo se determinaron y explicaron los métodos de carga para las diferentes baterías que el modulo podrá cargar, además se explicaron los conversores dc que requiere el cargador para permitirnos obtener el voltaje de salida variable requerido por la capacidad de las diferentes baterías. Por último se mencionó las características que debe cumplir el puerto USB dedicado a la carga que se implementará en el dispositivo. 41 CAPÍTULO 2 2. DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DEL CONVERTIDOR DE POTENCIA En este capítulo se busca realizar el diseño de los elementos que componen a los conversores, pues estos permitirán variar el voltaje y la corriente de salida para los valores requeridos por las diferentes baterías. El cargador puede ser conectado a la red eléctrica o a una fuente DC de 12 V de un automóvil, ver Figura 2.1. Para la red eléctrica se rectifica el voltaje a DC para que mediante el flyback este sea reducido a un valor manejable por los conversores que permiten adaptar los niveles de voltaje y corriente requeridos por las baterías. Además de alimentar los circuitos de control, el sistema de balanceo de carga. Entrada de la red eléctrica Entrada de la fuente automovil Flyback Circuito elevador Circuito reductor Salida de potencia del cargador Alimentación de circuitos adicionales Circuitos de control Entrada sensores Circuito USB Salida puerto USB Figura 2.1 Diagrama de bloques del cargador de baterías El sistema funciona normalmente con alimentación de alterna de 110 VAC a 60 Hz, el cual es rectificado y regulado a un valor de 30 VDC a través de un conversor DC de topología flyback. Este conversor debe alimentar el sistema de carga de las baterías que tiene una potencia a la salida de 60 W, pero por la eficiencia de los conversores, y por seguridad se tomó del 80%, la potencia que entrega es de 75 W. También debe alimentar al puerto USB con una potencia de 7.5 W y por último, como debe alimentar a los sistemas de control, ventilación y otros se deja una potencia de 5 W para asegurar su funcionamiento. 42 2.1 DISEÑO DEL CONVERSOR FLYBACK En la entrada de la alimentación de alterna se coloca una protección para sobre corriente mediante un fusible, además se colocó un filtro EMI para reducir la interferencia y un termistor, que es un elemento cuya resistencia baja con el calor, se lo utiliza para limitar los picos de corriente en el capacitor de entrada durante su primera carga, es un elemento comúnmente usado en las fuentes atx. Como se observa en la Figura 2.2, el flyback cuenta con un rectificador de onda completa no controlado formado por un puente de diodos, para obtener el voltaje DC de entrada, además tiene un capacitor C1 para filtrar el rizado del voltaje rectificado. También posee una red snubber no disipativa para reducir los picos de voltaje en el mosfet y evitar la avería de este dispositivo, el transformador del conversor constara de cuatro devanados, y en el secundario tiene un diodo D1 y un capacitor C2. Figura 2.2 Circuito esquemático del conversor flyback 2.1.1.1 Criterios de diseño Para reducir el número de elementos requeridos para el funcionamiento del conversor se recurrió al integrado NCP127D65RG. Este es un integrado de control específico para la topología flyback, que consta de un sistema de disparo para el mosfet y trabaja a una frecuencia de operación de 65 KHz. 43 En la Tabla 2.1 se muestran los parámetros mencionados anteriormente a tomar en cuenta para el diseño del conversor flyback. Tabla 2.1 Parámetros para el diseño del conversor flyback ܸ ௫ ʹʹͲሺܸ ሻ ͳͳͲሺܸ ሻ ܸ ݂௦ ͷ݇( ݖܪesta depende del integrado) ܧ (eficiencia) ͺͲΨ (debido a la topología) 75 (W) carga de baterías ͺǤͷሺܹሻ ܲ௨௧ ܸ 7.5 (W) USB 5 (W) Control y adicionales ͵Ͳሺܸሻ por el rango de voltaje de las baterías 2.1.1.2 Diseño del capacitor de entrada Para la selección del capacitor de entrada se toman en cuenta las formulas de la sección 1.3.4.3.1. Primero se determina la potencia a la entrada, con (1.35): ܲ௫ ൌ ͺǤͷܹ ൌ ͳͲͻǤ͵ͷሺܹሻǤ ͲǤͺ Para el dimensionamiento del capacitor de entrada al conversor flyback se utiliza un valor aproximado de capacitancia de 2 µF por cada vatio [16]. Por lo tanto el valor del capacitor de entrada es: ܥ ൌ ʹ ൈ ܲ௫ ൌ ʹͳͺǤͷሺܨݑሻǤ Para mejorar el rizado en la entrada se decide colocar el doble de capacitancia y el valor comercial más cercano es de 470 µF. 2.1.1.3 Selección del mosfet Como se mencionó en la sección 1.3.4, para el dimensionamiento del mosfet se necesitan tres parámetros: ܸ௫ , ܸோ y ܸ௦ , donde ܸ௦ es igual a 0.3ܸ௫ . 44 Con la ecuación (1.36) se determina el voltaje mínimo al conversor: ܸ ൌ ඨʹ ͲͲͳ כଶ െ ͳͲͻǤ͵ͷ כሺͳ െ ͲǤʹሻ ൌ ͳʹͻǤͻͻሺܸ ሻǤ ͶͲ כ ݑͲ Para el cálculo del voltaje de entrada máximo se utiliza la ecuación (1.37): ܸ௫ ൌ ξʹሺʹʹͲሻ ൌ ͵ͳͳǤͳ͵ሺܸ ሻǤ Para el cálculo del voltaje reflejado se toma un ܦ௫ de 0.45 y reemplazando en la ecuación (1.38) se obtiene: ܸோ ൌ ͲǤͶͷ ሺͳʹͻǤͻͻሻ ൌ ͳͲǤͲͺሺܸ ሻǤ ͳ െ ͲǤͶͷ Según la ecuación (1.39) el voltaje máximo del mosfet es: ܸௌ௫ ൌ ͵ͳͳǤͳ͵ ͳͲǤͲͺ ͲǤ͵ሺ͵ͳͳǤͳ͵ሻ ൌ ͷͳͲǤͷͷሺܸሻ Durante las pruebas de funcionamiento del flyback se nota que los picos de voltaje durante el apagado de estos semiconductores generan mucho calor que llevaba a la destrucción del mosfet, por lo que se opta por poner dos MOSFET en paralelo y usar una red snubber no disipativa para reducir las pérdidas por calor y asegurar el funcionamiento del conversor. El mosfet que se pudo encontrar es el IPA65R190C6 con un voltaje de 700V. 2.1.1.4 Diseño del transformador flyback El transformador que se utiliza en el circuito flyback es reciclado de una fuente atx y cuyas características son las siguientes: el núcleo de ferrita es un ERL-35 con un ܤ ൌ ͷͲͲ݉ܶ y ܣ ൌ ͳͲ݉݉ଶ [24]. Para determinar el número de espiras del primario, se calcula la corriente en el primario por medio de la formula (1.46). ܫ ൌ ʹሺͳͳʹǤͷሻ ൌ ͵Ǥͺሺܣሻ ͳʹͻǤͻͻሺͲǤͶͷሻ Con la corriente en el primario se determina el valor de la inductancia en el primario reemplazando en (1.47). 45 ܮ ൌ ͳʹͻǤͷሺͲǤͶͷሻ ൌ ʹ͵ʹǤͷ͵ሺ ܪݑሻǤ ͵Ǥͺሺͷ݇ሻ Con los valores antes calculados se determina el número de vueltas mínimas del primario según la ecuación (1.50). ܰ ൌ ʹ͵ʹǤͷ͵ݑሺ͵Ǥͺሻ Ǥ ͳͲ ൌ ͳǤǤ ͷͲͲ݉ሺͳͲሻ Se toma un valor un poco más alto ܰ ൌ ʹͶ. Se calcula la relación de transformación con los voltajes mediante (1.51). ݊ൌ ͳͲǤͲͺ ൌ ͵ǤͶʹǤ ͵Ͳ ͳ Con la relación de transformación n se calcula el número de vueltas del secundario, (1.52): ܰ௦ ൌ ʹͶ ൌ ǤͲͳ ൎ Ǥ ͵ǤͶʹ El controlador del flyback necesita una alimentación de ୟ୳୶ ൌ ͳ, esta es proporcionado por un bobinado auxiliar en el transformador, ver Figura 2.3. Para el cálculo del número de vueltas del bobinado auxiliar se tiene: ܰ௨௫ ൌ ܰ ሺܸ௨௫ ܸ௨௫ ሻ Ǥ ݊ሺܸ ܸ ሻ ܰ௨௫ ൌ ʹͶሺͳ ͳሻ ൌ ͵Ǥͺͷ ൎ ͶǤ ͵ǤͶʹሺ͵Ͳ ͳሻ (2.1) Donde ܸ௨௫ es el voltaje del diodo auxiliar, reemplazando los valores tenemos: 2.1.1.4.1 Dimensionamiento del calibre del cable del bobinado primario Para determinar el calibre del bobinado primario calculamos la ܫ௦ que pasa por el primario. ܫ௦ ൌ ܫ ඥܦ௫ Τ͵Ǥ ܫ௦ ൌ ሺ͵ǤͺሻඥͲǤͶͷΤ͵ ൌ ͳǤͶͻሺܣሻǤ (2.2) Con la corriente anterior se escoge el cable 26 AWG con una capacidad de 2.2 A. 46 2.1.1.4.2 Dimensionamiento del calibre del cable del bobinado secundario Al igual que el apartado anterior se necesita la ܫ௦ pero esta vez debe ser del secundario. ܰͳ ǡ ܰʹ ʹͶ ൌ ͵Ǥͺ כ ൌ ͳ͵Ǥʹ͵ሺܣሻǤ ܫ௦ ൌ ܫ כ La ܫ௦ del secundario es: ܫ௦ ܫ௦௦ ൌ ܫ௦ ඥሺͳ െ ܦ௫ ሻΤ͵ǡ ܫ௦௦ ൌ ሺͳ͵Ǥʹ͵ሻඨ (2.3) (2.4) ͳ െ ͲǤͶͷ ൌ ͷǤሺܣሻǤ ͵ Para suplir la corriente que pasa por el secundario y para distribuir el área de la ventana de transformador se coloca 3 cables 23 AWG en paralelo lo que nos permite tener una capacidad de corriente total de 14.1 A. 2.1.1.4.3 Calibre del cable del bobinado auxiliar La corriente requerida para controlador flyback es aproximadamente de 0.1 A por lo que se escoge el cable 29 AWG con una capacidad de corriente de 1.2 A. 2.1.1.5 Diseño de la red snubber no disipativa para flyback Para mejorar la eficiencia del conversor flyback, reduciendo las perdidas en el apagado del MOSFET, se va a utilizar una red snubber. Para no perder en forma de calor la energía que maneja la red se utilizó una red snubber no disipativa que devuelve gran parte del voltaje de pérdidas por conmutación al capacitor de entrada, ver Figura 1.31. El valor del número de vueltas de la red se calcula utilizando la desigualdad (1.65). ܰ ͵ͲሺʹͶଶ ሻ ൌ ͳͻ ͳʹͻǤͷሺሻ Por lo tanto se escoge un ܰ ൌ ʹʹ y el cable 26 AWG. 47 Para el cálculo del capacitor hay que considerar los límites máximos y mínimos que se tienen en las ecuaciones (1.66) y (1.67), se toma un valor de inductancia de fuga aproximada de 5 µH del transformador. Para calcular el límite mínimo del capacitor de filtro se tiene: ܥ ͵Ǥͺଶ ሺͷݑሻ ʹʹ ሺͳ െ ͲǤͶͷሻ ʹͶ െ ቇ ͶǤ ሺ͵Ͳଶ ሻ ቆቀ ቁ ͲǤͶͷ ൌ ͳʹʹሺ݊ ܨሻǤ ଶ Y el límite máximo del capacitor de filtro: ǤͻʹݑሺʹͶሻ ଶ ͳ ൰ ܥ ൏ ൬ ൌ ͳǤͳͷሺܨݑሻǤ ͷݑ ߨǤ ʹʹ Por lo tanto se escoge un capacitor de 1 µF. 2.1.1.6 Distribución de los bobinados del transformador Con el número de vueltas de los bobinados y los calibres de los cables se tiene la distribución del pines del transformador, el enrollamiento de las bobinas se lo realiza por capas, esto y la distribución de los pines se puede observar en la Figura 2.3. A B C D E • • • Np Ns • G H • A • B • C • D • E • F Vista inferior Nr H • Na F G • • • C Capa 1 D 22 espiras 1 hilo 7 espiras 3 hilo 4 espiras 1 hilo 24 espiras 1 hilo G Capa 2 H E Capa 3 F A Capa 4 B Figura 2.3 Distribución de pines y capas de los bobinados del transformador. 48 2.1.1.7 Diseño de elementos de salida del conversor. Para determinar el voltaje en el diodo de salida se utiliza la ecuación (1.41): ܸ ൌ ͳʹͲǤͷሺܸ ሻǤ (2.5) Con la ecuación (1.42) se determina el capacitor de salida. Usando un valor de ݊ de 10, se tiene: ܥ௨௧ ൌ ͵ሺͳͲሻ ൌ ͳͺͶ ൎ ʹʹͲͲሺ ܨݑሻǤ ͷ݇ሺͲǤʹͷሻ Para definir la corriente que pasa por el puente de diodos se recurre a la ecuación (1.43). ܫ௦ ൌ ܲ௫ Ǥ ݂Ǥ ͳͲͲ El valor de fp por lo general es de 0.5 [17]. ܫ௦ ൌ ͳͳʹǤͷ ൌ ʹǤʹͷሺܣሻǤ ͲǤͷ ͲͲͳ כ Para la selección de los elementos adicionales del integrado NCP127D65RG, el fabricante proporciona sugerencias en la hoja de datos, tablas en Excel y simulador para su dimensionamiento, necesarios para el circuito de control del flyback, estas herramientas se encuentran en el Anexo C. Figura 2.4 Circuito típico de aplicación del NCP127D65RG [23] 49 2.2 DISEÑO DEL CONVERSOR BUCK Después que el conversor flyback haya disminuido el voltaje de entrada rectificado a un valor más manejable, se utiliza un conversor buck para controlar el voltaje y la corriente de salida entre los valores requeridos para las baterías. Como la potencia de salida máxima del cargador es de 60 W. Para el diseño de este conversor se ha considerado que el rango de voltaje de salida es desde 1.5 V hasta 26 V, que son los limites de voltaje que pueden requerir los diferentes tipos de baterias que puede cargar este módulo y para la frecuencia de trabajo se toma como referencia las fuentes atx que tienen un rango de frecuencias de trabajo entre los 20 a los 100 kHz, para el cargador se decide tomar una frecuencia de 50 kHz que esta en el medio del rango de las fuentes por lo que no se exige un trabajo demasiado rápido para el circuito de control. 2.2.1 SELECCIÓN DE LA INDUCTANCIA El punto donde requiere el mayor valor de inductancia el conversor es en el voltaje de salida de 20 V, en este punto se toma una variación de la corriente en el inductor del 30%. Para definir el valor de la inductancia se toman en cuenta los parámetros de Tabla 2.2. Tabla 2.2 Parámetros para el diseño del conversor Parámetro Valor ܸ ʹͲሺܸሻ ܲ Ͳሺܹሻ ο݅௫ ͲǤͷሺܣሻ ܸೌೣ ܦ ݂௦ ͵ͳሺܸሻ ͲǤͶͷ ͷͲሺ݇ݖܪሻ Para seleccionar el valor mínimo de inductancia se recurre a la ecuación (1.13) de la sección 1.3.2.3.1. 50 ܮ ൌ ܸ ሺͳ െ ܦ ሻ ʹͲሺͳ െ ͲǤͶͷሻ ൌ ൌ ͳͺͻǤ͵ሺܪݑሻ ݂௦ ο݅௫ ͷͲ݇ሺͲǤͷሻ El valor de la inductancia seleccionada es de ܮൌ ʹͲͲܪݑ. 2.2.2 SELECCIÓN DEL CAPACITOR DE SALIDA Para determinar el valor del capacitor se asume que el rizado de voltaje a través de este sea ܸ ൌ ʹܸ݉, reemplazando en la ecuación (1.19): ܥÀ ൌ ͳǤʹͷ ൌ ͳͷʹǤͷሺ ܨݑሻǤ ͺሺͷͲ݇ሻሺʹ݉ሻ Se toma el valor estándar de 2200 µF. El conversor buck final se muestra en la Figura 2.5. Como el voltaje de entrada se redujo a un valor de 30 V por el flyback de entrada, los mosfet elegidos para este conversor fueron los IRF640 que soporta un voltaje de 200V y tienen una baja resistencia de activado. IRF640 200uH IRF640 31V 2200uF RL Figura 2.5 Conversor buck síncrono final 2.2.3 DISEÑO DE LA RED SNUBBER PARA EL CONVERSOR BUCK De la medida de la frecuencia de oscilación para el apagado de los mosfet de este conversor, se obtuvo una frecuencia de resonancia de ͳͶǤʹͻ ݖܪܯy el valor de la capacitancia parásita es de ͳȀ͵݊ܨ. Reemplazando en la ecuación (1.67) obtenemos el valor de la inductancia parásita. ܮ ൌ ͳ ଶ ͳ ൫ʹߨሺͳͶǤʹͻܯሻ൯ ቀ ݊ቁ ͵ ൌ ͲǤ͵ʹܪݑ 51 El valor de inductancia parásita se reemplaza en la ecuación (1.68) para obtener el valor de la impedancia característica de resonancia: ܼ ൌ ඥͲǤ͵ʹ ݑΤሺͳΤ͵ ݊ሻ ൌ ͵͵ǤͶሺȳሻǤ Se toma un valor de resistencia de ͵͵ȳ y para el capacitor un valor de ͳ݊ܨ. 2.3 DISEÑO DEL CONVERSOR BOOST Para el caso de que el modulo sea alimentado por una fuente DC de 12 V, se implementa un conversor boost para elevar el voltaje para las baterías que lo requieran. Para el diseño de este conversor se ha considerado que el rango de voltaje de salida es desde 12 V como mínimo hasta un valor de 26 V. Para calcular la inductancia mínima se tienen los parámetros de la Tabla 2.3. Tabla 2.3 Parámetros para la inductancia del conversor boost Parámetro Valor ܸ ௫ ͳ͵ሺܸሻ ܴ ͳͳǤʹሺȳሻ ܦ ͲǤͷ ݂௦ 2.3.1 ͷͲሺ݇ݖܪሻ SELECCIÓN DEL INDUCTOR DEL CONVERSOR Reemplazando los datos de la tabla en la ecuación (1.32) obtenemos el valor de la inductancia mínima para este conversor: ܮÀ ൌ ͳͳǤʹ ൈ ͲǤͷሺͳ െ ͲǤͷሻଶ ൌ ͳͶǤͲͺሺ ܪݑሻǤ ʹሺͷͲ݇ሻ Para este conversor se utiliza una inductancia de 25.6 µH. 2.3.2 SELECCIÓN DEL CAPACITOR DE SALIDA Para la selección del capacitor de salida se toma el voltaje de 21.6 V pues es el punto donde requiere el mayor valor de la capacitancia de salida. En la Tabla 2.4 muestran los datos necesarios para el cálculo de la capacitancia. 