Capítulo 12: Amplificadores de Potencia

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Capítulo 12: Amplificadores de Potencia
Hay varios tipos de amplificadores. Por ejemplo, un micrófono recibe
una señal de un nivel bien bajo, digamos algunos milivoltios, y los
amplifica. En casos como el del micrófono o el amplificador de la señal
recibida en una antena, los factores que generalmente más nos
preocupan son la linearidad de la amplificación y la ganancia de voltaje.
Como tanto el voltaje como la corriente son pequeñas en un
amplificador de señales pequeñas, ni la capacidad de manejo de potencia
ni la eficiencia de potencia son preocupaciones mayores. Un
amplificador de voltaje provee amplificación de voltaje para aumentar el
nivel de voltaje de la señal de entrada.
Un amplificador de potencia o un large signal amplifier provee
suficiente potencia a una carga como para mover una bocina o algún
otro dispositivo que consuma considerable potencia. Estamos hablando
de niveles de potencia que comiencen en varios vatios. En este capítulo
nos concentraremos en amplificadores de señales de gran voltaje con
niveles de corriente de moderados a altos.
En un amplificador de potencia o un large signal amplifier las
principales especificaciones son:
1. la eficiencia de potencia
2. la potencia máxima que el circuito es capaz de manejar
3. impedance matching con el dispositivo de salida
Un método muy común de caracterizar los amplificadores es usando el
concepto de su clase. La clase representa el porcentaje de la variación en
grados de la señal de salida en comparación con un ciclo completo de la
señal de entrada.
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Clase A: La señal de salida varía durante los 360o de la señal de entrada.
Esto requiere que el punto de operación Q sea escogido de forma que la
señal de entrada pueda tener una amplia fluctuación desde su valor
mínimo hasta su valor máximo sin que la señal de salida ni se sature ni
se corte.
Clase B: La señal de salida varía durante 180o o medio ciclo de la señal
de entrada. El bias DC es a nivel de 0 V y la salida varía desde este
punto durante sólo medio ciclo de la señal de entrada. Clase B
seriamente distorsionaría la señal de entrada. Sin embargo, es posible
combinar dos amplificadores clase B en una operación conocida como
push-pull en donde cada uno de los dos amplificadores tan solo funciona
durante medio ciclo.
Clase AB: El nivel DC de bias se encuentra por encima del nivel de cero
corriente del amplificador clase B y por encima de la mitad del nivel de
voltaje del amplificador clase A. Al igual que el amplificador clase B el
amplificador clase AB también requiere de una conección push-pull para
poder amplificar un ciclo completo de la señal de entrada. Es más
eficiente que el clase A. Para operación clase AB la señal de salida
fluctúa de entre 180o a 360o de la señal de entrada.
Clase C: Opera durante menos de 180o del ciclo de la señal de entrada.
Depende de un circuito sintonizado para filtrar componentes de
frecuencia no deseados.
Clase D: Usa pulse width modulation (PWM) en donde el amplificador
está prendido durante unos cortos intervalos de tiempo. Su eficiencia
puede llegar a ser muy alta.
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La eficiencia de un amplificador se define como la razón de la potencia
de salida a la potencia de entrada. La eficiencia de potencia de un
amplificador aumenta según progresamos de clase A a clase D.
Por ejemplo, un amplificador clase A consume un gran porcentaje de la
potencia en sencillamente mantener los voltajes y corrientes de bias. En
dicho caso, muy poca potencia en realidad llega a la carga. Veremos que
la eficiencia máxima a la que puede aspirar un amplificador clase A es
de 50% y para lograrlo requiere que la carga esté acoplada mediante un
transformador. En cambio, si la resistencia de carga no está acoplada
mediante transformador, entonces la máxima posible eficiencia es de tan
sólo 25%.
Un amplificador clase B cuyos voltajes y corrientes de bias son cero
cuando no hay señal de entrada puede llegar a una eficiencia máxima de
78.5%.
La eficiencia de un amplificador clase AB está entre los valores del clase
A y los del clase B.