52 Tabla 2.4 Parámetros para definir el capacitor del conversor boost Parámetro Valor ܸை ʹͳǤሺܸሻ ܴ Ǥሺȳሻ ܦ ͲǤ͵ͻͺ ݂௦ ͷͲሺ݇ݖܪሻ οܸ ͲǤͳ Usando una variación de voltaje de salida de un 0.5% se obtiene el valor de capacitancia mínima igual a: ܥÀ ͲǤ͵͵͵ሺʹͳǤሻ ൌ ʹʹǤ͵ሺ ܨݑሻǤ Ǥ ൈ ͷͲ݇ ൈ ͲǤͳ Se opta por colocar un capacitor de 470 µF para reducir aún más las variaciones en el voltaje de salida. El circuito de la Figura 2.6 muestra el circuito final a ser implementado en el módulo. 26.5uH D 12V IRF640 470uF RL Figura 2.6 Conversor boost final 2.3.3 DISEÑO DE LA RED SNUBBER DEL CONVERSOR BOOST Para este conversor se obtuvieron la frecuencia de resonancia de ͳͷǤͶ ݖܪܯy una capacitancia parásita de ͳȀ͵݊ܨ. Reemplazando en la ecuación (1.67) obtenemos el valor de la inductancia parásita. ܮ ൌ ͳ ଶ ͳ ൫ʹߨሺͳͷǤͶܯሻ൯ ቀ ݊ቁ ͵ ൌ ͲǤ͵ʹܪݑ Con este valor de la inductancia parásita se reemplaza en la ecuación (1.68) para obtener la impedancia de resonancia. 53 ͲǤ͵ʹݑ ܼൌඨ ൌ ͵ͳ ͳ ݊ ͵ El valor de la resistencia es de ͵Ͳȳ y el capacitor de ͳ݊ܨ. 2.4 SENSADO DE VARIABLES Debido a que el prototipo debe cargar diferentes baterías con rangos de voltaje y corriente diferentes se deben implementar sensores a la salida del módulo para determinar que se está realizando la carga con los valores requeridos. 2.4.1 SENSOR DE VOLTAJE Para medir el voltaje a la salida solo se necesita implementar un divisor de voltaje para reducir el voltaje medido a uno aceptable para el conversor análogo/digital del microcontrolador utilizado, que se observa en la Figura 2.7. El voltaje máximo de salida es de 26V y el microcontrolador soporta un voltaje de hasta 3V. ܩௌ ൌ ܸ௫ ͵ܸ ൌ ൌ ͲǤͳͳ ܸ ʹܸ ܩௌ ൌ ܴଶ Ǥ ܴଵ ܴଶ (2.6) Usando la ecuación anterior determinamos los valores de las resistencias. Tomando una ܴଶ ൌ ʹͲ݇ȳ se tiene: ܴଵ ൌ ͳͺͳǤͺ݇ȳ ͳͺͲȳ Figura 2.7 Sensor de voltaje de salida 54 2.4.2 SENSOR DE CORRIENTE Para medir la corriente de salida se utiliza un sensor comercial. Este tiene un integrado ASC712 que mide la corriente por medio del efecto hall. Figura 2.8 Sensor de corriente. Esta placa entrega un voltaje de salida de 1.5V hasta 3.6V. Debido a que el sensor mide corrientes positivas como negativas, el rango de voltaje de salida se reduce a 2.5V para 0 hasta 3.6V para los 5A, por lo que se acondiciona este voltaje a un rango de 0 a 3V para el microcontrolador. ܸ ൌ ܴ݅ͳͲ ሺܸ െ ʹǤͷሻ ܴ݅ͺ ௦௦ (2.7) ܴܿ݅݊ͺ ൌ ͳͺͲ݇ȳ ܴଵ ൌ ͶͻͲǤͻ݇ȳ ͶͲȳ Figura 2.9 Circuito de acondicionamiento del sensor de corriente de salida 2.4.3 DRIVER DE DISPARO El control de los conversores buck y boost se lo realiza por modulación de ancho de pulso (PWM) del ciclo de trabajo requerido por la carga para su funcionamiento, como el voltaje de funcionamiento del microcontrolador es menor que el de disparo 55 de los MOSFET se recurrió al integrado IR2101 que es un driver de disparo que nos permite entregar de forma directa la señal de control a los mosfet de los conversores. En la Figura 2.10 se muestra el diagrama de conexión del driver que puede tener dos salidas, una con la misma referencia que la entrada y otra flotante. Figura 2.10 Diagrama de conexión del driver IR2101 2.5 CARGADO POR PUERTO USB Este cargador de baterías también cuenta con puerto USB de carga para los dispositivos que lo necesiten y permite la comunicación con un computador. Como se vio en la sección 1.4, los dispositivos que pueden utilizar el puerto USB para su carga son muy variados y existen diferentes métodos para reconocer que están conectados a un puerto de recepción de carga, por lo que se recurrió al integrado TPS2511 que es un controlador de CDP que realiza automáticamente el protocolo para permitir el cargado de los dispositivos. Figura 2.11 Diagrama de conexión del integrado TPS2511 56 En este capítulo se pudo definir el valor de los componentes de los diferentes conversores usados por el prototipo, y también se realizó el diseño de las redes snubber que aseguran un correcto funcionamiento de los semiconductores prolongando su vida útil al reducir los picos de voltaje que caerán en ellos. Por último se diseñó los circuitos usados para medir las variables de salida requeridas para realizar el control de los conversores. 57 CAPÍTULO 3 3. DISEÑO E IMPLEMENTACIÓN DEL SISTEMA DE CONTROL En este capítulo se busca diseñar los controladores que permitan manejar el voltaje y la corriente de salida. Por lo que se recurre al método de estados promediado para obtener un modelo matemático de la planta y diseñar por medio de esos modelos los controladores de los conversores a utilizar en el prototipo. 3.1 ESPACIO DE ESTADOS PROMEDIADO El método de espacio de estados promediado es una herramienta útil que representa de manera simple, pero muy precisa, el modelo DC y el análisis en pequeña señal de los conversores PWM, que permite obtener las funciones de transferencia de estos [24]. Para describir el sistema del conversor, se toman comúnmente como variables de estado físicas la corriente en las inductancias y voltaje de los capacitores para formar un vector de estado ݔሺݐሻ. El conversor toma la energía de fuentes independientes que forman el vector de entrada ݑሺݐሻ, ݕሺݐሻ es un vector que consiste en la variable de salida [25] y cualquier otra variable que depende del vector de estado. Se realiza el análisis del conversor durante sus dos intervalos de funcionamiento, este se puede reducir a un circuito lineal que es descrito por las siguientes ecuaciones. ݀ݔሺݐሻ ൌ ܣ ݔሺݐሻ ܤ ݑሺݐሻǡ ݀ݐ (3.1) ݕሺݐሻ ൌ ܥ ݔሺݐሻ ܧ ݑሺݐሻǤ Donde i=1 para el intervalo de dT, e i=2 durante (1-d)T, y d es el ciclo de trabajo. Uniendo las ecuaciones de los dos estados y reorganizando en la descripción de un sistema lineal de variables de estados estándar, se obtiene la descripción durante un periodo T [24]: 58 ݀ݔሺݐሻ ൌ ݔܣሺݐሻ ݑܤሺݐሻǡ ݀ݐ (3.2) ݕሺݐሻ ൌ ݔܥሺݐሻ ݑܧሺݐሻǤ Donde A, B, C y E son las matrices promediadas del sistema durante un periodo de funcionamiento: ܣൌ ܣଵ ݀ ܣଶ ሺͳ െ ݀ ሻǡ ܤൌ ܤଵ ݀ ܤଶ ሺͳ െ ݀ ሻǡ ܥൌ ܥଵ ݀ ܥଶ ሺͳ െ ݀ ሻǡ (3.3) ܧൌ ܧଵ ݀ ܧଶ ሺͳ െ ݀ ሻǤ Este es el modelo promediado básico, es el inicial para todas las demás derivaciones. Para continuar el análisis, se introduce una perturbación en pequeña señal compuesta de un valor DC y una pequeña perturbación superpuesta a ese valor, dada por: ݔൌ ܺ ݔොǡ ݕൌ ܻ ݕොǡ (3.4) ݑൌ ܷ ݑොǡ ݀ ൌ ܦ ݀መ Ǥ Reemplazando estas cantidades en la ecuación (3.2): ݀ݔො ݔܣො ݑܤොሻ ሾሺܣଵ െ ܣଶ ሻܺ ሺܤଵ െ ܤଶ ሻܷሿ݀መ ൌ ሺᇣᇧ ܺܣᇧᇤᇧ ܷܤ ᇧᇥሻ ሺᇣᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇤᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇥ ݀ݐ ௗ ሾሺ ܣଵ െ ܣଶ ሻݔො ሺܤଵ െ ܤଶ ሻݑොሿ݀መ ǡ ᇣᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇤᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇥ (3.5) ܻ ݕො ൌ ሺᇣᇧ ܺܥᇧᇤᇧ ܷܧ ݔܥො ݑܧොሻ ሾሺܥଵ െ ܥଶ ሻܺ ሺܧଵ െ ܧଶ ሻܷሿ݀መ ᇧᇥሻ ሺᇣᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇤᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇥ ௗ ሾሺ ܥଵ െ ܥଶ ሻݔො ሺܧଵ െ ܧଶ ሻݑොሿ݀መ Ǥ ᇣᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇤᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇧᇥ Los términos no lineales están formados por la multiplicación de las perturbaciones del sistema, estas son pequeñas, ocasionando que sus valores sean mucho más pequeños comparados con los términos DC y los términos AC del sistema, por lo que estos valores se pueden despreciar [25]. Para el modelo final de espacio de estados promediado se separan las partes de estado estable de los dinámicos. 59 Modelo en estado estable: ܺ ൌ െିܣଵ ܷܤǡ (3.6) ݀ݔො ሺݐሻ ൌ ݔܣො ሺݐሻ ݑܤොሺݐሻ ሾሺܣଵ െ ܣଶ ሻܺ ሺܤଵ െ ܤଶ ሻܷሿ݀መ ሺݐሻ ݀ݐ (3.7) Modelo dinámico: ܻ ൌ ሾ ܥሺെିܣଵ ܤሻ ܧሿܷ. ݕොሺݐሻ ൌ ݔܥො ሺݐሻ ݑܧොሺݐሻ ሾሺܥଵ െ ܥଶ ሻܺ ሺܧଵ െ ܧଶ ሻܷሿ݀መ ሺݐሻǤ Las cantidades ݔො ሺݐሻ, ݑොሺݐሻ, ݕොሺݐሻ y ݀መ ሺݐሻ son las pequeñas variaciones ac alrededor del punto de equilibrio en la solución. 3.2 SISTEMA DE CONTROL DEL CONVERSOR BUCK SÍNCRONO Para realizar el cargado de las baterías se necesita tener una corriente y un voltaje constante a la salida del conversor. Se opta por modelar este conversor para realizar el control, el diseño del controlador se lo realiza en el programa MATLAB. 3.2.1 MODELADO DEL CONVERSOR BUCK [26] Para obtener funciones de transferencia del conversor, se realiza el modelado de estado de espacios promediado. Este conversor va a trabajar en modo de conducción continua, por lo que tiene dos intervalos de funcionamiento que dependen de la conmutación de los semiconductores, el análisis de estos es el inicio para la descripción de este sistema. 3.2.1.1 Descripción de los intervalos de funcionamiento En modo de conducción continua solo se deben considerar dos intervalos de funcionamiento. Se realiza el modelado casi ideal para simplificar y permitir una mejor comprensión de las ecuaciones de estado, pero se toma en cuenta la resistencia ESR del capacitor, pues esta es muy importante para el modelo final del conversor. El circuito equivalente, como se muestra en la Figura 3.1, cuando el interruptor Q1 está activado y Q2 está desactivado es: 60 L iL(t) Vi(t) RC iC(t) io(t) R C Vo(t) VC(t) Figura 3.1 Circuito equivalente durante Ton Se obtienen las ecuaciones diferenciales relacionadas con variables de estado. La ecuación de la corriente en el inductor se obtiene: ܸ ሺݐሻ ൌ ܮ Además, ݀݅ ሺݐሻ ܸ ሺݐሻǡ ݀ݐ ݀݅ ሺݐሻ ͳ ൌ ൫ܸ ሺݐሻ െ ܸ ሺݐሻ൯Ǥ ݀ݐ ܮ ͳ ݀ݒ ሺݐሻ ൌ ݅ ሺݐሻ െ ݒ ሺݐሻǡ ܴ ݀ݐ ͳ ݀ݒ ሺݐሻ ͳ ൌ ቆ݅ ሺݐሻ െ ݒ ሺݐሻቇǡ ܴ ܥ ݀ݐ ܥ Y, ݒ ሺݐሻ ൌ ݒ ሺݐሻ ܴ ቆ݅ ሺݐሻ െ ݅ ሺݐሻ ൌ (3.9) ݒ ሺݐሻ ቇǡ ܴ ܴ ൰ ݒሺݐሻ ൌ ݒ ሺݐሻ ܴ ݅ ሺݐሻǡ ܴ ܴܴ ܴ ݒ ሺݐሻ ൌ ݅ ሺ ݐሻ ݒሺ ݐሻǡ ܴ ܴ ܴ ܴ ൬ͳ (3.8) ܴ ͳ ݅ ሺ ݐሻ ݒሺ ݐሻ ܴ ܴ ܴ ܴ En (3.9) y (3.8) reemplazamos el voltaje de salida ݒ ሺݐሻ de (3.10): ܴܴ ܴ ݀݅ ሺݐሻ ͳ ൌ ܸ ሺݐሻ െ ݅ ሺݐሻ െ ݒሺ ݐሻǡ ܮ ܮሺܴ ܴ ሻ ܮሺܴ ܴ ሻ ݀ݐ ͳ ܴ ݀ݒ ሺݐሻ ൌ ݅ ሺ ݐሻ െ ݒሺ ݐሻǤ ܥሺܴ ܴ ሻ ܥሺܴ ܴ ሻ ݀ݐ (3.10) (3.11) (3.12) (3.13) 61 El circuito que se observa en la Figura 3.1 es un sistema de segundo orden, Se toma el voltaje del capacitor ݒ ሺݐሻ y la corriente en la inductancia ݅ ሺݐሻ como variables de estado. El voltaje de entrada ݒ ሺݐሻ como señal de entrada y como señales de salida el voltaje y la corriente de la carga. Colocando las ecuaciones (3.10), (3.11), (3.12) y (3.13) en forma de matrices se obtiene: ܴǤ ܴ ݀݅ ۍെ ܮሺܴ ܴ ሻ ൦ ݀ ݐ൪ ൌ ێ ܴ ݀ݒ ێ ܥ ۏሺܴ ܴ ሻ ݀ݐ ܴǤ ܴ ۍ ܴ ܴ ݒሺ ݐሻ ൨ൌێ ሺ ሻ ݅ ݐ ܴ ێ ܴۏ ܴ ܴ ې ͳ ܮሺܴ ܴ ሻ ݅ ۑ ሺݐሻ ൨ ܮ൩ ܸ ሺݐሻǡ ͳ ݒ ۑ ሺݐሻ Ͳ െ ܥሺܴ ܴ ሻے െ ܴ ې ܴ ܴ ݅ ۑ ሺݐሻ Ͳ ൨ ቂ ቃ ܸ ሺݐሻǤ ͳ ݒ ۑ ሺݐሻ Ͳ ܴ ܴ ے (3.14) (3.15) Y el sistema de espacios de estado con base en la ecuación (3.2) para el primer subintervalo de tiempo es: ݀ ݔሺݐሻ ൌ ܣଵ ݔሺݐሻ ܤଵ ሺݐሻǡ ݀ݐ Donde: (3.16) ݕሺݐሻ ൌ ܥଵ ݔሺݐሻ ܧଵ ሺݐሻǤ ܴǤ ܴ ۍെ ܮሺܴ ܴ ሻ ܣଵ ൌ ێ ܴ ێ ܥ ۏሺܴ ܴ ሻ ܴ ې ሺ ܴ ܮ ܴ ሻ ۑ ǡ ͳ ۑ െ ܥሺܴ ܴ ሻے െ ͳ ܤଵ ൌ ܮ൩ǡ Ͳ ܴǤ ܴ ܴ ۍ ې ܴ ܴ ܴ ܴ ۑǡ ܥଵ ൌ ێ ͳ ۑ ܴ ێ ܴۏ ܴ ܴ ܴ ے Ͳ ܧଵ ൌ ቂ ቃǤ Ͳ (3.17) (3.18) (3.19) (3.20) El circuito equivalente durante el segundo subintervalo de tiempo, cuando el interruptor Q1 está apagado y el interruptor Q2 está activado se muestra en la Figura 3.1, este intervalo de tiempo es llamado Toff. 62 L iL(t) RC iC(t) io(t) R C Vo(t) VC(t) Figura 3.2 Circuito equivalente durante Toff Las ecuaciones que representan este circuito son las mismas que durante Ton, únicamente la fuente de voltaje a la entrada ya no está conectada, entonces el modelo es: ܴǤ ܴ ݀݅ ۍെ ܮሺܴ ܴ ሻ ൦ ݀ ݐ൪ ൌ ێ ܴ ݀ݒ ێ ܥ ۏሺܴ ܴ ሻ ݀ݐ ܴǤ ܴ ۍ ܴ ܴ ݒሺ ݐሻ ൨ൌێ ݅ ሺݐሻ ܴ ێ ܴۏ ܴ ܴ ې ܮሺܴ ܴ ሻ ݅ ۑ ሺݐሻ Ͳ ൨ ቂ ቃ ܸ ሺݐሻǡ ͳ ሺ ሻ ݒ ݐ Ͳ ۑ െ ܥሺܴ ܴ ሻے െ ܴ ې ܴ ܴ ݅ ۑ ሺݐሻ Ͳ ൨ ቂ ቃ ܸ ሺݐሻǤ ͳ ݒ ۑ ሺݐሻ Ͳ ܴ ܴ ے (3.21) (3.22) Como el sistema de espacio de estado es: Donde: ݀ݔሺݐሻ ൌ ܣଶ ݔሺݐሻ ܤଶ ሺݐሻ Ǥ ݀ݐ ݕሺݐሻ ൌ ܥଶ ݔሺݐሻ ܧଶ ሺݐሻ ܴǤ ܴ ܴ ۍെ ې െ ܮሺܴ ܴ ሻ ۑ ܮሺܴ ܴ ሻ ێ ܣଶ ൌ ǡ ܴ ͳ ێ ۑ െ ܥ ۏሺܴ ܴ ሻ ܥሺܴ ܴ ሻے Ͳ ܤଶ ൌ ቂ ቃǡ Ͳ ܴǤ ܴ ܴ ۍ ې ܴ ܴ ܴ ܴ ۑ ܥଶ ൌ ێ ǡ ͳ ۑ ܴ ێ ܴۏ ܴ ܴ ܴ ے Ͳ ܧଶ ൌ ቂ ቃǤ Ͳ (3.23) (3.24) (3.25) (3.26) (3.27) 63 3.2.1.2 Aproximación a sistema lineal invariante [28] El método de espacio de estados promediado se utiliza para aproximar al conversor buck que es un sistema variante en el tiempo a un sistema lineal invariante en el tiempo. Se empieza promediando los sistemas lineales con respecto a su tiempo de duración durante el periodo de conmutación. ݀ ݔሺݐሻ ൌ ൫݀ሺݐሻܣଵ ൫ͳ െ ݀ ሺݐሻ൯ܣଶ ൯ݔሺݐሻ ൫݀ሺݐሻܤଵ ൫ͳ െ ݀ ሺݐሻ൯ܤଶ ൯ݑሺݐሻ ݀ݐ (3.28) ݕሺݐሻ ൌ ൫݀ሺݐሻܥଵ ൫ͳ െ ݀ ሺݐሻ൯ܥଶ ൯ݔሺݐሻ ൫݀ሺݐሻܧଵ ൫ͳ െ ݀ሺݐሻ൯ܧଶ ൯ݑሺݐሻ Luego se aplica una pequeña perturbación al sistema, tomando la ecuación (3.4), se tiene: ݀ݔො ൌ ܺܣ ܷܤ ሺݔܣො ݑܤොሻ ሾሺܣଵ െ ܣଶ ሻܺ ሺܤଵ െ ܤଶ ሻܷሿ݀መ ǡ ݀ݐ (3.29) ܻ ݕො ൌ ሺ ܺܥ ܷܧሻ ሺݔܥො ݑܧොሻ ሾሺܥଵ െ ܥଶ ሻܺ ሺܧଵ െ ܧଶ ሻܷሿ݀መ Ǥ Donde: ܣൌ ܣܦଵ ሺͳ െ ܦሻܣଶ ǡ ܤൌ ܤܦଵ ሺͳ െ ܦሻܤଶ ǡ ܥൌ ܥܦଵ ሺͳ െ ܦሻܥଶ ǡ Las matrices son: (3.30) ܧൌ ܧܦଵ ሺͳ െ ܦሻܧଶ Ǥ ܴǤ ܴ ۍെ ܮሺܴ ܴ ሻ ܣൌێ ܴ ێ ܥ ۏሺܴ ܴ ሻ ܴ ې ሺ ܴ ܮ ܴ ሻ ۑ ǡ ͳ ۑ െ ܥሺܴ ܴ ሻے െ ͳ ܤൌ ܮ ܦ൩ǡ Ͳ ܴǤ ܴ ܴ ۍ ې ܴ ܴ ܴ ܴ ۑ ܥൌێ ǡ ͳ ۑ ܴ ێ ܴۏ ܴ ܴ ܴ ے Ͳ ܧൌ ቂ ቃǡ Ͳ (3.31) (3.32) (3.33) (3.34) 64 ܸ ሾሺܣଵ െ ܣଶ ሻܺ ሺܤଵ െ ܤଶ ሻܷሿ ൌ ܮ൩ǡ Ͳ ሾሺܥଵ െ ܥଶ ሻܺ ሺܧଵ െ ܧଶ ሻܷሿ ൌ ቂͲቃǤ Ͳ Como d(t) es una variable de entrada adicional en (3.28), esta se la puede incorporar a la matriz u’(t): Cambiando la matriz B a: ݑᇱ ሺ ݐሻ ൌ ݒ ሺݐሻ ൨Ǥ ݀ ሺ ݐሻ ଵ ܦ ܤᇱ ൌ ቈ , Ͳ Ͳ Ͳ Ͳ ቃǤ ܧԢ ൌ ቂ Ͳ Ͳ (3.35) (3.36) Esto nos permite reducir las ecuaciones (3.29) a: ݀ݔො ൯ǡ ൌ ܺܣ ܷܤ ൫ݔܣො ܤԢݑԢ ݀ݐ ൯. ܻ ݕො ൌ ሺ ܺܥ ܷܧሻ ൫ݔܥො ܧԢݑԢ (3.37) 3.2.1.2.1 Modelo en estado estable Como se describe en la sección 3.1 las ecuaciones de equilibrio estado estacionario del conversor buck se pueden definir como: ܴǤ ܴ ۍെ ܴ ܴ Ͳൌێ ܴ ێ ܴ ۏ ܴ ܴǤ ܴ ۍ ܴ ܴ ܸ ൨ ൌ ێ ܫ ܴ ێ ܴۏ ܴ ܴ ې ܴ ܴ ܫ ۑ ͳ ൨ ቂ ቃ ܸ ǡ ͳ ܸ ۑ Ͳ െ ܴ ܴ ے െ ܴ ې ܴ ܴ ܫ ۑ Ͳ ൨ ቂ ቃ ܸ Ǥ ܸ ͳ Ͳ ۑ ܴሺܴ ܴ ሻے (3.38) Resolviendo las matrices mediante la ecuación (3.6) se obtiene: y, ܸ ൌ ܴܫ , (3.39) ܸ Τܸ ൌ ܦǤ (3.40) 65 Como la corriente dc en el capacitor es cero y el voltaje DC a través de la resistencia ESR de este también es cero, explica los resultados de las ecuaciones (3.39) y (3.40). 