Los amplificadores clase C y clase D pueden rendir eficiencias de más
de 90%.
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Sección 12.1: Series-Fed Class A Amplificer
Consideremos el más sencillo posible amplificador clase A.
La única diferencia entre este circuito y el amplificador típico de señales
pequeñas es que la señal de entrada es mucho más grande, en el rango de
voltios, en vez de estar en el rango de micro voltios o mili voltios. Por lo
tanto, el transistor es un transistor de potencia capaz de soportar varias
decenas de vatios. La  del transistor de potencia no es muy grande que
digamos, generalmente es menor de 100.
La siguiente figura muestra un transistor de potencia típico en donde el
colector consiste de toda el área de superficie externa facilitando así la
disipación de potencia.
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Si hacemos un análisis DC mediante un KVL obtenemos la siguiente
ecuación.
VCC – IB RB – 0.7 = 0
IB =
VCC  0.7
RB
Sabemos que en la región activa
IC =  IB
Otro KVL nos lleva a
VCC – IC RC – VCE = 0
VCE = VCC – IC RC
Esta última ecuación define el DC load line que junto a las curvas
características del transistor en su configuración de common emitter (i.e.
IC contra VCE) define el punto de operación Q del transistor.
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La intersección del valor de la corriente DC IB con el DC load line nos
da el punto de operación Q.
Si escogemos el punto de operación Q de forma que ICQ se encuentre
exactamente a mitad de camino entre 0 y VCC/RC entonces obtendremos
la máxima posible fluctuación en la corriente de colector. De igual
forma si escogemos el punto de operación Q de forma que V CEQ se
encuentre a mitad de camino entre 0 y VCC entonces obtendremos la
máxima posible fluctuación en el voltaje de colector a emitter.
Veamos ahora la operación en términos AC. Cuando hay una señal AC
en la entrada del amplificador la corriente de base fluctuará por encima y
por debajo del punto de operación y esto hará que tanto la corriente de
colector como el voltaje de colector a emitter fluctúen con respecto a sus
valores DC. Si la amplitud de la señal de entrada aumenta, la fluctuación
de la corriente de colector así como la fluctuación del voltaje de colector
a emitter aumentarán hasta que uno de los dos alcance su límite. Los
límites para la corriente de colector son 0 y VCC/RC. Los límites para el
voltaje de colector a emitter son de 0 a VCC. La siguiente figura muestra
el arreglo.
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La parte a muestra las fluctuaciones correspondientes a una señal de
pequeña amplitud y la parte b muestra las fluctuaciones correspondientes
a una señal de mucho mayor amplitud.
Ahora procederemos a calcular la potencia de entrada, la potencia de
salida y la eficiencia de potencia.
La potencia de entrada a un amplificador la provee el power supply. En
ausencia de señal,
Pi(dc) = VCC ICQ
Aún si una señal de entrada AC (por conveniencia asumimos que es
sinusoidal) estuviera presente, la corriente promedio seguiría siendo ICQ
y Pi(dc) no cambiaría.
La potencia de salida se manifiesta a través de la resistencia de carga RC.
Po(ac) = IC2(rms) RC
8
Como para efectos AC el voltaje a través de la resistencia de carga es
igual a VCE(rms) y a VC(rms),
Po(ac) = VCE(rms) IC(rms)
VC2 ( rm s)
Po(ac) =
RC
La eficiencia de potencia es la potencia de salida (AC) en la resistencia
de carga dividida por la potencia DC de entrada. Esto es,
Po ( ac)
%  = P ( dc) x 100
i
Calculemos ahora el máximo posible valor de dicha eficiencia para
nuestro amplificador clase A.
La máxima posible fluctuación AC en corriente de colector se logra
VCC
VCC
escogiendo ICQ = 2 R , esto es a la mitad de camino entre 0 y
. De
RC
C
VCC
esta forma la corriente AC de colector tendrá una amplitud de 2 R y un
C
VCC
valor RMS de
.