3.2.1.2.2 Modelo AC en pequeña señal El modelado en pequeña señal permite aproximar mediante ecuaciones lineales el funcionamiento de dispositivos no lineales. De la ecuación (3.37) el modelo AC en pequeña señal se reduce a: ܴǤ ܴ ݀ଓƸ ሺݐሻ ۍെ ܮሺܴ ܴ ሻ ൦ ݀ ݐ൪ ൌ ێ ܴ ሺ ሻ ݀ݒො ݐ ێ ܥ ۏሺܴ ܴ ሻ ݀ݐ ܴǤ ܴ ۍ ܴ ܴ ݒො ሺݐሻ ൨ൌێ ሺ ሻ ଓƸ ݐ ܴ ێ ܴۏ ܴ ܴ ې ͳ ܮሺܴ ܴ ሻ ۑଓƸ ሺݐሻ ൨ ܮ ܦ ͳ ݒ ۑො ሺݐሻ Ͳ െ ܥሺܴ ܴ ሻے െ ܸ ݒො ሺݐሻ ܮ൩ ݀መ ሺݐሻ ൨ Ͳ ܴ ې ܴ ܴ ۑଓƸ ሺݐሻ Ͳ Ͳ ݒො ሺݐሻ ൨ ൨ቂ ቃ ͳ ݒ ۑො ሺݐሻ Ͳ Ͳ ݀መ ሺݐሻ ܴ ܴ ے (3.41) Donde las ecuaciones AC de pequeña señal son: ܴ ܦ ܸ ܴܴ ݀ଓƸ ሺݐሻ ൌെ ଓƸ ሺݐሻ െ ݒො ሺݐሻ ݒො ሺݐሻ ݀መ ܮሺܴ ܴ ሻ ܮ ܮ ܮሺܴ ܴ ሻ ݀ݐ ݀ݒො ሺݐሻ ͳ ܴ ൌ ଓƸ ሺݐሻ െ ݒො ሺݐሻ ݀ݐ ܥሺܴ ܴ ሻ ܥሺܴ ܴ ሻ ܴ ͳ ݅ ሺݐሻ ൌ ଓƸ ሺݐሻ ݒො ሺݐሻ ܴ ܴ ܴ ܴ ݒො ሺݐሻ ൌ (3.42) ܴǤ ܴ ܴ ଓƸ ሺݐሻ ݒො ሺݐሻ ܴ ܴ ܴ ܴ Suponiendo que el estado inicial es cero. La transformada de Laplace de la ecuación (3.37) despejando es: ݔො ሺݏሻ ൌ ሺ ܫݏെ ܣሻିଵ ܤԢݑᇱሺݏሻǡ ሺ ݏሻǤ ݕොሺݏሻ ൌ ݔܥො ሺݏሻ ܧᇱ ݑԢ Expandiendo la primera ecuación de (3.43) se tiene: ͳ ݏۍ ͳ ܥሺܴ ܴ ሻ ݔො ሺݏሻ ൌ ێ ܴ οێ ܥ ۏሺܴ ܴ ሻ ܴ ې ͳ ܸ ܮሺܴ ܴ ሻ ܦ ۑ Ǥ ܮ ܮ൩ ݑොԢሺݏሻǤ ܴǤ ܴ ۑ Ͳ Ͳ ݏ ܮሺܴ ܴ ሻے െ (3.43) 66 Con: ܮ ܴ ܴ ଶ ൰ ݏǤ οൌ ͳ ൬ ܴܥ ൰ ݏ ܥܮ൬ ܴ ܴ Reemplazando en la ecuación de salida se tiene: ܴǤ ܴ ۍ ͳ ܴ ܴ ݕොሺݏሻ ൌ ێ ο ܴ ێ ܴۏ ܴ ܴ ͳ ݏۍ ې ܴ ܴ ێ ۑ ܥሺܴ ܴ ሻ ͳ ێۑ ܴ ܴ ܴ ܥ ۏ ےሺܴ ܴ ሻ ܴ ې ͳ ܸ ܮሺܴ ܴ ሻ ܦ ۑ ሺ ݏሻǤ Ǥ ܮ ܮ൩ ݑԢ ܴǤ ܴ ۑ Ͳ Ͳ ݏ ܮሺܴ ܴ ሻے െ (3.44) De esta ecuación se pueden obtener varias funciones de transferencia pero solo se necesita dos de ellas, el voltaje y la corriente de salida con respecto al ciclo de trabajo. Para esto se reduce a cero las variaciones en el voltaje de entrada: ܩ௩ ሺݏሻ ൌ ݒො ሺݏሻΤ݀መ ሺݏሻ ǡ ܩ௩ ሺݏሻ ൌ ܸ ͳ ܴܥݏ ܴܴ ܮ ͳ ݏቂܴ ܴܥ ቃ ݏଶ ܥܮቂ ܴ ቃ ܩ ሺݏሻ ൌ ଓƸ ሺݏሻΤ݀መ ሺݏሻ ǡ ܩ ሺݏሻ ൌ 3.2.2 ܿݒ݊ො ሺݏሻ ൌ Ͳ ܿݒ݊ො ሺݏሻ ൌ Ͳ Ǥ ͳ ܴܥݏ ܸ Ǥ ܴ ͳ ݏቂ ܮ ܴܥቃ ݏଶ ܥܮቂܴ ܴ ቃ ܴ ܴ (3.45) (3.46) VALIDACIÓN DEL MODELO DEL CONVERSOR BUCK Para realizar la validación del modelo teórico se opta por comparar en el dominio de la frecuencia promedio el diagrama de bode teórico que se obtiene del programa MATLAB con el diagrama de bode en una simulación del programa PSIM (ver Figura 3.3). Figura 3.3 Circuito del conversor buck para simular el modelo en PSIM 67 En el modelo simulado de la Figura 3.4, se puede observar que el margen de fase es de 24.5 grados con un ganancia pico de 48.97 decibelios. Figura 3.4 Modelo simulado del conversor buck en PSIM En la Figura 3.5 se observa el diagrama de bode de la función de transferencia teórica de voltaje con respecto al ciclo de trabajo se tiene que el margen de fase de 25.1 grados y una magnitud pico de 49.6 decibelios. Figura 3.5 Diagrama de bode del modelo del conversor buck en MATLAB Como se observa en las dos graficas anteriores los valores de margen de fase y la magnitud pico son muy similares por lo que se puede concluir que el modelo teórico si representa al conversor buck. 68 3.2.3 DISEÑO DEL CONTROLADOR DEL CONVERSOR BUCK En la Figura 3.6 se observa el diagrama de bloques del sistema de control. Se observa que se desea controlar el voltaje o la corriente de salida mediante la variación del ciclo de trabajo del conversor buck, por lo que se diseñó el controlador utilizando el modelo del conversor obtenido, y se realimentan las variables de salida. Controlador Cv(s) Set Point + Conversor F.T.v.(s) Voltaje Vo Corriente Io - Controlador Ci(s) Conversor F.T.i.(s) Realimentación K Figura 3.6 Diagrama de bloques del sistema de control del conversor buck El conversor que se diseña va a trabajar en dos estados, primero debe operar con dos voltajes de entrada diferentes, cuando está conectado a la fuente de un automóvil es de 11V aproximadamente y cuando la fuente es la red eléctrica mediante un conversor flyback el voltaje máximo con el que se alimenta al conversor buck es de 30V. Además, este conversor tiene una salida variable que va desde 1.5V hasta 26V cuando se alimenta por la red eléctrica, y desde 1.5V hasta 10.5V aproximadamente cuando es alimentado de la fuente de un automóvil, por lo que su función de transferencia varia significativamente. Debido a dichas variaciones tan grandes, el diseño del controlador se lo realiza mediante la herramienta SISOTOOL de MATLAB, y se comprueba su funcionamiento en los extremos de los voltajes de salida para cada fuente de alimentación al conversor. Una vez obtenidas las funciones de transferencia el diseño del controlador se lo realiza en tiempo discreto. Para discretizar el sistema se toma un tiempo de muestreo de 100us, debido al tiempo que le toma al microcontrolador adquirir los datos de los sensores, realizar los cálculos de acondicionamiento y procesamiento para el controlador, y actualizar la relación de trabajo. 69 3.2.3.1 Controlador de voltaje En la Tabla 3.1 se muestran los valores de los puntos extremos de los parámetros del conversor buck que se deben reemplazar para obtener las diferentes funciones de transferencia. Tabla 3.1 Valores de los parámetros del conversor buck Parámetro Valor ܮ ʹͲͲሺܪݑሻ ܥ ʹʹͲͲሺܨݑሻ ܸ ଵ ͵Ͳሺܸ ሻ ܴ ͲǤͲʹ͵ሺȳሻ ܴଵ ௫ ͳͳǤʹሺȳሻ ܴଶ ௫ ʹǤͶሺȳሻ ܸ ଶ ܴ ͳͳሺܸ ሻ ͲǤ͵ͷሺȳሻ Con fuente de alimentación de la red eléctrica, para la salida máxima de voltaje se tiene: ͳ ͷǤͲ ൈ ͳͲିହ ݏ Ǥ ܩ௩ ௫ଵ ሺݏሻ ൌ ͵Ͳ ቈ ͳ Ǥͺ͵ͷ ൈ ͳͲିହ ݏ ͶǤͶͲͻ ൈ ͳͲି ݏଶ (3.47) ͳ ͷǤͲ ൈ ͳͲିହ ݏ Ǥ ܩ௩ ଵ ሺݏሻ ൌ ͵Ͳ ቈ ͳ ͷǤͺ͵ͻ ൈ ͳͲିହ ݏ ͶǤͻ ൈ ͳͲି ݏଶ (3.48) Para la salida mínima de voltaje: Teniendo la fuente de alimentación del automóvil, la función de transferencia para la salida de voltaje máxima es: ͳ ͷǤͲ ൈ ͳͲିହ ݏ Ǥ ܩ௩ ௫ଶ ሺݏሻ ൌ ͳͳ ቈ ͳ ͳǤͶͷͺ ൈ ͳͲିସ ݏ ͶǤͶͲͻ ൈ ͳͲି ݏଶ (3.49) Para la salida mínima de voltaje: ͳ ͷǤͲ ൈ ͳͲିହ ݏ Ǥ ܩ௩ ଶ ሺݏሻ ൌ ͳͳ ቈ ͳ ͷǤͺ͵ͻ ൈ ͳͲିହ ݏ ͶǤͻ ൈ ͳͲି ݏଶ (3.50) 70 Para empezar con el diseño del controlador se ingresa las funciones al programa MATLAB, y luego a su herramienta gráfica SISOTOOL. Debido a que el proceso de cargado de las baterías es lento y se desea eliminar el error en estado estable se optó por un sistema de control PI. Se desea alcanzar un Mp ≤ 10% y un Ts ≤ 0.075s, esto se lo realiza con ayuda del método Ziegler-Nichols, como se muestra en la Figura 3.7. Figura 3.7 Herramienta sisotool para el diseño del controlador El controlador que resulta se lo ajusta y se comprueba su funcionamiento en todas las funciones de transferencia para verificar su operación en todos los casos. El controlador diseñado es: ܿܩ ሺݖሻ ൌ ͲǤͲͲͷʹͷ ൬ ݖെ ͲǤͻͲͷ ൰Ǥ ݖെͳ (3.51) Transformando la ecuación (3.51) al sistema continuo, el controlador es: ܿܩ ሺݏሻ ൌ ͲǤͲͲͷ ൬ ݏ ͳͲͲͲ ൰Ǥ ݏ (3.52) Despejando y reemplazando la ecuación (3.51) usando los valores actuales y anteriores medidos por el sistema se tiene: ݖെ ͲǤͻͲͷ ݑሺݖሻ ൰ ൌ ͲǤͲͲͷʹͷ ൬ ݖെͳ ݁ሺݖሻ ݑሺݖሻሺͳ െ ି ݖଵ ሻ ൌ ͲǤͲͲͷʹͷሺͳ െ ͲǤͻͲͷି ݖଵ ሻ݁ሺݖሻǡ ݑሺ݇ ሻ ൌ ݑሺ݇ െ ͳሻ ͲǤͲͲͷʹͷ݁ ሺ݇ ሻ െ ͲǤͲͲͶͷ݁ ሺ݇ െ ͳሻǤ (3.53) La ecuación (3.53) se puede implementar fácilmente en un microcontrolador para definir el valor de la relación de trabajo según el error que se determine. 71 3.2.3.1.1 Alimentado por la red eléctrica En la Figura 3.8 se muestra la respuesta con y sin controlador ante una entrada paso para la función de transferencia del voltaje máximo de salida. Se puede observar que el controlador aumenta un poco el tiempo de establecimiento pero elimina el sobrepico que existe en la función sin controlador, además corrige el error en estado estable del sistema. Figura 3.8 Respuesta ante una entrada paso para ͳݔܽ݉ ݒܩ En la Figura 3.9 se observa la respuesta con y sin controlador ante una entrada paso para la función de transferencia del voltaje mínimo de salida. El controlador también aumenta el tiempo de establecimiento, pero como el sistema es lento influye muy poco en su funcionamiento. Además elimina el sobrepico del sistema y corrige el error en estado estable de este. Figura 3.9 Respuesta ante una entrada paso para ͳ݊݅݉ ݒܩ 72 3.2.3.1.2 Alimentado por la fuente de un automóvil En la Figura 3.10 se observa la respuesta con y sin controlador ante una entrada paso para la función de transferencia del voltaje de salida máximo con y sin controlador. El controlador elimina el sobrepico del sistema y al ser un PI corrige el error en estado estable del sistema. Se observa también que el tiempo de establecimiento aumenta, pero al ser un sistema lento esto su funcionamiento. Figura 3.10 Respuesta ante una entrada paso para ʹݔܽ݉ ݒܩ En la Figura 3.11 se observa la respuesta del sistema con y sin controlador ante una entrada paso para la función de transferencia del voltaje de salida mínimo. El tiempo de establecimiento aumenta un poco, pero el conversor elimina el sobrepico del sistema y corrige el error en estado estable. Figura 3.11 Respuesta ante una entrada paso para ʹ݊݅݉ ݒܩ 73 3.2.3.2 Controlador de corriente Usando los parámetros de la Tabla 3.1 se obtendrán las funciones de transferencia de corriente del conversor buck. Para la salida máxima de corriente cuando se tiene como fuente de alimentación a la red eléctrica: ͳ ͷǤͲ ൈ ͳͲିହ ݏ Ǥ ܩ ௫ ሺݏሻ ൌ ͺͲ ቈ ͳ ͷǤͺ͵ͻ ൈ ͳͲିହ ݏ ͶǤͻ ൈ ͳͲି ݏଶ (3.54) ͳ ͷǤͲ ൈ ͳͲିହ ݏ Ǥ ܩ ሺݏሻ ൌ ʹǤ͵ ቈ ͳ Ǥͺ͵ͷ ൈ ͳͲିହ ݏ ͶǤͶͶͺ ൈ ͳͲି ݏଶ (3.55) Para la mínima salida de corriente: Cuando el conversor es alimentado por la fuente de un automóvil, la función para la máxima salida de corriente es: ܩ ௫ ሺݏሻ ൌ ʹͻǤ͵͵͵ ቈ ͳ ͷǤͲ ൈ ͳͲିହ ݏ Ǥ ͳ ͷǤͺ͵ͻ ൈ ͳͲିହ ݏ ͶǤͻ ൈ ͳͲି ݏଶ (3.56) Para la mínima salida de corriente: ͳ ͷǤͲ ൈ ͳͲିହ ݏ Ǥ ܩ ሺݏሻ ൌ ͷǤʹ͵ͺ ቈ ͳ ͳǤͶͷͺ ൈ ͳͲିସ ݏ ͶǤͶͶͺ ൈ ͳͲି ݏଶ (3.57) Para el controlador de corriente se recurre nuevamente a la herramienta SISOTOOL de MATLAB para su diseño, para alcanzar un Mp ≤ 5% con un Ts ≤ 0.075s y se comprueba su funcionamiento en los diferentes sistemas que corresponden a las funciones de transferencia de los puntos extremos a los que trabaja este conversor. El controlador diseñado es: ܿܩ ሺݖሻ ൌ ͲǤͲͳͲ ൬ ݖെ ͲǤͺͺͺ ൰Ǥ ݖെͳ (3.58) Transformando la ecuación (3.58) al sistema continuo, el controlador es: ܿܩ ሺݏሻ ൌ ͲǤͲͳ ݏ ͳʹͲͲ Ǥ ݏ (3.59) Despejando y reemplazando la ecuación (3.58) usando los valores actuales y anteriores medidos por el sistema se tiene: 74 ݑሺ ݖሻ ͳ െ ͲǤͺͺͺି ݖଵ ൌ ͲǤͲͳͲ ǡ ݁ ሺ ݖሻ ͳ െ ି ݖଵ ݑሺݖሻሺͳ െ ି ݖଵ ሻ ൌ ͲǤͲͳͲሺͳ െ ͲǤͺͺͺି ݖଵ ሻ݁ሺݖሻǡ ݑሺ݇ ሻ ൌ ݑሺ݇ െ ͳሻ ͲǤͲͳͲ݁ ሺ݇ ሻ െ ͲǤͲͲͻͶ݁ ሺ݇ െ ͳሻǤ (3.60) Las siguientes gráficas presentan la respuesta para los sistemas que pueden surgir de las funciones de transferencias de corriente anteriormente mencionadas ante una entrada paso. 3.2.3.2.1 Alimentado por la red eléctrica La Figura 3.12 muestra la respuesta del sistema del conversor con y sin controlador ante una entrada paso para la función de transferencia de la corriente de salida mínima. Se puede observar que sin controlador el sistema presenta un sobrepico inicial y un gran error en estado estable. El controlador elimina el sobrepico del sistema y corrige el error en estado estable de este, a pesar de que aumenta un poco el tiempo de establecimiento, pero esto no afecta mucho el funcionamiento del sistema pues este es lento. Figura 3.12 Respuesta ante una entrada paso para el controlador ͳ݊݅݉ ݅ܩ En la Figura 3.13 se muestra la respuesta del sistema con y sin controlador ante una entrada paso para la función de transferencia de la corriente de salida máxima. Al ser un sistema con una menor corriente de salida se observa que el sobrepico y el error en estado estable son menores respecto al anterior sistema. El controlador de la misma forma aumenta un poco el tiempo de establecimiento pero elimina el error en estado estable y el sobrepico del sistema. 75 Figura 3.13 Respuesta ante una entrada paso para el controlador ͳݔܽ݉ ݅ܩ 3.2.3.2.2 Alimentado por la fuente de un automóvil La Figura 3.14 muestra la respuesta del sistema con y sin controlador ante una entrada paso para la función de transferencia de la corriente de salida mínima. De la misma forma a cuando el conversor es alimentado por la red eléctrica, el controlador elimina el sobrepico inicial y corrige el error en estado estable del sistema, a pesar de aumentar un poco el tiempo de establecimiento. Figura 3.14 Respuesta ante una entrada paso para el controlador ʹ݊݅݉ ݅ܩ La Figura 3.15 muestra la respuesta del sistema con y sin control ante una entrada paso para la función de transferencia de la corriente de salida máxima. Se observa que el controlador aumenta un poco el tiempo de estabilización, pero corrige el error en estado estable del sistema y elimina el sobrepico de este. 76 Figura 3.15 Respuesta ante una entrada paso para el controlador ʹݔܽ݉ ݅ܩ 3.3 SISTEMA DE CONTROL DEL CONVERSOR BOOST Este conversor es utilizado para obtener voltajes mayores a los de la fuente del automóvil, pero igual que el conversor buck se debe tener control del voltaje y la corriente a la salida. Se comienza con el modelado del conversor para obtener las funciones de transferencia y poder diseñar los controladores. 3.3.1 MODELADO DEL CONVERSOR BOOST [27] [28] El análisis de este conversor se lo realiza de manera similar al del conversor buck. 3.3.1.1 Descripción de los intervalos de funcionamiento Para iniciar el análisis de describe los intervalos de funcionamiento. Como el conversor va a trabajar en modo de conducción continua, este tendrá únicamente dos intervalos de funcionamiento a ser considerados. L Vi(t) iL(t) RC iC(t) io(t) R C Vo(t) VC(t) Figura 3.16 Circuito equivalente durante Ton 77 El modelo es casi ideal solo se toma en cuenta la resistencia ESR del capacitor. El circuito equivalente cuando el semiconductor está activado y el diodo esta polarizado inversamente se muestra en la Figura 3.16. De la Figura 3.16 se obtienen las siguientes ecuaciones: ݀݅ ሺݐሻ ͳ ൌ ܸ ሺݐሻǡ ܮ ݀ݐ ݒ ሺݐሻ ݀ݒ ሺݐሻ ͳ ൌ ቆെ ቇǡ ܴ ܥ ݀ݐ ݒ ሺݐሻ ൌ ݒ ሺݐሻ ܴ ሺെ ݒ ሺݐሻΤܴሻǤ (3.61) (3.62) (3.63) Reorganizado la ecuación (3.62) y (3.63): ݀ݒ ሺݐሻ ͳ ൌെ ݒሺ ݐሻǡ ݀ݐ ܥሺܴ ܴ ሻ ݒ ሺݐሻ ൌ ܴ ݒሺ ݐሻǤ ܴ ܴ (3.64) (3.65) Y tenemos la ecuación para la corriente de salida: ݅ ሺݐሻ ൌ ݒ ሺݐሻΤሺܴ ܴ ሻǤ (3.66) De las ecuaciones (3.61), (3.64), (3.65) y (3.66), se toma el voltaje del capacitor y la corriente en la inductancia como variables de estado, ݒ ሺݐሻ como señal de entrada y como señales de salida el voltaje y la corriente. Las ecuaciones en forma de matriz del conversor elevador durante el primer subintervalo de tiempo son: ݀݅ Ͳ Ͳ ͳ ݅ ሺݐሻ ݀ݐ ͳ ൦ ൪ൌ ൩ ൨ ܮ൩ ݒ ሺݐሻǡ Ͳ െ ሺ ݐሻ ݀ݒ ݒ ܥሺܴ ܴ ሻ Ͳ ݀ݐ ܴ Ͳۍ ې ܴ ܴ ݒ ሺݐሻ ۑ ݅ ሺݐሻ ൨ ቂͲቃ ݒ ሺݐሻǤ ൨ൌێ ͳ ݒ ۑ ሺݐሻ ݅ ሺݐሻ Ͳ Ͳێ ۏ ܴ ܴ ے (3.67) (3.68) El sistema de espacio de estados es: ݀ ݔሺݐሻ ൌ ܣଵ ݔሺݐሻ ܤଵ ሺݐሻǡ ݀ݐ ݕሺݐሻ ൌ ܥଵ ݔሺݐሻ ܧଵ ሺݐሻǤ (3.69) 78 Donde: Ͳ ܣଵ ൌ Ͳ Ͳ ͳ ൩ǡ െ ܥሺܴ ܴ ሻ (3.70) ͳ ܤଵ ൌ ܮ൩ǡ Ͳ ܴ Ͳۍ ې ܴ ܴ ۑ ܥଵ ൌ ێ ǡ ͳ ۑ Ͳێ ܴ ܴ ے ۏ (3.71) (3.72) Ͳ ܧଵ ൌ ቂ ቃǤ Ͳ (3.73) El circuito equivalente, durante Toff, se muestra en la Figura 3.17, donde el semiconductor está desactivado y el diodo conduce, es: L iL(t) Vi(t) RC iC(t) io(t) R C Vo(t) VC(t) Figura 3.17 Circuito equivalente durante Toff Las ecuaciones en forma de matriz del conversor elevador durante el segundo intervalo de tiempo son: ܴǤ ܴ ܴ ݀݅ ۍെ െ ې ͳ ܮሺܴ ܴ ሻ ܮሺܴ ܴ ሻ ݅ ۑ ሺݐሻ ൨ ܮ൩ ݒ ሺݐሻǡ ൦ ݀ ݐ൪ ൌ ێ ͳ ܴ ݀ݒ ێ ݒ ۑ ሺݐሻ Ͳ െ ሻے ሻ ܥ ۏሺܴ ܴ ܥሺܴ ܴ ݀ݐ ܴǤ ܴ ۍ ܴ ܴ ݒ ሺݐሻ ൨ൌێ ݅ ሺݐሻ ܴ ێ ܴۏ ܴ ܴ ې ܴ ܴ ݅ ۑ ሺݐሻ Ͳ ൨ ቂ ቃ ݒ ሺݐሻǤ ͳ ݒ ۑ ሺݐሻ Ͳ ܴ ܴ ے (3.74) (3.75) El modelo del sistema de espacio de estado es: ݀ݔሺݐሻ ൌ ܣଶ ݔሺݐሻ ܤଶ ሺݐሻǡ ݀ݐ ሺ ሻ ሺ ሻ ሺ ሻ ݐ ݕൌ ܥଶ ݐ ݔ ܧଶ ݐǤ (3.76) 79 Donde: ܴǤ ܴ ۍെ ܮሺܴ ܴ ሻ ܣଶ ൌ ێ ܴ ێ ܥ ۏሺܴ ܴ ሻ ܴ ې ܮሺܴ ܴ ሻ ۑ ǡ ͳ ۑ െ ܥሺܴ ܴ ሻے െ ͳȀܮ ܤଶ ൌ ቂ ቃǡ Ͳ ܴǤ ܴ ܴ ۍ ې ܴ ܴ ܴ ܴ ۑ ܥଶ ൌ ێ ǡ ͳ ۑ ܴ ێ ܴۏ ܴ ܴ ܴ ے Ͳ ܧଶ ൌ ቂ ቃ Ͳ (3.77) (3.78) (3.79) (3.80) 3.3.1.2 Aproximación a un sistema lineal invariante [27] [28] De la misma manera que en el conversor buck, el método de estados de espacio promediado se utiliza para aproximar el conversor boost que es un sistema no lineal variante en el tiempo a un sistema lineal invariante en el tiempo. Se empieza uniendo las ecuaciones de estado de los dos intervalos se obtienen las siguientes matrices: ሺͳ െ ܦሻܴǤ ܴ ۍെ ܮ ێሺܴ ܴ ሻ ܣൌێ ሺͳ െ ܦሻܴ ێ ܥ ۏሺܴ ܴ ሻ ሺͳ െ ܦሻ ܴ ې ܮሺܴ ܴ ሻ ۑ ۑǡ ͳ ۑ െ ܥሺܴ ܴ ሻے െ ͳ ܤൌ ܮ൩ǡ Ͳ ሺͳ െ ܦሻܴǤ ܴ ܴ ۍ ې ܴ ܴ ۑ ܴ ێ ܴ ܥൌێ ǡ ሺͳ െ ܦሻܴ ͳ ۑ ێ ۑ ܴ ܴ ے ܴ ۏ ܴ 3.3.1.2.1 Modelo en estado estable Ͳ ܧൌ ቂ ቃǤ Ͳ (3.81) (3.82) (3.83) (3.84) Como se describe en la sección 3.1 las ecuaciones de equilibrio en estado estacionario del conversor boost se pueden definir como: 80 Ͳൌെ ሺͳ െ ܦሻܴǤ ܴ ሺͳ െ ܦሻܴ ͳ ܫെ ܸ ܸǡ ܮሺܴ ܴ ሻ ܮሺܴ ܴ ሻ ܮ Ͳൌ ܸ ൌ ሺͳ െ ܦሻܴ ͳ ܫ െ ܸǡ ሻ ܥሺܴ ܴ ܥሺܴ ܴ ሻ ሺͳ െ ܦሻܴܴ ܴ ܫ െ ܸǡ ܴ ܴ ܴ ܴ ܫ ൌ ሺͳ െ ܦሻܴ ͳ ܫ െ ܸǤ ܴ ܴ ܴ ܴ (3.85) (3.86) (3.87) (3.88) Simplificando la ecuación (3.86): ܸ ൌ ܴሺͳ െ ܦሻܫ Ǥ (3.89) Reemplazando (3.89) en la ecuación (3.88): ܸ ൌ ܴ ܴ ܸ ܸ ൌ ܸ Ǥ ܴ ܴ ܴ ܴ (3.90) Y reemplazando (3.89) en la ecuación (3.87): ܸ ͳ ൌ Ǥ ܸ ͳ െ ܴ ܦ ܴܴ (3.91) El valor medio de Io es igual al valor medio de la corriente en el diodo. La corriente del diodo es igual a la corriente del inductor durante ሺͳ െ ܦሻܶ e igual a cero durante el otro subintervalo. Por consiguiente, el valor medio de la corriente aproximada del diodo es igual a ሺͳ െ ܦሻܫ y esto explica el resultado en (3.89). Para promediar en un periodo de conmutación se toma en cuenta el ciclo de trabajo, el mismo que se introduce en la matriz u(t), y usando las ecuaciones (3.29) se tiene: ܴǤ ܴ ܴ ۍ ܫ ܸې ܮሺܴ ܴ ሻ ܮሺܴ ܴ ሻ ۑ ێ ሾሺܣଵ െ ܣଶ ሻܺ ሺܤଵ െ ܤଶ ሻܷሿ ൌ ǡ ܴ ێ ۑ െ ܫ ܥሺܴ ܴ ሻ ۏ ے ܴǤ ܴ ۍെ ې ܫ ܴ ܴ ۑ ሾሺܥଵ െ ܥଶ ሻܺ ሺܧଵ െ ܧଶ ሻܷሿ ൌ ێ Ǥ ێെ ܴ ۑ ܫ ܴ ۏ ܴ ے (3.92) Como d(t) es una variable de entrada adicional en (3.28) (3.24), esta se la puede incorporar a la matriz u(t): ݑᇱ ሺ ݐሻ ൌ ݒ ሺݐሻ ൨Ǥ ݀ ሺ ݐሻ (3.93) 81 Despejando y reemplazando en las matrices B y E a: ͳ ܸ ۍ ې ሺ ͳ ܮെ ܦሻ ܮێ ۑ ᇱ ܤൌێ ۑǡ ܸ Ͳێെ ۑ ܮሺͳ െ ܦሻ൫ሺͳ െ ܦሻܴ ܴ ൯ے ۏ ܸ (3.94) Ͳۍെ ې ܮሺͳ െ ܦሻ൫ሺͳ െ ܦሻܴ ܴ ൯ ۑ ێ ܧԢ ൌ ێ ۑǤ ܸ Ͳێെ ۑ ܴ ܮሺͳ െ ܦሻ൫ሺͳ െ ܦሻܴ ܴ ൯ے ۏ 3.3.1.2.2 Modelo AC en pequeña señal Usando las matrices de (3.94) en las ecuaciones de (3.37) el modelo AC en pequeña señal se reduce a: ሺͳ െ ܦሻܴǤ ܴ ݀ଓƸ ሺݐሻ ۍെ ܮሺܴ ܴ ሻ ൦ ݀ ݐ൪ ൌ ێێ ሺ ሻ ሺ ݀ݒො ݐ ͳ െ ܦሻܴ ێ ݀ݐ ܥ ۏሺܴ ܴ ሻ ͳ ۍ ܮێ ێ Ͳێ ۏ ሺͳ െ ܦሻܴ ې ܮሺܴ ܴ ሻ ۑଓƸ ሺݐሻ ۑݒො ሺݐሻ൨ ͳ ۑ െ ሻ ሺ ܴ ܥ ܴ ے െ ܸ ې ܮሺͳ െ ܦሻ ۑݒො ሺݐሻ൨ǡ ݀ ۑመ ሺݐሻ ܸ ۑ െ ܮሺͳ െ ܦሻ൫ሺͳ െ ܦሻܴ ܴ ൯ے ሺͳ െ ܦሻܴǤ ܴ ۍ ܴ ܴ ݒො ሺݐሻ ൨ ൌ ێێ ሺͳ െ ܦሻܴ ଓƸ ሺݐሻ ێ ܴ ۏ ܴ ܴ ې ܴ ܴ ۑଓƸ ሺݐሻ ൨ ͳ ݒ ۑො ሺݐሻ ۑ ܴ ܴ ے (3.95) ܸ Ͳۍെ ې ܮሺͳ െ ܦሻ൫ሺͳ െ ܦሻܴ ܴ ൯ ݒ ۑො ሺݐሻ ێ ێ ۑ ݀መ ሺݐሻ ൨Ǥ ܸ Ͳێെ ۑ ܴ ܮሺͳ െ ܦሻ൫ሺͳ െ ܦሻܴ ܴ ൯ے ۏ Aplicando la transformada de Laplace y remplazando estas ecuaciones en las ecuaciones de (3.43), se obtiene las funciones de transferencia: ͳ ݏۍ ͳ ܥሺܴ ܴ ሻ ݔො ሺݏሻ ൌ ێێ ሺ ͳ െ ܦሻܴ οێ ܥ ۏሺܴ ܴ ሻ ͳ ܸ ሺͳ െ ܦሻܴ ۍې ې ܮሺͳ െ ܦሻ ܮሺܴ ܴ ሻ ܮێ ۑ ݑ ۑොԢሺݏሻǤ ۑ ܸ ሺͳ െ ܦሻܴǤ ܴ ێ ۑ Ͳێ ۑെ ۑ ݏ ܮሺͳ െ ܦሻ൫ሺͳ െ ܦሻܴ ܴ ൯ے ܮሺܴ ܴ ሻ ۏ ے െ 82 Con: οൌ ሺͳ െ ܦሻܴ൫ሺͳ െ ܦሻܴ ܴ ൯ ሺ ܮ ܥሺͳ െ ܦሻܴܴ ሻ ݏ ܥܮሺܴ ܴ ሻ ݏଶ ܴ ܴ Reemplazando en la ecuación de salida se tiene: ሺͳ െ ܦሻܴǤ ܴ ۍ ܴ ێۇ ܴ ݕොሺݏሻ ൌ ێۈ ሺͳ െ ܦሻܴ ێ ܴ ۏۉ ܴ Ͳۍ ێ ێ Ͳێ ۏ െ ͳ ܸ ܴ ې ۍ ې ܮ ܮሺͳ െ ܦሻ ܴ ܴ ۑ ێ ۑ ݔො ሺݏሻ ێ ۑ ܸ ͳ ۑ Ͳێെ ۑ ۑ ܮሺͳ െ ܦሻ൫ሺͳ െ ܦሻܴ ܴ ൯ے ܴ ܴ ے ۏ ܸ (3.96) ې ܮሺͳ െ ܦሻ൫ሺͳ െ ܦሻܴ ܴ ൯ ۊۑ ݑ ۋۑԢሺݏሻǤ ܸ ۑ െ ܴ ܮሺͳ െ ܦሻ൫ሺͳ െ ܦሻܴ ܴ ൯یے De la ecuación (3.96) se pueden obtener las funciones de transferencia del voltaje y la corriente de salida con respecto al ciclo de trabajo. ܩ௩ ሺݏሻ ൌ ܩ ሺݏሻ ൌ 3.3.2 ܩௗ ሺݏሻ ൌ ݒො ሺݏሻ ǡ ܿݒ݊ො ሺݏሻ ൌ Ͳ ݀መ ሺݏሻ (3.97) ܩ ሺݏሻ ൌ ଓƸ ሺݏሻ ǡ ܿݒ݊ො ሺݏሻ ൌ Ͳ ݀መ ሺݏሻ (3.98) ܸ ͳ ሺܴଶ ሺͳ െ ܦሻଶ െ ݏሺܴ ܴ ሻܮሻ ቈ ο ሺͳ െ ܦሻ൫ሺͳ െ ܦሻܴ ܴ ൯ ܸ ͳ ሺܴଶ ሺͳ െ ܦሻଶ െ ݏሺܴ ܴ ሻܮሻ ቈ ο ሺͳ െ ܦሻܴ൫ሺͳ െ ܦሻܴ ܴ ൯ VALIDACIÓN DEL MODELO DEL CONVERSOR BOOST Para realizar la validación del modelado del conversor se compara el diagrama de bode de la función de transferencia del voltaje de salida con respecto al ciclo de trabajo obtenida por el modelado de espacio de estados promediado. Con el diagrama de bode que se obtiene de la simulación del conversor boost en el programa PSIM. En la Figura 3.18 se observa el diagrama de bode teórico de la función de transferencia, En este grafico se observa un margen de fase de -9.29 grados y una magnitud pico de 39.8 decibelios. 83 Figura 3.18 Diagrama de bode teórico del modelo del conversor boost Para simular el modelo teórico como se menciona anteriormente se realizó la simulación en el dominio de la frecuencia del conversor boost en el programa PSIM como se muestra en la Figura 3.19. Figura 3.19 Circuito del conversor boost para simular el modelo en PSIM EL diagrama de bode de la simulación del conversor se muestra en la Figura 3.20, se observa un margen de fase de -2.27 grados y una magnitud pico de 47 decibelios. Como se observa en las dos graficas anteriores los valores de margen de fase y la magnitud pico son muy similares por lo que se puede concluir que el modelo teórico si representa al conversor boost. Además se puede observar que el margen de fase es negativo mostrando que el conversor boost es inestable. 84 Figura 3.20 Modelo simulado del conversor boost 3.3.3 DISEÑO DEL CONTROLADOR DEL CONVERSOR BOOST El diagrama de bloques del conversor boost es el mismo que se utiliza para el conversor buck, como se observa en la Figura 3.21. Controlador Cv(s) Set Point + Conversor F.T.v.(s) Voltaje Vo Corriente Io Controlador Ci(s) Conversor F.T.i.(s) Realimentación K Figura 3.21 Diagrama de bloques del sistema de control del conversor boost Este conversor va a trabajar con varios voltajes y corrientes de salida, estos variaran desde 12V hasta 26V debido a que la fuente de un automóvil no tiene exactamente 12V y la corriente variara de 5A para el menor voltaje de salida hasta 2.3A para el máximo voltaje de salida. Para el diseño del controlador utiliza la herramienta SISOTOOL de MATLAB, y se comprueba el funcionamiento de este en los dos extremos de los voltajes y corrientes de salida para cada fuente de alimentación al conversor. 85 En la Tabla 3.2 se muestran los valores que se deben reemplazan para obtener las diferentes funciones de transferencia del conversor boost. Tabla 3.2 Valores de los parámetros del conversor boost Parámetro Valor ܮ ʹǤͷሺ ܪݑሻ ܴ ͲǤͲͶ͵ሺȳሻ ܴ௫ ͳͳǤʹሺȳሻ ܦ௫ ͲǤͷ͵ͺ ܥ ܸ ܴ ܦ ͶͲሺܨݑሻ ͳʹሺܸ ሻ ʹǤͶሺȳሻ ͲǤͲͺ͵ 3.3.3.1 Controlador de voltaje En la Tabla 3.2 se encuentran los valores de los parámetros del conversor boost diseñado, para reemplazar estos valores y obtener las funciones de transferencia. Para la salida de voltaje máxima: ͶǤͻͶͻሺʹǤͲͻ െ ʹǤͻͻ ൈ ͳͲିସ ݏሻ Ǥ ܩ௩ ௫ ሺݏሻ ൌ ቈ ʹǤͶͳ ͳǤ͵ͳ ൈ ͳͲିସ ݏ ͳǤͶͲͻ ൈ ͳͲି ݏଶ (3.99) Para la salida mínima de voltaje: ͷǤͺ͵ʹሺͶǤͺͶ͵ െ ǤͶͶ ൈ ͳͲିହ ݏሻ Ǥ ܩ௩ ሺݏሻ ൌ ቈ ʹǤͲʹͳ ǤͲͻͺ ൈ ͳͲିହ ݏ ͵ǤͲͶ͵ ൈ ͳͲି଼ ݏଶ (3.100) Se ingresa en la herramienta gráfica SISOTOOL de MATLAB, como se muestra en la Figura 3.22. Se discretiza el sistema con un tiempo de muestreo de 100us debido al tiempo que le toma al microcontrolador en adquirir los datos de los sensores, realizar los cálculos de acondicionamiento y procesamiento para el controlador, y actualizar la relación de trabajo. Se busca alcanzar un Mp ≤ 10% con un Ts ≤ 0.15s. Debido a que el proceso de cargado de las baterías es lento y se desea eliminar el error en estado estable se opta por un sistema de control PI. 86 Figura 3.22 Herramienta sisotool para el diseño del controlador El controlador que resulta se lo ajusta y se comprueba su funcionamiento en todas las funciones de transferencia para verificar su operación en todos los casos. El controlador diseñado es: ܿܩ ൌ ͲǤͲͲʹͳ ൬ ݖെ ͲǤͻͲͶ ൰Ǥ ݖെͳ (3.101) Transformando la ecuación (3.51) al sistema continuo, el controlador es: ܿܩ ሺݏሻ ൌ ͲǤͲͲʹ ݏ ͳͲͲͲ Ǥ ݏ (3.102) Despejando y reemplazando la ecuación (3.51) usando los valores actuales y anteriores medidos por el sistema se tiene: ͳ െ ͲǤͻͲͶି ݖଵ ݑሺ ݖሻ ൌ ͲǤͲͲʹͳ ǡ ͳ െ ି ݖଵ ݁ ሺ ݖሻ ݑሺݖሻሺͳ െ ି ݖଵ ሻ ൌ ͲǤͲͲʹͳሺͳ െ ͲǤͻͲͶି ݖଵ ሻ݁ሺݖሻǡ ݑሺ݇ ሻ െ ݑሺ݇ െ ͳሻ ൌ ͲǤͲͲʹͳ൫݁ሺݖሻ െ ͲǤͻͲͶ݁ ሺݖሻ൯ǡ ݑሺ݇ ሻ ൌ ݑሺ݇ െ ͳሻ ͲǤͲͲʹͳ݁ ሺ݇ ሻ െ ͲǤͲͲͳͺͻͺͶ݁ ሺ݇ െ ͳሻǤ (3.103) La ecuación (3.103) puede ser fácilmente implementada en un microcontrolador pues solo depende de los valores actuales y anteriores del sistema. A continuación se presentan las gráficas de la respuesta para los sistemas que pueden surgir de las funciones de transferencias anteriormente mencionadas ante una entrada paso. 87 En la Figura 3.23 se observa la respuesta del sistema con y sin controlador ante una entrada paso para la función de transferencia con el voltaje de salida máximo. Se muestra claramente que la función de transferencia del conversor boost sin controlador es inestable. Al usar un controlador PI el sistema se estabiliza y no existe el error en estado estable en el sistema. Figura 3.23 Respuesta ante una entrada paso para ݔܽ݉ ݒܩ En la Figura 3.24 se muestra la respuesta del sistema con y sin control ante una entrada paso para la función de transferencia del voltaje de salida mínimo. El controlador estabiliza el sistema y este no presenta error en estado estable. Figura 3.24 Respuesta ante una entrada paso para ݊݅݉ ݒܩ 88 3.3.3.2 Controlador de corriente Usando los parámetros de la Tabla 3.2 se obtienen las funciones de transferencia de corriente del conversor boost. Para la salida máxima de corriente cuando se tiene como fuente de alimentación a la red eléctrica: ܩ ௫ ሺݏሻ ൌ ቈ ʹǤͶ͵ሺͶǤͺͶ͵ െ ǤͶͶ ൈ ͳͲିହ ݏሻ Ǥ ʹǤͲʹͳ ǤͲͻͺ ൈ ͳͲିହ ݏ ͵ǤͲͶ͵ ൈ ͳͲି଼ ݏଶ (3.104) Para la mínima salida de corriente: ܩ ሺݏሻ ൌ ቈ ͲǤͶ͵ͻሺʹǤͲͻ െ ʹǤͻͻ ൈ ͳͲିସ ݏሻ Ǥ ʹǤͳͶ ͳǤ͵ͳ ൈ ͳͲିସ ݏ ͳǤͶͲͻ ൈ ͳͲି ݏଶ (3.105) Para el controlador de corriente se recurre nuevamente a la herramienta SISOTOOL de MATLAB y se prueba su funcionamiento en los dos sistemas correspondientes a las funciones de transferencia de los puntos extremos a los que trabaja este conversor, para lograr un Mp ≤ 5% con un Ts ≤ 0.09s. El controlador diseñado es: ܿܩ ൌ ͲͲʹͳͻͳ͵ ൬ ݖെ ͲǤͻͷͶͶ ൰Ǥ ݖെͳ (3.106) Transformando la ecuación (3.51) al sistema continuo, el controlador es: ܿܩ ሺݏሻ ൌ ͲǤͲʹͳͶͳ͵ ݏ Ͷ Ǥ ݏ (3.107) Despejando y reemplazando la ecuación (3.51) usando los valores actuales y anteriores medidos por el sistema se tiene: ݑሺ ݖሻ ͳ െ ͲǤͻͷͶͶି ݖଵ ൌ ͲǤͲʹͳͻͳ͵ ǡ ݁ ሺ ݖሻ ͳ െ ି ݖଵ ݑሺݖሻሺͳ െ ି ݖଵ ሻ ൌ ͲǤͲʹͳͻͳ͵ሺͳ െ ͲǤͻͷͶͶି ݖଵ ሻ݁ሺݖሻ ݑሺ݇ ሻ െ ݑሺ݇ െ ͳሻ ൌ ͲǤͲʹͳͻͳ͵൫݁ ሺݖሻ െ ͲǤͻͷͶͶ݁ ሺݖሻ൯ǡ ݑሺ݇ ሻ ൌ ݑሺ݇ െ ͳሻ ͲǤͲʹͳͻͳ͵݁ ሺ݇ ሻ െ ͲǤͲʹͲͻͳͶ݁ ሺ݇ െ ͳሻǤ (3.108) Las siguientes graficas presentan la respuesta para los sistemas las funciones de transferencias de corriente anteriormente mencionadas ante una entrada paso, con y sin la aplicación del controlador. 89 La Figura 3.25 muestra la respuesta del sistema con y sin control ante una entrada paso para la función de transferencia de la corriente con su salida máxima. Al igual que en el voltaje, el sistema sin control es inestable. Al aplicar el controlador la respuesta no tiene sobrepico y no existe error en estado estable. Figura 3.25 Respuesta ante una entrada paso para ݔܽ݉ ݅ܩ En la Figura 3.26 se muestra la respuesta del sistema con y sin control ante una entrada paso para la función de transferencia de la corriente de salida mínima. El controlador vuelve estable al sistema, este no presenta sobrepicos, el tiempo de estabilización es pequeño y no existe error en estado estable. Figura 3.26 Respuesta ante una entrada paso para ݊݅݉ ݅ܩ 90 3.4 SISTEMA DE CONTROL En el sistema de control se opta por utilizar el microcontrolador ATXMEGA32A4U, para realizar el control del sistema y además permitir la comunicación con una computadora para visualizar el estado de carga de las baterías, como se observa en la Figura 3.27. INICIO Configuración de puertos de entrada y salida Configuración de ti mers, adc, interrupciones, PWMs, comunicación I2C, USB Inicialización del LCD e integrado de Balanceo de carga y variabl es TECLAD O BUZZER LCD SENSORES CONTROLADOR VENTILADOR BALANCEADOR USB Figura 3.27 Diagrama de flujo del programa principal 3.4.1 SISTEMA DE CARGA El cargador universal debe cargar diversos tipos de baterías con diferentes valores de voltajes y corrientes, debido a esto se diseñaron diferentes controladores de voltaje y corriente de salida para los conversores que permiten mantener los valores requeridos por las baterías. En el microcontrolador se implementaron estos 91 controladores, como se observa en la Figura 3.28, el programa permite determinar el tipo de batería que se desea cargar y cuál es el mejor controlador de las variables de salida. CONTROLADOR no si Está en proceso de carga si Proceso de carga inicia si no no Los parámetros coinciden con la batería medida si Activar alarma de configuración errónea correspondiente Existen medidas fuera del limite de cargado Activar alarma de la medida errónea correspondiente no si Activar alarma correspondiente de fin de proceso no Determina la señal de disparo con el controlador PI y referencia de alimentación del automóvil El cargado se completo no Es alimentado con la red eléctrica Detiene proceso de cargado si Determina la señal de disparo con el controlador PI y referencia de alimentación de la red eléctrica Limitador del PI con referencia de alimentación del automóvil Limitador del PI con referencia de alimentación de la red eléctrica Activar al circuito reductor o al elevador Activar al circuito reductor Regresa Figura 3.28 Diagrama de flujo del controlador El programa también debe determinar si el puerto USB está conectado a un computador, para permitir el envío de datos, como se muestra en la Figura 3.29. 