2 2 RC
La máxima posible fluctuación AC de voltaje de colector a emitter se
VCC
logra escogiendo VCEQ = 2 , esto es a la mitad de camino entre 0 y
9
VCC. De esta forma el voltaje AC de colector a emitter tendrá una
VCC
VCC
amplitud de 2 y un valor RMS de
.
2 2
Debemos recordar que potencia AC = Vrms Irms y que la amplitud de una
onda sinusoidal dividida por
2 nos da el valor RMS.
máximo Po(ac) =
VCC
2 2 RC
2
VCC
=
8 RC
VCC
2 2
La potencia de entrada está dada por el producto del voltaje del power
supply, VCC, y la máxima posible corriente DC de colector escogida
como el punto medio entre 0 y
VCC
VCC
, esto es, 2 R .
RC
C
Pi(dc) = VCC
2
VCC
VCC
=
2 RC
2 RC
Po ( ac)
máximo %  = P ( dc) x 100 =
i
(
2
VCC
8 RC
/
2
VCC
2 RC
) x 100
2
máximo %  =
x 100 = 25%
8
En la práctica, dado que las condiciones no siempre van a ser ideales,
pues no siempre vamos a poder escoger el punto de operación en
exactamente a la mitad de camino de la corriente de colector y
10
simultáneamente a la mitad de camino del voltaje de colector a emitter,
la eficiencia de potencia es menor del 25%.
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Los amplificadores clase A con carga resistiva sufren dos limitaciones
fundamentales:
1. La mitad de la potencia suplida por el power supply es consumida
como potencia DC en la resistencia de carga.
2. Algunos tipos de carga no pueden ser conectados a este tipo de
amplificador. Por ejemplo, una segunda etapa de amplificación
quedaría conectada donde se encuentra la resistencia de carga. En
dicho caso el voltaje AC sería demasiado grande.
Para subsanar estas dos limitaciones consideraremos el amplificador
clase A con resistencia de carga acoplada mediante transformador.
Consideremos ahora el DC load line para el transformer-coupled class A
amplifier.
Nuestro circuito básico es el siguiente.
Los alambres del embobinado en el transformador poseen una muy
pequeña resistencia que para efectos prácticos la podemos descartar. El
voltaje promedio o DC del colector es VCC.
12
Si la descartamos la resistencia del embobinado, el DC load line es, tal y
como muestra la siguiente figura, una línea vertical. Dibujamos dicha
línea vertical usando VCEQ como referencia.
El punto de operación Q está definido por la intersección del DC load
line vertical y la corriente DC de base. La corriente ICQ la obtenemos
proyectando el punto de operación Q en el eje vertical de corriente de
colector.
Es importante escoger un punto de operación que permita una amplia
fluctuación tanto para la corriente de operación como para el voltaje de
colector a emitter. De lo contrario, la eficiencia sufrirá.
Consideremos ahora el AC load line. Para ello tenemos que considerar la
resistencia de carga en la secundaria del transformador proyectada a la
primaria, la cual tendrá un valor de RL’ = a2 RL donde a = N1/N2 = razón
de vueltas del transformador. Para dibujar el AC load line trazamos una
línea que pase por el punto de operación Q y que tenga una pendiente
igual a – 1/ RL’.
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El AC load line nos muestra que si la amplitud de la señal es
suficientemente alta, el voltaje AC hasta puede exceder el voltaje VCC
del power supply. Por eso siempre se recomienda comparar el voltaje
máximo esperado con las especificaciones del transistor.
Esto lo podemos ver matemáticamente. El AC load line está definido por
la siguiente ecuación.
1
IC = - R ' VCE + k
L
donde k es una constante
VCC
En el punto de operación Q la corriente de colector ICQ = R ' y el
L
voltaje de colector a emitter VCE = VCC. Con esta información podemos
determinar el valor de la constante k.
1
2VCC
VCC
=
V
+
k
=>
k
=
RL' CC
RL'
RL'
El AC load line está dado por la siguiente ecuación.