92 USB Está conecta do el cable USB si Está habil itado el USB si Se activa el envío de datos si Enviar datos de configuración y medida s al computador Desactivar el envío de datos Regres a Figura 3.29 Diagrama de flujo del cargador USB La última función del microcontrolador que debe manejar es el sistema de balanceo para las baterías de litio, porque determina los parámetros principales a los que se debe configurar el balanceador, este se lo muestra en la Figura 3.30. BALANCEADOR si Está en proceso de inicialización Inicializa la configuración del balanceador no no si Está en proceso de balanceo si Proceso de balanceo inicia si no Existe medidas fuera de los límites de las celdas no Activar alarma de configuración errónea correspondiente si Activar alarma de la medida errónea correspondiente no si Las celdas llegaron a balancearse Los parámetros coinciden con la batería medida Inicia el proceso de carga de la batería balanceada no Detiene proceso de balanceo Determinar qué celdas necesitan balanceo Indicar al integrado de balanceo de carga que balancee las celdas seleccionadas Regresa Figura 3.30 Diagrama de flujo del control del balanceador 93 3.5 MÉTODO DE CARGA Los métodos de carga de las baterías están implementados en rutinas específicas para el microcontrolador, el cual las ejecuta para así cumplir con las curvas características de carga de los diferentes tipos de baterías. 3.5.1 MÉTODO DE CARGA LA BATERÍA DE NI La carga de la batería de níquel se la realiza a corriente constante con referencia de la corriente nominal durante todo el tiempo y para finalizar se detecta la variación de voltaje negativo de la batería. En la Figura 3.31 se muestra el diagrama de flujo de carga de la batería. Batería de Ni Carga a corriente constante con respecto a la corriente nominal Voltaje actual es mayor que el voltaje anterior si no Actualiza el valor de medida de voltaje mas alto detectado Determina la diferencia de voltaje entre la medida de voltaje mas alto y la medida actual no La diferencia de voltaje es mayor a los límites permitidos si Finaliza cargado Figura 3.31 Diagrama de flujo de carga Ni 3.5.2 MÉTODO DE CARGA DE BATERÍAS DE PB La carga de la batería de plomo comienza a corriente constante con ¼ de la corriente nominal, un vez que el voltaje llega al valor de 2.4 voltios por celda se cambia a carga con voltaje constante y el valor de referencia se define a 2.4 voltios 94 por celda, el proceso sigue hasta que el valor de medida de corriente llega a 10% de la corriente nominal. Cuando esto ocurre, se cambia el voltaje de referencia a un valor de 2.2 voltios por celda y se continúa con carga a voltaje constante. Para finalizar se espera que la corriente medida llegue al 20% del ¼ de la corriente nominal. En la Figura 3.32 se observa el diagrama de flujo de carga. Batería de Pb Carga a corriente constante co n respecto a ¼ d e corriente nominal Voltaje actu al es igual voltaje resultante d e 2.4 voltios por c elda no si Carga a voltaje co nstante con resp ecto al voltaje resu ltante de 2.4 volti os po r c elda no La co rriente llega al 10% de la no minal si Carga a voltaje co nstante con resp ecto vo ltaje resultante d e 2.2 volti os po r c elda no La co rriente actu al llega al 20% del ¼ d e la co rri ente nomin al si Finalizar carga Figura 3.32 Diagrama de flujo de carga Pb 3.5.3 MÉTODO DE CARGA DE BATERÍAS DE LI-ION La carga de li-ion empieza a corriente constante con referencia de la corriente nominal. Cuando el voltaje llega al valor máximo de carga el proceso cambia a voltaje constante con referencia al voltaje máximo de carga y para finalizar la corriente debe llegar al 5% de la corriente nominal. En la Figura 3.33 se muestra el diagrama de flujo de carga Li-ion. 95 Batería de Li-ion Carga a corriente constante co n respecto a la corriente nominal Voltaje actual es igual al voltaje máximo de carga no si Carga a voltaje constante con respecto al voltaje máximo de carga La corriente es menor o igual al 5% de la nominal no si Finaliza cargado Figura 3.33 Diagrama de flujo de carga Li-ion 3.5.4 MÉTODO DE CARGA DE BATERÍAS DE LIPO La carga de la batería de polímero de litio empieza a corriente constante con referencia de la corriente nominal. Cuando el voltaje llega al valor máximo de carga el proceso cambia a voltaje constante con referencia al voltaje máximo de carga y para finalizar la corriente debe llegar al 5% de la corriente nominal. En la Figura 3.34 se muestra el diagrama de flujo de carga Lipo. Batería de Lipo Carga a corriente constante con respecto a la corriente nominal El voltaje es igual al voltaje máximo de carga no si Carga a voltaje constante con respecto al voltaje máximo de carga La corriente es menor o igual al 5% de la nominal no si Finaliza la carga Figura 3.34 Diagrama de flujo de carga Lipo 96 3.5.5 MÉTODO DE BALANCEO El balanceo de las celdas es exclusivo para las baterías de li-ion y lipo, tiene un máximo de hasta 6 celdas. Este proceso se lo realiza por descarga resistiva, debido a esto una vez que el proceso de balanceo de carga concluye, se realiza una rutina de cargado de la batería correspondiente a los métodos empleados en las secciones 1.2.4 y 1.2.5. En la Figura 3.35 se muestra el diagrama de flujo del balanceo de carga. Balanceo de celdas Lee los voltajes de las celdas y determina el valor de más bajo de celda Balancea las celdas con voltaje mayor Las celdas se igualaron al voltaje más bajo no si no La batería es de li-ion Entra en proceso de cargado de la Batería Lipo si Entra en proceso de carga de la batería Li-ion Finaliza Balanceo Figura 3.35 Diagrama de flujo de balanceo 3.5.6 FUNCIONES ADICIONALES Para el sistema de carga se necesita también manejar otros implementos del cargador que deben tomarse en cuenta. Como se observa en la Figura 3.36 el ventilador siempre debe ser activado antes de iniciar el proceso de carga de alguna batería. 97 VENTILADOR Se inicia el proceso de cargado si Enceder el ventilador no Apagar el ventilador Regresa Figura 3.36 Diagrama de flujo del activado del ventilador También se debe conocer los valores actuales de voltaje y corriente a la salida del dispositivo por lo que el microcontrolador siempre debe estar actualizándolos para el correcto funcionamiento del controlador, como se muestra en la Figura 3.37. SENSORES no Se inicia el proceso si Disminuir el contador de tiempo un valor no Contador de tiempo llega a cero si Actualizar el contador de ti empo co n el tiempo de muestreo si Proceso balanceo activo Leer los valores de las celdas por medio del integrado y guarda no Leer los sensores de voltaje, corriente y temperatura, y guarda Regresa Figura 3.37 Diagrama de flujo de la medición de corriente y voltaje a la salida 3.5.7 INTERFAZ DEL USUARIO Para la interfaz con el usuario se implementa en el cargador un teclado de cuatro botones que nos permiten seleccionar las características de batería (Incr y Decr), Además, permiten acceder o cancelar las opciones o el cargado de las baterías. En la Figura 3.38 se muestra el diagrama de flujo del teclado. 98 TECLADO Se presiona algún botón si si Botón Entra/Inicia Entrar en la opción presente o inicia proceso no si Botón Incr Navegar en el menú principal o incrementar valo res no si Botón Decr Navegar en el menú principal o decrementar valo res no si Botón Sale/Detiene Sale al menú principal o cancela proceso no Regresa Figura 3.38 Diagrama de flujo del teclado del cargador Como parte de la interfaz para el usuario se implementa un buzzer para avisar al usuario de que el teclado está funcionando, de que se termina el cargado o como alerta por si existiera alguna falla, ver Figura 3.39. BUZZER si Encender el buzzer para indicar botón presionado si Encender el buzzer para indicar que termina proceso si Encender el buzzer para indicar que está activa una alarma Se presiona algún botón no Se termina el proceso no Se activa alguna alarma no Regresa Figura 3.39 Diagrama de flujo del buzzer del cargador 99 También se implementa en el cargador un LCD que permite observar las variables que debe seleccionar el usuario para iniciar la carga y muestra las características de alguna alarma que se pueda presentar durante el proceso, ver Figura 3.40. LCD si Esta en proceso de inicializac ión Visualizar en el LCD la última selección del menú no Se cambia de selección de menú principal si Actualiza la selección del menú principal en el LCD no Se cambia los parámetros de c onfiguración si Actualizar los valores de configuración en el LCD no si Visualizar en el LCD el inicio de proceso Comienza proceso no si Se actualiza l os sensores Actualizar los valores medidos por el proceso en el LCD no si Finalizar el proceso Visualizar en el LCD el fin de proceso no si Se activó alguna alarma Visualizar en el LCD la alarma activada no Regresa Figura 3.40 Diagrama de flujo del LCD 3.5.8 INTERFAZ EN EL COMPUTADOR Se diseña una interfaz para el monitoreo, con la posibilidad de almacenar los datos de voltaje y corriente durante el cargado en función del tiempo. La interfaz muestra los parámetros a los que fue configurado el cargador y también muestra los diferentes valores de los sensores que posee el mismo. La Figura 3.41 muestra la interfaz del computador, en ella se puede observar la situación en la que se encuentra el cargador y los datos que están siendo adquiridos mediante gráficas. 100 Figura 3.41 Interfaz del computador En este capítulo se logra modelar los conversores usados para recargar las baterías, y diseñar los controladores para el proceso de carga según el tipo de batería. Con los diagramas de flujo se pudo observar cómo está estructurado el prototipo y los métodos de cargada de las baterías de Ni, Pb, Li-ion y Lipo, y el método de balanceo. 101 CAPÍTULO 4 4. PRUEBAS Y RESULTADOS Para las pruebas de carga, se utilizaron cuatro tipos de baterías que son: Pb, NiMH, Li-ion y Lipo. Estas pruebas fueron realizadas con la alimentación de la red eléctrica de 110 voltios alternos y la fuente de automóvil de 12 voltios continuos. Las baterías se descargaron aproximadamente hasta el valor mínimo permitido de cada batería y los datos adquiridos fueron tomados cada minuto por medio de la interfaz con el computador. En el caso de la prueba de balanceo de carga se utiliza una batería de Li-ion de 6 celdas, con capacidad de carga de la batería casi completa y los datos adquiridos fueron tomados cada 5 minutos. 4.1 BATERÍAS DE PLOMO La batería de plomo utilizada tiene un voltaje nominal de 12 voltios y corriente de 4 amperios. Se somete al proceso de carga con la fuente de alimentación de la red eléctrica y la fuente del automóvil con un voltaje inicial de 11.3 voltios. La curva de carga que se implementa es con referencia al método de carga Pb mencionado en la sección 1.2.1.1. 4.1.1 FUENTE DE UN AUTOMÓVIL Como se puede observar en las figuras 4.1 y 4.2, el proceso se divide en tres partes. En la primera parte que va desde 0 a 47 minutos se tiene carga a corriente constante de 1 amperio y se aprecia que el voltaje crece en forma exponencial hasta el valor de 14.4 voltios. En la segunda parte de 48 a 149 minutos se tiene carga a voltaje constante de 14.4 voltios. Se aprecia que la corriente decrece en forma exponencial hasta el valor de 0.4 amperios y en esta sección se tiene el voltaje de gasificación. Por último se tiene de 150 a 228 minutos carga a voltaje constante de 13.2 voltios, en esta sección se aplica el voltaje de mantenimiento y la corriente decrece de 102 forma más lenta hasta el punto de mínimo de corriente de carga donde termina el proceso y el valor mínimo registrado es de 0.25 amperios. Voltaje 15 14,5 14 13,5 13 12,5 12 0 20 40 60 80 100 120 140 160 180 200 220 Figura 4.1 Curva de carga de voltaje desde la fuente de un automóvil Corriente 1,2 1 0,8 0,6 0,4 0,2 0 0 20 40 60 80 100 120 140 160 180 200 220 Figura 4.2 Curva de carga de corriente desde la fuente de un automóvil 4.1.2 RED ELÉCTRICA Como se puede observar en las figuras 4.3 y 4.4, el proceso se divide en tres partes. En la primera parte que va desde 0 a 44 minutos se tiene carga a corriente constate de 1 amperio y se aprecia que el voltaje crece hasta el valor de 14.4 voltios. En la segunda parte de 45 a 137 minutos se tiene carga a voltaje constante de 14.4 voltios. Se aprecia que la corriente decrece en forma exponencial hasta el valor de 0.4 amperios y en esta sección se tiene el voltaje de gasificación. 103 Por último se tiene de 138 a 214 minutos carga a voltaje constante de 13.2 voltios, en esta sección se aplica el voltaje de mantenimiento y la corriente decrece de forma más lenta hasta el punto de mínimo de corriente de carga, donde termina el proceso y el valor mínimo registrado es de 0.25 amperios. Voltaje 15 14,5 14 13,5 13 12,5 12 11,5 0 20 40 60 80 100 120 140 160 180 200 Figura 4.3 Curva de voltaje de carga desde la red eléctrica Corriente 1,2 1 0,8 0,6 0,4 0,2 0 0 20 40 60 80 100 120 140 160 180 200 Figura 4.4 Curva de carga de corriente desde la red eléctrica 4.2 BATERÍAS DE NÍQUEL La batería de Ni-Mh utilizada tiene un voltaje nominal de 4.8 voltios y corriente de 2 amperios. Se somete al proceso de carga con la fuente de alimentación de la red eléctrica y la fuente del automóvil con un voltaje inicial 4.5 voltios. La curva de carga 104 que se implementa es con referencia al método de carga Ni mencionado en las secciones 1.2.2.1 y 1.2.3.1. 4.2.1 FUENTE DE AUTOMÓVIL Se puede observar de las gráficas 4.5 y 4.6 que durante todo el tiempo de 74 minutos la batería se carga a una corriente constante de 2 amperios. Y durante ese tiempo el voltaje crece lentamente hasta un voltaje máximo de 6.02 voltios en el minuto 63. Después que la batería alcanza su máximo valor de voltaje se observa que este comienza a disminuir hasta el valor registrado de 5.85 voltios, con esto se puede notar la variación negativa de voltaje, la cual indica el final del proceso de carga de la batería. Voltaje 6,5 6 5,5 5 4,5 4 3,5 3 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 70 Figura 4.5 Curva de carga de voltaje desde la fuente de un automóvil Corriente 2,5 2 1,5 1 0,5 0 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 70 Figura 4.6 Curva de carga de corriente desde la fuente de un automóvil 105 4.2.2 RED ELÉCTRICA Se puede observar en las gráficas 4.7 y 4.8 que durante todo el tiempo de 74 minutos la batería es cargada a corriente constante de 2 amperios. Y durante ese tiempo el voltaje crece lentamente hasta un voltaje máximo de 6.05 voltios en el minuto 60. Después que la batería alcanza su máximo valor de voltaje se observa que este comienza a disminuir hasta el valor registrado de 5.88 voltios, con esto se puede notar la variación negativa de voltaje, la cual indica el final del proceso de carga de la batería. Voltaje 6,5 6 5,5 5 4,5 4 3,5 3 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 70 Figura 4.7 Curva de carga de voltaje desde la red eléctrica Corriente 2,5 2 1,5 1 0,5 0 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 70 Figura 4.8 Curva de carga de corriente desde la red eléctrica 106 4.3 BATERÍAS DE LITIO 4.3.1 BATERÍAS DE LI-ION La batería de Li-ion utilizada tiene un voltaje nominal de 21.6 voltios y corriente de 2.4 amperios. Se somete al proceso de carga con alimentación de la red eléctrica y la fuente del automóvil, con un voltaje inicial 15.5 voltios. La curva de carga que se implementa es con referencia al método mencionado en la sección 1.2.4.1. 