1
2VCC
IC = - R ' VCE + R '
L
L
Esto demuestra que si VCE = 0, entonces IC =
2VCC
, y que si IC = 0,
RL'
entonces VCE = 2 VCC.
Hagamos algunos cómputos de las fluctuaciones en voltaje de colector a
emitter y en corriente de colector.
14
VCE(p-p) = VCE max - VCE min
IC(p-p) = IC max - IC min
La potencia AC a través de la primaria del transformador está dada por
la siguiente ecuación.
Po(ac) =
Po(ac) =
VCE max VCE min
I C max  I C min
2 2
2 2
(VCE max VCE min ) ( I C max  I C min )
8
(VCE max  VCE min )
1
Po(ac) =
(VCE max - VCE min)
8
RL'
2
VCC
2VCC
1
Po(ac) =
(2 VCC) ( ' ) =
RL
8
2 RL'
Calculemos ahora la máxima posible eficiencia del amplificador clase A
con resistencia de carga acoplada mediante transformador.
Pi(dc) = VCC ICQ
Pi(dc) =
VCC
Po ( ac)
máximo %  = P ( dc) x 100 =
i
2
VCC
VCC
= R'
RL'
L
(
2
VCC
2 RL'
/
2
VCC
RL'
) x 100 = 50%
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Normalmente los transformadores son bastante eficientes, digamos que
cuentan con por lo menos un 90% de eficiencia. En dicho caso, la
potencia AC en la secundaria del transformador en donde se encuentra la
resistencia de carga deberá ser aproximadamente igual a la potencia AC
en la primaria que acabamos de calcular.
También podemos directamente calcular la potencia en la carga.
N2
VL = V2 = N V1
1
VL2 ( rm s)
PL =
RL
o
N1
IL = I2 = N IC
2
PL = IL2(rms) RL
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Ejemplo: En el siguiente circuito una bocina de 8  está acoplada
mediante transformador a un amplificador. La corriente DC de base es
de 6 mA y con respecto a dicho valor DC el componente AC de la
corriente de base tiene una amplitud de 4 mA. Esto es, IB = 4 mA.
Los DC y AC load lines aparecen indicadas en la siguiente figura.
De los load lines se desprende que VCEQ = VCC = 10 V, ICQ = 140 mA.
RL’ = a2 RL
17
RL’ = (
N1 2
) RL = (32) (8) = 72 
N2
El AC load line tendrá un pendiente de -1/72, y pasará por el punto de
operación Q. Para facilitar el poder dibujar el AC load line calculemos la
fluctuación máxima o amplitud máxima de la corriente de colector.
VCE
10
 IC = R ' =
= 0.139 A = 139 mA
72
L
Por lo tanto, la máxima corriente de colector está definida por
max (IC) = ICQ +  IC = 140 + 139 mA = 279 mA
Ahora tenemos dos puntos, IC = 279 mA en el eje vertical y el punto de
operación Q para trazar el AC load line.
Los valores máximos y mínimos de la corriente de base están dados por
max(IB) = IBQ + IB = 6 + 4 = 10 mA
min(IB) = IBQ - IB = 6 - 4 = 2 mA
La intersección de max(IB) = 10 mA con el AC load line y su
correspondiente proyección en el eje vertical nos da IC max = 255 mA. La
correspondiente proyección en el eje horizontal nos da VCE min = 1.7 V.
La intersección de min(IB) = 2 mA con el AC load line y su
correspondiente proyección en el eje vertical nos da IC min = 25 mA. La
correspondiente proyección en el eje horizontal nos da VCE max = 18.3 V.
18
La potencia AC suplida a la carga está dada por la siguiente expresión.
Po(ac) =
Po(ac) =
(VCE max VCE min ) ( I C max  I C min )
8
(18.3 1.7) ( 255  25)
= 477.25 mW = 0.477 W
8
Antes de poder calcular la eficiencia de potencia primero tenemos que
calcular la potencia DC que suple el power supply.