4.3.1.1 Fuente de un automóvil Se puede observar en las figuras 4.9 y 4.10 que el proceso se divide en dos partes. En la primera parte que va desde 0 a 16 minutos se tiene carga a corriente constate de 2.4 amperios y se aprecia que el voltaje crece en forma exponencial hasta el valor de 24.6 voltios. Voltaje 25 24 23 22 21 0 20 40 60 80 100 120 140 Figura 4.9 Curva de carga de voltaje desde la fuente de un automóvil Corriente 3 2,5 2 1,5 1 0,5 0 0 20 40 60 80 100 120 140 Figura 4.10 Curva de carga de corriente desde la fuente de un automóvil 107 En la segunda parte de 17 a 144 minutos se tiene carga a voltaje constante de 24.6 voltios, se aprecia además que la corriente decrece en forma exponencial hasta el valor de 0.21 amperios, con lo que finaliza el proceso. 4.3.1.2 Red eléctrica Se puede observar en las figuras 4.11 y 4.12 que el proceso se divide en dos partes. En la primera parte que va desde 0 a 19 minutos se tiene carga a corriente constate de 2.4 amperios y se aprecia que el voltaje crece en forma exponencial hasta el valor de 24.6 voltios. En la segunda parte de 20 a 133 minutos se tiene carga a voltaje constante de 24.6 voltios. Se aprecia además que la corriente decrece en forma exponencial hasta el valor de 0.32 amperios, con lo que finaliza el proceso. Voltaje 25 24 23 22 21 0 20 40 60 80 100 120 Figura 4.11 Curva de carga de voltaje desde la red eléctrica Corriente 3 2,5 2 1,5 1 0,5 0 0 20 40 60 80 100 120 Figura 4.12 Curva de carga de corriente desde la red eléctrica 108 4.3.2 BATERÍAS LIPO La batería de Lipo utilizada tiene un voltaje nominal de 11.1 voltios y corriente de 4.7 amperios. Se somete al proceso de carga con fuente de alimentación de la red eléctrica y la fuente del automóvil, con un voltaje inicial 9.5 voltios. La curva de carga implementada es con referencia al método mencionado en la sección 1.2.5. 4.3.2.1 Fuente de un automóvil Se puede observar en las figuras 4.13 y 4.14 que el proceso se divide en dos partes. En la primera parte que va desde 0 a 52 minutos se tiene carga a corriente constate de 4.7 amperios y se aprecia que el voltaje crece en forma exponencial hasta el valor de 12.6 voltios. Voltaje 13 12,5 12 11,5 11 10,5 10 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 Figura 4.13 Curva de carga de voltaje desde la fuente de un automóvil Corriente 6 5 4 3 2 1 0 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 Figura 4.14 Curva de carga de corriente desde la fuente de un automóvil 109 En la segunda parte de 53 a 92 minutos se tiene una carga a un voltaje constante de 12.6 voltios. Durante esta parte se puede apreciar además que la corriente decrece en forma exponencial hasta el valor de 0.33 amperios, con lo que finaliza el proceso. 4.3.2.2 Red eléctrica Se puede observar en las figuras 4.15 y 4.16 que el proceso se divide en dos partes. En la primera parte que va desde 0 a 53 minutos se tiene la carga a una corriente constate de 4.7 amperios, donde se puede apreciar que el voltaje crece en forma exponencial hasta el valor de 12.6 voltios. Voltaje 13 12,5 12 11,5 11 10,5 10 0 10 20 30 40 50 60 70 80 Figura 4.15 Curva de carga de voltaje desde la red eléctrica Corriente 6 5 4 3 2 1 0 0 10 20 30 40 50 60 70 80 Figura 4.16 Curva de carga de corriente desde la red eléctrica 110 En la segunda parte de 54 a 86 minutos se tiene carga a voltaje constante de 12.6 voltios. Se aprecia además que la corriente decrece en forma exponencial hasta el valor de 0.45 amperios, con lo que finaliza el proceso. 4.3.3 BALANCEADOR La batería utilizada para el balanceo de carga es de iones de litio con voltaje nominal de 21.6 voltios y corriente de 2.4 amperios. Antes del balanceo la batería mide 24.2 voltios. La forma de balanceo que se implementa es con referencia al método de balanceo mencionado en la sección 1.2.6. Voltaje en las celdas 4,1 4,08 Voltaje (V) 4,06 VC1 4,04 VC2 4,02 VC3 4 VC4 3,98 VC5 VC6 3,96 3,94 0 25 50 75 100 125 150 175 200 225 Tiempo (min) Figura 4.17 Curvas de voltaje de celda durante el balanceo El voltaje de las celdas antes del balanceo de carga es de: 4.006 voltios para VC1, 4.073 voltios para VC2, 4.034 voltios para VC3, 4.058 voltios para VC4, 4.01 voltios para VC5 y 4.082 voltios para VC6. El voltaje final promedio de las celdas es de 4.004 voltios aproximadamente. Como el proceso de balanceo es por medio de una descarga resistiva, luego del balanceo de carga, entra en proceso de carga a voltaje constante, este dura 30 minutos y con corriente final registrada de 0.11 amperios. 111 En las figuras 4.18 y 4.19 se puede observar las formas de onda de voltaje y corriente de la batería durante el balanceo de carga. Aquí se observa la pequeña descarga inicial y la carga a voltaje constante. Voltaje Batería 24,8 Voltaje (V) 24,6 24,4 24,2 24 23,8 23,6 0 25 50 75 100 125 150 175 200 225 250 Tiempo (min) Figura 4.18 Forma de onda de voltaje durante el balanceo Corriente Batería 0,5 0,4 Corriente (A) 0,3 0,2 0,1 0 -0,1 0 25 -0,2 50 75 100 125 150 175 200 225 250 Tiempo (min) Figura 4.19 Forma de onda de corriente durante el balanceo En la Figura 4.19 se pueden notar más variaciones en el valor de corriente esto se debe a dos razones: primero la escala de corriente para esta gráfica esta ampliada mostrando más variaciones que las otras figuras y segundo la precisión del sensor de corrientes es de 100mA, por lo que se facilita la muestra de variaciones en la corriente en este rango. 112 4.4 COTIZACIÓN DEL PROTOTIPO Para la cotización del prototipo se toma en cuenta el costo de los materiales usados y el costo de ingeniería. 4.4.1 COSTO DE MATERIALES El costo de materiales y la cantidad usada de para la construcción del prototipo se detallan en la Tabla 4.1: Tabla 4.1 Lista de los materiales del prototipo Descripción Cantidad Precio Total Microcontrolador ATXMEGA128A4U 1 5,15 5,15 Balanceador BQ76925 1 2,62 2,62 Controlador de conmutación Flyback NCP1271D65R2G 1 0,87 0,87 Drive de disparo de mosfet IR2101STRPBF 2 1,39 2,78 Controlador del puerto de carga USB TPS2511DGNR 1 1,72 1,72 Amplificador operacional LM324DR2G 1 0,42 0,42 Regulador 3,3V 1 0,3 0,3 Regulador 5V 7805 1 0,3 0,3 Regulador 12V LM2596 1 5 5 Sensor de corriente 5A ACS712 1 7 7 Sensor de temperatura LM35 2 0,5 1 LCD 16x2 EA DOGM162S-A 1 15,49 15,49 Ventilador AD0412MB-C50-LF 2 12,84 25,68 Buzzer 5V 1 0,25 0,25 Fusible 5A 2 0,1 0,2 Fusible 10A 1 0,1 0,1 Puente de diodos 4A RS404L 1 0,95 0,95 Diodo rápido 1N4448W-E3-08 7 0,26 1,82 Diodo de 10A BYC10D-600,127 2 0,87 1,74 Diodo rápido 16A FES16DT-E3/45 3 1,13 3,39 Diodo rápido irf207 2 0,25 0,5 Optotransistor SFH6106-3 1 1,02 1,02 Transistor NPN MMBT3904 4 0,16 0,64 113 Descripción Cantidad Precio Total Mosfet 200V irf640 3 2,5 7,5 Mosfet 700V IPA65R190C6 2 3,23 6,46 Transistor Darlington PNP TIP127 1 0,3 0,3 Zener de referencia de voltaje ajustable TL431AQDBZR 1 0,35 0,35 Zener 18V 1N4746 11 0,15 1,65 Zener 30V 1N4751 1 0,15 0,15 Pulsador SMD 2 0,3 0,6 Pulsador grande 4 0,25 1 Resistencias SMD 52 0,1 5,2 Resistencias 21 0,02 0,42 Capacitores electrolítico SMD 9 0,3 2,7 Capacitores electrolítico 3 1,5 4,5 Capacitor cerámico SMD 16 0,1 1,6 Led SMD 1 0,05 0,05 Led alta iluminación 4 0,1 0,4 Filtro EMI 1 3 3 Conector Hembra USB 1 0,5 0,5 Termistor NTC 10D11 1 0,2 0,2 Espadines machos 1 0,4 0,4 Conectores banana 2 0,2 0,4 Adaptador 10 en 1 1 6,9 6,9 Cable USB 1 2 2 Cable de poder red eléctrica 1 3 3 Cable de poder automóvil 1 5 5 Cable sensor de temperatura 1 1 1 Placa LCD 1 8,64 8,64 Placa botones 1 5 5 Placa general de control 1 65 65 Placa balanceador 1 3 3 Placas de acrílico 1 5 5 Carcasa de acrílico 1 20 20 Tornillos y tuercas 24 0,1 2,4 Impuestos de importaciones y envíos de elementos 1 300 300 SUBTOTAL ($) 543,26 114 4.4.2 COSTO DE INGENIERÍA El costo de ingeniería muestra el valor de la mano de obra empleada en el diseño y construcción del prototipo. Son ocho horas de trabajo diarias, de lunes a viernes por seis meses aproximadamente por lo que el tiempo total de trabajo es de 960 horas. Si se considera que el costo de cada hora de trabajo es de 5 dólares por persona con lo que se tiene un valor total para dos personas de 9600 dólares. 4.4.3 COSTO TOTAL Con la suma de los costos de materiales y costos de ingeniería se tiene el costo total del prototipo que se detallada en la Tabla 4.2. Tabla 4.2 Lista total de costos Descripción Costos Costo de materiales $543,26 Costo de ingeniería $9.600 TOTAL $10.138,26 En el presente capitulo se observa que los resultados obtenidos cumplen con las curvas de carga caracteristicas de los diferentes tipos de baterias. Se pudo apreciar tambien que el comportamiento de las curvas de carga es similar, ya sea cuando es alimentado con la red eléctrica o con la alimentación de la fuente de automovil y en el caso del balanceador este logra nivelar la carga de las celdas a un mismo valor. Además se presentan los costos para la fabricación del prototipo del cargador universal de baterías. 115 CAPÍTULO 5 5. CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES 5.1 CONCLUSIONES · Al final de la construcción del prototipo se puede apreciar que es portátil con medidas aproximadas de 23 cm de largo, 12 cm de ancho y 7 cm de alto, y cumple con las condiciones de configuración de los parámetros y opciones del prototipo con la ayuda de 4 botones y un LCD de 16x2, puede ser alimentado con la red eléctrica de 110 voltios AC o una fuente de 12 voltios DC de un automóvil, carga baterías de Ni-Cd, Ni-MH, Pb, Li-ion y Lipo con un máximo de potencia de 60 vatios y consta de un puerto USB para la comunicación con el computador o el cargado de dispositivos que utilizan este puerto con un máximo de corriente de carga de 1.5 amperios. · Los principales aspectos a tomar en cuenta cuando se requiere cargar baterías son: los límites de voltaje y corriente, y determinar la forma de cargado, para así ayudar a preservar la vida útil de la batería. · A partir del modelado dinámico de los conversores estáticos de potencia se obtiene las funciones de transferencia que relacionan el voltaje y la corriente de salida de estos con su ciclo de trabajo, para diseñar los controladores que permitan cumplir las curvas características de las diferentes etapas del proceso de carga de las baterías. · Los métodos de carga implementados en el prototipo se basan en el cargado a corriente constante y voltaje constante, con estos principios se forman las curvas características de carga y para terminar el proceso se define el final de carga adecuado de cada tipo de batería. · El método de balanceo de carga utilizado en el prototipo es por descarga resistiva y consiste en conectar una resistencia a la celda, provocando que la energía se disipe en forma de calor. En este método la corriente de descarga es baja, por lo cual, el tiempo de balanceo depende de la capacidad de corriente 116 que pueda entregar la batería, mientras más grande sea su capacidad el balanceo demora más. · En las pruebas realizadas con la alimentación DC el sistema no puede cumplir con los requerimientos de consumo de energía en el proceso de carga cuando la batería de automóvil que alimenta al prototipo se encuentra con su capacidad de energía baja esto provoca un incremento en relación de trabajo del circuito de disparo del conversor elevador para tratar de compensar la caída de voltaje a la entrada llegando al límite de saturarse. · Se tiene una mejor eficiencia del prototipo cuando se implementa una red snubber no disipativa en el circuito flyback, debido a que ayuda a disminuir las pérdidas de energía en el apagado del mosfet con la regeneración de dicha energía hacia el capacitor de entrada de alimentación del flyback, adicionalmente se reduce el calor generado por el circuito, por lo cual el sistema disipara menos calor. 5.2 RECOMENDACIONES · Cuando se requiera hacer una regulación de voltaje AC-DC y también reducir el tamaño del prototipo se recomienda usar transformadores de alta frecuencia en la implementación, pues estos ocupan poco espacio en la placa circuital. · Se recomienda que en el bobinado del transformador para la topología flyback se incluya una capa extra para implementar la red snubber no disipativa, debido a que este tipo de red presenta mejores resultados. · Después de varios ciclos de trabajo de las baterías de litio se recomienda balancear su carga para tener un manejo adecuado y preservar su vida útil. · Se recomienda que en los diseños de software para la interfaz del usuario sea lo más sencillo e interactivo para no tener problemas de configuración o desconocimiento de parámetros complejos. · Se recomienda que con los datos adquiridos mediante la interfaz en el computador el usuario puede realizar historiales de cargado de las baterías, verificar la carga o el balanceo para llevar un manejo adecuado de las baterías. 117 6. BIBLIOGRAFÍA [1] MCGRAW-HILL HANDBOOKS, Handbook of batteries, 3rd ed., DAVID LINDEN and THOMAS B. REDDY, Eds. New York: McGraw-Hill, 2002, ch. 23, 28, 35, pp. 23.1-23.3, 23.70-23.75, 28.1-28.21, 28.25-28.27, 35.76, 35.72, 35.76. [2] Festo Didactic GmbH & Co. KG., Lead-Acid Batteries Couseware Sample. Quebec, Canada: Festo Didactic, Diciembre 2014. [Online]. https://www.labvolt.com/downloads/86351_f0.pdf [3] Isidor Buchmann. (2015) Battery University. [Online]. http://batteryuniversity.com/learn/article/nickel_based_batteries [4] Matsushita Battery Industrial Co., Ltd., Panasonic Nickel Cadmium Batteries Technical Handbook. Seacaucus, New Jork, Estados Unidos de América, 2002. [5] Duracell. (2012, Abril) Zenspider. [Online]. http://www.zenspider.com/~pwilk/aero/additional/duracell.pdf [6] HARDING ENERGY INC., Battery Technology Handbook. Norton Shores, Michigan, Estados Unidos de América, Enero 2004. [7] Isidor Buchmann, Batteries in a Portable World, Tercera ed., Cadex Electronics Inc., Ed., 2011. [8] John Salt. (2014, Marzo) RC Helicopter Fun. [Online]. http://www.rchelicopterfun.com/rc-lipo-batteries.html [9] Texas Instruments Incorporated. (2009) Texas Instrument. [Online]. http://www.ti.com/lit/an/slyt358/slyt358.pdf [10] Martín Pantaleo, "Conceptos sobre Fuentes Conmutadas," Universidad Nacional de La Plata, La Plata, Monografia 2007. [11] Jens Ejury. (2013, Enero) Mouser. [Online]. http://www.mouser.com/pdfdocs/BuckConverterDesignNote.pdf [12] Muhammad H. Rashid, "Power Electronics Handbook," in Electrónica de Potencia, Tercera ed. México: Pearson-Prentice Hall, 2004, ch. 5, pp. 186194. 118 [13] Ned Mohan, Tore M. Undeland, and William P. Robbins, "Electrónica de Potencia," in Electrónica de Potencia, Luis Mauro Ortega González, Ed. 142-175, México D. F.: McGraw Hill, 2009, ch. 7. [14] Texas Instruments Incorporated. (2014, Enero) Texas Instruments. [Online]. http://www.ti.com/lit/an/slva372c/slva372c.pdf [15] Liao Chin-Sheng and Smedley M. Keyue, "Design of High Efficiency Flyback Converter with Energy Regenerative Snubber," in Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2008, pp. 796-795. [16] Allan A. Silva. (2013, Enero) Infineon. [Online]. http://www.mouser.com/pdfdocs/2-8.pdf [17] Farchild Semiconductor Corporation. (2003) Farchild. [Online]. https://www.fairchildsemi.com/application-notes/AN/AN-4140.pdf [18] Jonathan Adams. (2001, Mayo) International Rectifier. [Online]. http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-1024.pdf [19] Maxim Integrated Products, Inc. (2006, Junio) Maxim Integrated. [Online]. https://www.maximintegrated.com/en/app-notes/index.mvp/id/3835 [20] Texas Instruments Incorporated. (2013) Mouser. [Online]. http://www.mouser.com/ds/2/405/tps2511-454776.pdf [21] Copyright Ó 2011 USB Implementers Forum Inc. (2011, Octubre) Universal Serial Bus. [Online]. http://www.usb.org/developers/docs/devclass_docs/ USB_Battery_Charging_1.2.pdf [22] Copyright © 2009 Magnetics, Division of Spang & Co., Pittsburgh, PA. (2009) Magnetics. [Online]. http://www.mag-inc.com/design/technicaldocuments/ferrite-core-documents [23] Semiconductor Components Industries, LLC. (2009, Septiembre) On Semiconductor. [Online]. http://www.onsemi.com [24] R Middlebrook, "A general unified approach to modelling switchingconverter power stages," in Power Electronics Specialists Conference, 1976 IEEE, Cleveland, OH, 1976, pp. 18-34. [25] W.M. Moussa and J.E. Morris, "Comparison between state space averaging and PWM switch for switch mode power supply analysis," in Southern Tier Technical Conference, 1990., Proceedings of the 1990 IEEE, Binghamton, NY, 1990, pp. 15-21. 119 [26] Saurabh Kasat. (2004, Diciembre) Shareok. [Online]. https://shareok.org/bitstream/handle/11244/10225/Kasat_okstate_0664M _1179.pdf [27] Mohammad Reza Modabbernia, Ali Reza Sahab, Mohammad Taghy Mirzaee, and Kazem Ghorbany, "The State Space Average Model of Boost Switching Regulator Including All of the System Uncertainties," in Advanced Materials Research Vols. 403-408, Switzerland, 2011, pp. 34763483. [28] M. Sai Krishna Reddy, M. Uthra Ch. Kalyani, and D. Elangova, "A Small Signal Analysis of DC-DC Boost Converter," in Indian Journal of Science and Technology, 2015, pp. 1-6. ANEXO A MANUAL DE USUARIO INDICE A.1 INTRODUCCIÓN ..................................................................................... A-1 A.1.1 COMPONENTES DEL PROTOTIPO ................................................. A-1 A.2 ESTRUCTURA DEL PROTOTIPO ........................................................... A-2 A.2.1 ESTRUCTURA EXTERNA ................................................................ A-2 A.2.2 ESTRUCTURA INTERNA .................................................................. A-2 A.2.2.1 En la base se encuentran los siguientes bloques: ....................... A-3 A.2.2.2 En la cubierta se encuentran los siguientes bloques: .................. A-3 A.3 GUÍA DE INSTALACIÓN DEL MONITOREO PARA PC........................... A-3 A.3.1 INSTALACIÓN DEL DRIVER DEL DISPOSITIVO USB ..................... A-3 A.3.2 INSTALACIÓN DE LA INTERFAZ DE MONITOREO EN EL COMPUTADOR .......................................................................................... A-5 A.4 MODOS DE OPERACIÓN ....................................................................... A-8 A.4.1 MANEJO DEL PROTOTIPO .............................................................. A-8 A.4.2 MENÚ PRINCIPAL ............................................................................ A-9 A.4.3 MONITOREO DE PARÁMETROS CON LCD .................................... A-9 A.5 MONITOREO CON EL COMPUTADOR ................................................ A-10 A.5.1 ESTRUCTURA DE LA INTERFAZ ................................................... A-11 A.5.2 PROCEDIMIENTO DE GUARDADO DE DATOS ............................ A-14 A.6 POSIBLES ERRORES Y SOLUCIONES ............................................... A-14 A-1 A.1 INTRODUCCIÓN El Cargador Universal de Baterías (CUB) es un prototipo que tiene la capacidad de cargar los tipos de baterías más populares, entre ellas están: Pb, NiCd, NiMh, Liion y Lipo con una potencia máxima de 60 watts y corriente máxima de 5 amperios. Posee también un sistema de balanceo de carga únicamente para las baterías Liion y Lipo, hasta de 6 celdas, y un puerto USB para la carga de dispositivos que utilicen este conector, adicional en este puerto USB se puede realizar un monitoreo de las baterías con el computador. El CUB se puede conectar a la red eléctrica de 110 voltios de alterna o a una batería de automóvil de 12 voltios continuos. Este manual está diseñado para asegurar que el usuario puede familiarizarse rápidamente con las funciones y capacidades que presenta el CUB. Es importante leer este manual de usuario en su totalidad para tener un adecuado uso del prototipo. Figura A-1 Componentes del CUB A.1.1 COMPONENTES DEL PROTOTIPO 1. Cable de alimentación fuente automóvil 2. Modulo Cargador Universal de Baterías 3. Adaptador universal de carga de baterías 4. Cable de alimentación de red eléctrica 5. Cable de comunicación USB 6. Medir de temperatura de batería A-2 A.2 ESTRUCTURA DEL PROTOTIPO A.2.1 ESTRUCTURA EXTERNA El CUB tiene una interfaz con el usuario por medio de 4 botones y un LCD que se encuentran en la parte superior del módulo; al frente de este se tiene el puerto USB; al costado izquierdo las entradas de alimentación; al costado derecho se encuentran la salida de potencia; el conector de balanceo de carga y la entrada del sensor de temperatura para batería; y en la parte posterior se encuentra la salida de ventilación. Figura A-2 Estructura externa del CUB A.2.2 ESTRUCTURA INTERNA El prototipo está divido en dos secciones: la primera sección es la base donde se encuentra la placa general de control y la segunda sección es la cubierta donde se encuentra las placas de interfaz con el usuario. Figura A-3 Estructura interna del CUB A-3 A.2.2.1 En la base se encuentran los siguientes bloques: 1. Entrada de alimentación con la fuente de 12 voltios de un automóvil 2. Entrada de alimentación con la red eléctrica de 110 voltios de alterna y rectificación a 30 voltios continuos 3. Sistema de disipación de calor con ventiladores 4. Reguladores de voltaje a 12, 5 y 3 voltios continuos 5. Microcontrolador 6. Circuitos de potencia para el cargado de baterías 7. Puerto USB 8. Circuito de balanceo de carga 9. Entrada del sensor de temperatura de batería A.2.2.2 En la cubierta se encuentran los siguientes bloques: 10. Placa los botones 11. Placa del LCD A.3 GUÍA DE INSTALACIÓN DEL MONITOREO PARA PC Los requerimientos mínimos de la computadora es tener sistema operativo desde Windows XP Service Pack 2 en adelante y poseer entrada USB. El ejemplo de instalación del driver para el USB y la aplicación para el monitoreo fue realizado en el sistema operativo Windows 7. A.3.1 INSTALACIÓN DEL DRIVER DEL DISPOSITIVO USB Para que el dispositivo sea reconocido adecuadamente por el computador se debe seguir los siguientes pasos: · Habilitar el puerto USB en el prototipo. · Conectar el cable USB al módulo y la computador, esperar que el salga el mensaje el siguiente mensaje. A-4 · Abrir el administrador de dispositivos, dar clic con el botón derecho en el dispositivo no reconocido, seleccionar actualizar “software de controlador”. · Seleccionar la opción “buscar software de controlador en el equipo”. · Colocar la dirección donde se encuentra el archivo “atmel_device_cdc” y presionar “siguiente”. A-5 · Seleccionar “Instalar este software de controlador de todas formas”. · Saldrá el aviso de actualización correcta. Dar clic en cerrar. · El computador le asignará un puerto de comunicación al dispositivo el cual es importante tenerlo presente en el momento de configurar la comunicación en la interfaz del computador. A.3.2 INSTALACIÓN DE LA INTERFAZ DE MONITOREO EN EL COMPUTADOR El procedimiento de la instalación del monitoreo de baterías se detalla a continuación: A-6 · Buscar el instalador de nombre “Setup” y ejecutarlo como “administrador”. · El instalador comenzará a cargar. · Colocar la dirección donde se quiere instalar y presionar en “next”. · Aceptar las licencias y presionar “next”. A-7 · Presionar “next” para los casos siguientes. · Reiniciar el computador · Una vez que se haya reiniciado el computador ir a donde se instaló el programa y abrir el Monitoreo CUB v1 · Por ultimo configurar las opciones de comunicación con el nombre correcto del puerto de comunicación que está asignado al dispositivo del CUB y correr el programa. A-8 Nota: si no se sabe cuál es el nombre del puerto de comunicación del dispositivo ir a administrador de dispositivos, verificar que este correctamente instalado y ver el nombre que le asigno el computador. A.4 MODOS DE OPERACIÓN A.4.1 MANEJO DEL PROTOTIPO El prototipo dispone una interfaz de 4 botones, como se observa en la Figura A-4, y un LCD con los que puede configurar los parámetros y opciones que presenta el CUB. Figura A-4 Botonera del CUB. Con el botón “Entra/Inicia” se puede acceder a los diferentes opciones que posee el CUB. Habilitar o deshabilitar el USB e inicializa los procesos de cargado y balanceado de batería si se mantiene presionado durante un tiempo mayor a 2 segundos. Con el botón “Incr” (Incremento) se puede aumentar el valor de voltaje y corriente de carga de la batería, si se mantiene presionado durante un tiempo mayor a 1 segundos tendrá cambio rápido de valores. Con el botón “Decr” (Decremento) se puede disminuir el valor de voltaje y corriente de carga de la batería, si se mantiene presionado durante un tiempo mayor a 1 segundos tendrá cambio rápido de valores. Con el botón “Sale/Detiene” se puede regresar al menú principal y cancelar los procesos de cargado y balanceado de baterías. A-9 A.4.2 MENÚ PRINCIPAL Figura A-5 Pantalla del LCD En esta opción se encuentra información del prototipo. Para acceder a ella tiene que presionar el botón “Entrar” y cambiar los mensajes con los botones de “Incr” y “Decr”. Opción de carga de batería: con los botones “Incr” y “Decr” se selecciona entre “NiCd/NiMh”, “Pb”, “Li-ion” o “Lipo”, para acceder a ella se debe presionar el botón “Entrar”, si se quiere cambiar de selección del parámetro se presiona “Entrar” nuevamente y para modificar los valores utilizar los botones de “Incr” y “Decr”. Opción balanceo para batería Lipo o Li-ion: para acceder a ella se presiona el botón “Entrar”, si se quiere cambiar de selección del parámetro se debe presionar “Entrar” nuevamente y para modificar los valores utilizar los botones de “Incr” y “Decr”. Opción habilitación USB para acceder a ella se presiona “Entrar” y para cambiar el encendido o apagado del USB presionar nuevamente “Entrar”. A.4.3 MONITOREO DE PARÁMETROS CON LCD Cuando el CUB entra en modo de cargado de batería se podrá observa en la primera fila del LCD el tipo de batería, la temperatura a la que se encuentra si es el sensor está conectado caso contrario saldrá las siglas ST (Sin Temperatura) y la A-10 corriente con la que se está cargando. En la segunda fila del LCD se tiene la temperatura interna del prototipo y el voltaje con el que se está cargado la batería. Cuando el CUB entra en modo de balanceo de batería se podrá observa en la primera fila del LCD los valores de voltaje de las celdas 1, 2 y 3. En la segunda fila del LCD se observaran los valores de voltaje de las celdas 4, 5 y 6 A.5 MONITOREO CON EL COMPUTADOR En la interfaz con el computador se puede observar el proceso en el que se encuentra la batería, los voltajes y corrientes configurados, valores de los diferentes sensores de voltajes, corriente y temperatura, graficas de tiempo de cargado o balanceo, opciones de guardado de datos y visualización de alarmas. Para poder serializar el monitoreo por medio de la computadora previamente debe estar instalado el drive del USB y el Monitoreo CUB v1, la pantalla de monitoreo se muestra en la Figura A-6. Figura A-6 Interfaz del CUB A-11 A.5.1 ESTRUCTURA DE LA INTERFAZ La interfaz para el computador del CUB se compone de las siguientes partes: Figura A-7 En la barra superior están los botones de inicio, ciclo continuo y detención forzada Para detener la interfaz se utiliza el botón de stop. Figura A-8 Botón STOP se detiene la interfaz En el bloque de configuración y estado de comunicación hay tener presente que el nombre del puerto de comunicación debe ser configurado con el nombre del COM que le asigno la computadora al dispositivo durante la instalación del driver USB. Figura A-9 Sección de comunicación por el puerto En la Figura A-10 se tiene el bloque para la habilitación de lectura, el tiempo de muestreo, el guardado de datos, el borrado de datos y tabla de valores del monitoreo del CUB. Los valores que guarda la tabla de