Pi(dc) = VCC ICQ
Pi(dc) = (10 V) (140 mA) = 1400 mW = 1.4 W
Como la resistencia interna del embobinado del transformador es
pequeña vamos a descartar las pérdidas del transformador.
La diferencia entre la potencia DC que suple el power supply y la
potencia AC suplida a la resistencia de carga nos da las pérdidas
disipadas como calor la cual denotaremos como PQ.
PQ = Pi(dc) – Po(ac)
PQ = 1.4 W – 0.477 W = 0.92 W
Finalmente podemos calcular la eficiencia de potencia.
% =
0.477
x 100 = 34.1 %
1 .4
19
Este resultado es un poco menor que la eficiencia máxima teóricamente
posible de 50% para el amplificador clase A con resistencia de carga
acoplada mediante transformador.
20
Sección 12.4: Amplificador Clase B
Tenemos operación clase B cuando no hay bias. Esto es, el transistor
permanece apagado si no hay señal y el transistor tan sólo conduce
durante medio ciclo de la señal de entrada. Si deseamos que el transistor
opere durante el ciclo completo de la señal entonces necesitamos dos
transistores y que cada uno de ellos opere durante la mitad del ciclo en el
que el otro transistor está apagado. Como una parte del circuito empuja
la señal durante medio ciclo, y otra parte del circuito hala la señal
durante el restante medio ciclo, al circuito se le conoce como un circuito
push-pull.
La siguiente figura muestra un diagrama de la operación push-pull.
Próximamente demostraremos que la operación push-pull es más
eficiente que la operación clase A.
En configuración push-pull uno o dos power supplies suplen la potencia
de entrada o la potencia DC.
21
En ambos casos
Pi(dc) = VCC Idc
En el caso de un push-pull como el mostrado en la parte a) de la última
figura cada uno de los dos power supplies generará una onda de
corriente como la siguiente.
En cambio, en el caso de un push-pull como el mostrado en la parte b)
de la figura hay un solo power supply generando una onda de corriente
como la siguiente.
22
En ambos casos la corriente promedio o DC está dada por la siguiente
ecuación.
T
Idc
2
1
= T  i (t ) dt = T
0
T /2
2
0 i (t ) dt = T
T /2
 I ( p) sin( t ) dt
0
Donde I(p) es la corriente pico o la amplitud de la corriente.
Idc = -
Idc = -
2 1
I ( p ) cos(  t ) |T0 / 2
T 
2 1
T
I ( p) [ cos(2 f )  cos0]
T 2 f
2
Idc = -
1
I ( p) [cos  - 1]

Idc = -
1

Idc =
I ( p) [-1 - 1]
2

I ( p)
23
La potencia DC suplida por el o por los power supplies está dada por la
siguiente ecuación.
Pi(dc) = VCC Idc
Pi(dc) = VCC
2

I ( p)
Podemos calcular la potencia AC suplida a la carga. Si expresamos esa
potencia en términos de voltaje RMS obtenemos la siguiente ecuación.
VL2 ( rm s)
Po(ac) =
RL
Si expresamos la potencia en términos de voltaje pico a pico o en
términos de voltaje pico (i.e. amplitud) entonces obtenemos las
siguientes ecuaciones.
VL2 ( p  p )
VL2 ( p )
Po(ac) =
=
8 RL
2 RL
No debemos olvidar que la amplitud de un sinusoide dividido por la raíz
cuadrada de dos nos da el valor RMS, y si comenzamos con la amplitud
pico a pico, si la dividimos entre dos obtenemos la amplitud y si dicho
resultado lo dividimos entre la raíz cuadrada de dos obtenemos el valor
RMS.
Ahora podemos calcular la eficiencia de un amplificador clase B.
24
Po ( ac)
%  = P ( dc) x 100
i
VL2 ( p )
2 RL
% =
x 100
2
VCC I ( p )

Como I(p) =
VL ( p )
RL
VL ( p ) I ( p )
2
% =
x 100
2
VCC I ( p )

 VL ( p )
% = 4 V
x 100
CC
Como max(VL(p)) = VCC ,
max ( %  ) =

x 100 = 78.5 %
4
La potencia disipada en forma de calor por los dos transistores de
potencia es la diferencia entre la potencia de entrada suplida por el o por
los power supplies y la potencia suplida a la carga.