valores son el voltaje y corriente de carga, voltaje de las celdas que se balancean y el tiempo en el que es tomada la muestra. Figura A-10 Lectura y manejo de datos A-12 Figura A-11 Grafica voltaje vs tiempo La interfaz consta de tres graficas que permiten la visualización del voltaje de cargado de baterías con respecto al tiempo en minutos, la corriente de carga de las baterías con respecto al tiempo en minutos y el voltaje de las celdas que se están balanceando con respecto al tiempo en minutos. Figura A-12 grafica de corriente vs tiempo Figura A-13 Grafica del balanceo de carga de la batería Además esta interfaz tiene tres pestañas para proporcionar información acerca del CUB. La primera pestaña, como se observa en la Figura A-14, muestra el estado de espera hasta que se inicie el cargado de las baterías y también muestra una alarma si existe algún problema que impide el correcto funcionamiento del CUB. A-13 Figura A-14 Pestaña de espera y alarma Figura A-15 Datos de cargado La segunda pestaña, Figura A-15, indica el proceso de cargado de la batería, donde se puede apreciar los datos para los cuales fueron configurados el CUB, como son el tipo de batería, voltaje y corriente, como también se puede apreciar la cantidad de celdas, la temperatura y valores medidos por los sensores de voltaje y corriente. Y la pestaña final, Figura A-16, indica el proceso de balanceado de carga de la batería, donde además de apreciar los datos anteriormente mencionados, se puede observar también el voltaje en cada una de las celdas. Figura A-16 Balanceo de carga A-14 A.5.2 PROCEDIMIENTO DE GUARDADO DE DATOS Cuando el CUB entre en los procesos de cargado o balanceo de la batería se debe presionar el botón de “BORRAR” para eliminar los datos anteriores y luego habilitar la lectura de las muestras con el botón “LEER”, dichas muestras serán guardas cada cierto tiempo dependiendo de los minutos a los que este configurado. Cuando el proceso de cargado o balanceo de la batería haya finalizado presionar el botón GUARDAR. En esa ventana se coloca la dirección donde se quiere guardar los valores tomados, se escribe un nombre, y se selecciona la extensión .txt y se presiona “OK”. A.6 POSIBLES ERRORES Y SOLUCIONES El prototipo CUB tiene protecciones y alarmas que previenen el daño al equipo, por fallas de conexión y errores de configuración. Dichas alarmas serán visualizadas en el LCD. En la siguiente tabla se muestran los errores que podrían presentarse con el prototipo CUB o la interfaz del computador y las posibles soluciones. Tabla A - 1 Posibles errores del CUB. ALARMA DESCRIPCIÓN SOLUCIÓN Prototipo CUB alarmas visualizadas en el LCD Durante el proceso de Verificar si están CELDA balanceo de carga no existe o conectadas las celdas al DESCONECTADA se perdió la conexión de conector de balanceo de alguna celda o varias celdas carga La cantidad de celdas Verificar el número de CANTIDAD configura para balancear no celdas de la batería y CEL. INCORRECTA coincide con la celdas configurar correctamente su conectadas. valor en el CUB A-15 FALLA CARGADO SIN BATERIA Posible falla del circuito de potencia del cargado de baterías. circuitos de potencia y control. Verificar la conexión del cargado de batería el conector cable de carga de la de carga esta desconectado. batería. SIN carga la conexión con el cable CONEXION PRINC. de carga de la batería esta desconectada. Verificar la conexión del cable de carga de la batería. Durante el cargado de batería Verificar la conexión del existe el posible cortocircuito cable de carga de la en la batería o el cortocircuito batería. de los cables de carga de Verificar si la batería esta batería. funcional. Durante el proceso de SOBREVOLTAJE inspección interna de los Al inicio del proceso de En el proceso de balanceo de SOBRECORRIENTE Se debe realizar una cargado de batería por accidente se desconecta la batería. El voltaje medido de la batería VOLTAJE excede a los límites máximos ALTO del parámetro de voltaje configurado. El voltaje medido de la batería VOLTAJE excede a los límites mínimos BAJO del parámetro de voltaje configurado. Verificar la conexión del cable de carga de la batería. Verificar si la batería esta funcional. Verificar el valor de voltaje de la batería y corregir el valor en la configuración. Verificar si la batería esta funcional. Verificar el valor de voltaje de la batería y corregir el valor en la configuración. Verificar si la batería esta funcional. Los voltajes de las celdas Realizar una carga antes VOLTAJE están por debajo de los límites del balanceo. BAJO DE CELDA mínimos de voltaje permitidos Verificar si la batería esta de balanceo. funcional. A-16 Tabla A - 2 Posibles errores en la interfaz del CUB ALARMA DESCRIPCIÓN SOLUCIÓN Monitoreo con el computador Verificar si está habilitado el puerto USB No aparece el puerto El computador no en el CUB. de comunicación del reconoce al Verificar el cable USB. dispositivo USB dispositivo USB. Verificar si está correctamente instalado el driver del dispositivo USB. El USB es El programa de Verificar en el computador el puerto reconocido por el monitoreo está asignado al dispositivo USB en computador pero no operando pero no administrador de dispositivos y configurar existe existe la el bloque de comunicación del Monitoreo comunicación. comunicación. CUB v1 ANEXO B CIRCUITOS ESQUEMATICOS E IMPRESOS DISEÑADOS B-1 FOTO DE LA PLACA DEL CONVERSOR B-2 LADO SUPERIOR DEL PCB B-3 LADO INFERIOR DEL PCB B-4 REGULADOR DE VOLTAJE ALTERNO B-5 CIRCUITO DE CONEXIONES DEL MICROCONTROLADOR B-6 CIRCUITO DE LOS CONVERSORES BUCK Y BOOST B-7 CIRCUITO DEL BALANCEADOR DE CARGA B-8 SENSORES PARA EL VOLTAJE Y CORRIENTE DE SALIDA B-9 CIRCUITO DEL CARGADOR USB B-10 CIRCUITOS ADICIONALES 1 B-11 CIRCUITOS ADICIONALES 2 B-12 CARCASA DEL CARGADOR UNIVERSAL DE BATERÍAS Entrada para la fuente de 12 (V) de un automóvil Entrada a la red eléctrica y conversor flyback Sistema de disipación de calor Reguladores de voltaje a 12, 5 y 3 (V) Microcontrolador Conversores para el cargado de baterías Puerto USB Circuito de balanceo de carga Entrada del sensor de temperatura Placa los botones Placa del LCD 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 Referencia del rectificador Salida del flyback Sensado de corriente Alimentación del integrado GND_A OUT_F CS TFR_A Led Activar buzzer Activar ventilador Habilitación fuente USB Fuente ente auto PWM Buck LED_OPER BUZZER VENTILADOR EN_F_USB S_AUTO C_BUCK, C_BUCK_INV Botones PWM Boost I2C balanceador Sobrecorriente Comunicación USB Referencia ADC Sensor voltaje de celdas Sensor de voltaje Sensor de corriente Sensor temperatura interna BOTn_T C_BOOST SDA_B, SCL_B FAULD D+, D- AREFA VCOUT SEN_V SEN_I TEMP_INT RS, R/W, E LCD Fuente de entrada SEN_FPOT D4, D5, D6, D7 Temperatura de la batería TEMP_BAT Salida del Flyback PWM boost del driver PWM buck del driver en alto PWM buck del driver en bajo Referencia del aislada del driver Sensor de voltaje batería OUT_F QBT1 QBK1 QBK2 Ref S_bat Conector de celdas Referencia del conversor A/D Sensor de voltaje de celdas Comunicación I2C CL6,CL5,CL4,CL3 AREFA VCOUT SDA_B, SCL_B Sensor del fuente auto Sensor de voltaje Sensor fuente de entrada conversor Sensor de temperatura interno Sensor de temperatura batería Sobrecorriente Sensor de corriente S_AUTO SEN_V SEN_FPOT TEMP_INT TEMP_BAT FAULD SEN_I PUNTO_B Puntos de conexión sensor de corriente Sensor de voltaje batería S_bat PUNTO_A Salida del flyback OUT_F EN_F_USB D- D+ Habilitación fuente USB Comunicación serial PWM boost del uC PWM boost del driver PWM buck del uC PWM buck del driver C_BOOST QBT1 C_BUCK, C_BUCK_INV QBK1, QBK2 Activado del ventilador Botones Funcionamiento del buzzer VENTILADOR BOTn_T BUZZER RS, R/W, E, D4, D5, D6, D7 LCD Led LED_OPER ANEXO C HERRAMIENTAS PARA EL DISEÑO DEL CONVERSOR FLYBACK NOTAS DE PARA EL USO DEL NCP1271 C.1 HOJA DE CÁLCULO Para la definición de los valores de los de los elementos necesarios para el correcto funcionamiento del integrado se utiliza su hoja de cálculo dada por el fabricante. NCP1271 Flyback Design Spreadsheet Rskip Rramp RCS Part I. Maximum Switch Current and Duty Consideration Please enter higher limit of input rectified voltage Please enter lower limit of input rectified voltage Please enter output voltage Please enter diode volt drop Please enter output current Please enter transformer ratio (n1/n2) MOSFET stress (excluding the leakage) Diode stress Duty (input high, CCM lossless) Duty (input low, CCM lossless) Please enter the maximum peak switch current Maximum current sense resistor to handle the current Maximum input power (input high, CCM, infinity inductance) Maximum input power (input low, CCM, infinity inductance) Required output power Required minimum efficiency (input high, CCM, infinity inductance) Required minimum efficiency (input low, CCM, infinity inductance) Part II. Inductance and Frequency Please enter the frequency value Critical mode inductor value (input high) Critical mode inductor value (input low) Please enter the primary inductance value Inductor current ripple (input high, CCM) Inductor current ripple (input low, CCM) 220 100 30 1 3 3,42 326 94 33 51 3,86 0,259067 276 199 90,00 32,59 45,31 65 285,14 205,11 232,53 4,73 3,40 V V V V A (ratio) V V % % A Ω W W W % % kHz µH µH µH A A http://www.onsemi.com/ Prepared by: Kahou Wong on Jan 20, 2006 input box is blue colored output box is green colored Note: n1 is primary turn number, n2 is main output, n3 is V CC biasing Equation used: V(switch) = Vin + (Vout + Vd) *(n1/n2) Equation used: V(diode) = Vout + Vin / (n1/n2) Equation used: duty = ((n1/n2) * (Vout + Vd) ) / (Vin + (n1/n2) * (Vout + Vd) ) ← Maximum available duty in NCP1271 is 80% (75% min, 85% max) Equation used: R(cs) = 1 / Ipk Equation used: Pin, max = duty * Vin * Ipk Equation used: Pout = Iout * Vout Equation used: eff = Pout / Pin ← Need to check if it is too high Note: Avaliable frequency options in NCP1271 is 65kHz and 100kHz Equation used: L = Vin * duty / Ipk / freq Note: Higher inductor value makes CCM Equation used: delta(i) = duty / freq * Vin / L ← Current ripple decides CCM or DCM Part IIIa. Continuous Conduction Mode (CCM) Scenario (when inductor current ripple is lower than maximum switch current) Maximum input power (input high, CCM) 106,83 W Equation used: Pin, max = duty * Vin * (Ipk - delta(i) / 2) Maximum input power (input low, CCM) 111,03 W Required minimum efficiency (input high, CCM) 84,24 % Equation used: eff = Pout / Pin Required minimum efficiency (input low, CCM) 81,06 % ← Need to check if it is too high Part IIIb. Discontinuous Conduction Mode (DCM) Scenario (when inductor current ripple is higher than maximum switch current) Duty (input high, DCM) 26,52 % Equation used: duty = Ipk * freq * L / Vin Duty (input low, DCM) 58,34 % Discharge-duty (input high, DCM) 55,03 % Equation used: discharge-duty = Vin / ((n1/n2) * (Vout + Vd) ) * duty Discharge-duty (input low, DCM) 55,03 % ← Need to check (duty + discharge-duty < 100%) Maximum input power (input high, DCM) 112,60 W Equation used: Pin, max = duty * Vin * Ipk / 2 Maximum input power (input low, DCM) 112,60 W Required minimum efficiency (input high, DCM) 79,93 % Equation used: eff = Pout / Pin Required minimum effiiciency (input low, DCM) 79,93 % ← Need to check if it is too high Part IV. Auxiliary Winding for Bias Supply Voltage VCC Please enter additional output voltage Please enter the diode volt drop on this output Transformer ratio (n1/n3) Diode stress on this output Part V. Snubber Circuit Please enter the snubber resistor MOSFET stress 1 (due to output winding reflection) Power to spend (due to reflected output), DCM Power to spend (due to reflected output), CCM Please enter the leakage inductance of the transformer Power to spend in the leakage inductance Snubber voltage (due to leakage) MOSFET stress 2 (due to leakage) Minimum snubber capacitor Part VI. Skip Adjust Corresponding skip resistor Pin 1 nominal voltage (Note 4) Skip duty (borderline duty between normal and skip operation). Notes: 16 1 6,24 51,28 27,0 326 0,229089 0,280925 5,0 2,4 255,7 475,7 1139,6 V V (ratio) V kΩ V W W µH W V V pF 20,0 kΩ 0,86 V -14,2 % Equation used: n1/n3 = n1/n2 * (Vout1+Vd1) / (Vout2+Vd2) Equation used: V(diode) = Vout + Vin / (n1/n3) Equation used: V(switch) = Vin + (Vout + Vd) *(n1/n2) Equation used: Power = (voltage² / resistor) * discharge-duty Equation Equation Equation Equation used: used: used: used: Power = ½ * L(leakage) * Ipk² * freq Voltage = sqrt( power * resistor) Max voltage = input voltage + snubber voltage C > 2 * Power / ( voltage² * freq ) Note: Application range of skip resistor is between 30kΩ and 82kΩ. Equation used: V(pin1) = 43µA * R(skip) Equation used: D(skip) = (R(skip)*I(skip) - 1.25) / 0.73 / 3 * 80% ← Need to compare with the duty in Part III to check if it is too high C.2 SIMULACIÓN DEL FLYBACK Y REALIMENTACIÓN Para el diseño de los elementos requeridos por el integrado NCP1271 se utilizó una herramienta de diseño, que se encuentra en: http://www.onsemi.com/PowerSolutions/search.do?query=flyback+automation&ex c=yes&basic=yes&param1=type&param1_val=document. Es proporcionada por el fabricante ON SEMICONDUCTOR, se llama Flyback Automation y permite el diseño de los elementos del lazo de realimentación del conversor, de esta herramienta tenemos: C.2.1 ESPECIFICACION DELOS ELEMENTOS C.2.2 SIMULACION DE A ETAPA DE POTENCIA C.2.3 ELEMENTOS DEL OPTOACOPLADOR C.2.4 LAZO DE CONTROL C.2.5COMPENSACION FINAL C.2.6 LAZO DE REALIMENTACION FINAL ANEXO D HOJAS DE DATOS MICROCONTROLADOR ATXMEGA128A4U……………………….D-1 CONTROLADOR PWM NCP1271……………………………………D-09 PUERTO USB DEDICADO A LA CARGA TPS2511………………..D-12 DRIVER IR2101…………………………………………………………D-15 BALANCEADOR DE CELDAS DE BATERIAS BQ76925.…………D-18 SENSOR DE ORRIENTE ACS712…………………………………….D-23 MOSFET IPA65RR190C6……………………………………………...D-27 MOSFET IRF640………………………………………………………..D-29 SENSOR DE TEMPERATURA LM35D……………………………....D-31 D-1 D-2 D-3 D-4 BALANCEADOR DE CELDADS DE BATERIAS76925 D-5 D-6 D-7 D-8 D-9 D-10 D-11 D-12 D-13 D-14 D-15 D-16 D-17 D-18 D-19 D-20 D-21 D-22 D-23 D-24 D-25 D-26 D-27 D-28 D-29 D-30 D-31 D-32