P2Q = Pi(dc) – Po(ac)
25
Donde P2Q es la potencia disipada por los dos transistores de potencia.
La potencia disipada por cada uno de los transistores de potencia está
dada por la siguiente ecuación.
PQ
P2Q
=
2
Ejemplo numérico: Dado un amplificador clase B que provee una señal
pico de 20 V a una bocina de 16  y con un power supply VCC = 30 V,
calcule la potencia dc de entrada, la potencia ac de salida en la carga, la
eficiencia del amplificador y la potencia disipada como calor en cada
uno de los dos transistores de potencia.
La corriente pico está dada por
IL(p) =
20 V
VL ( p )
=
RL
16 
= 1.25 A
La corriente promedio o DC está dada por
Idc =
2

I L ( p) =
2

(1.25) = 0.796 A
La potencia suplida por el power supply está dada por
Pi(dc) = VCC Idc
Pi(dc) = (30) (0.796) = 23.9 W
La potencia AC suplida a la carga está dada por
26
VL2 ( p )
Po(ac) =
=
2 RL
202
= 12.5 W
(2) (16)
La eficiencia de potencia está dada por
Po ( ac)
%  = P ( dc) x 100
i
% =
12 .5
x 100 = 52.3 %
23 .9
Sabemos que la eficiencia máxima para este tipo de amplificador es de
78.5 % por lo que el resultado obtenido, de 52.3 %, es razonable.
La potencia disipada en forma de calor por los dos transistores de
potencia está dada por
P2Q = Pi(dc) – Po(ac)
P2Q = 23.9 - 12.5 = 11.4 W
La potencia disipada por cada transistor de potencia está dada por
P2Q
PQ =
2
PQ =
11 .4
= 5.7 W
2
Cada transistor de potencia deberá ser capaz de soportar por lo menos
5.7 W. De lo contrario, se quemará.
27
Sección 12.5 Class B Amplifier Circuits
Veamos algunas de las más populares formas de obtener de una sola
señal de entrada una versión en fase con la entrada y su correspondiente
inverso.
El siguiente circuito es un típico transformer-coupled push-pull circuit.
28
Cuando la señal de entrada es positiva, Q1 conduce y Q2 está apagado.
La corriente I1 a través del transformador genera el primer medio ciclo
de la versión amplificada de la señal en la carga. Durante el segundo
medio ciclo Q1 está apagado, Q2 conduce y la corriente I2 genera el
segundo medio ciclo, e invertido, de la versión amplificada de la señal
en la carga. Finalmente la carga ve un ciclo completo de la señal de
entrada amplificada.
Veamos ahora algunos ejemplos de circuitos de simetría complementaria
en donde la combinación de un transistor pnp y uno npn es utilizada para
sintetizar un amplificador clase B.
29
Una desventaja de estos circuitos es que requieren dos power supplies.
Otra desventaja, mostrada en la parte c), es la distorsión que ocurre en el
crossover de operación de un transistor a otro. Esto se debe a cuando la
señal está en 0 voltios y la conmutación entre los dos transistores no es
perfecta. Hasta puede que ambos transistores estén apagados en dicha
transición, y de ser así, la salida no es una versión amplificada de la
entrada. Este problema del crossover distortion puede resolverse
operando en clase AB. En clase AB ambos transistores permanecen
prendidos por poco más de medio ciclo.
30
La siguiente figura muestra una versión más práctica de un circuito
push-pull usando transistores complementarios.
La resistencia de carga está conectada a la salida de circuitos emitter
followers. De esta forma se logra machear la impedancia de salida del
amplificador con la baja resistencia de la carga. El circuito utiliza
transistores en configuración Darlington pair para aumentar la ganancia
de corriente y disminuir la impedancia de salida.
31
Quasi-Complementary Push-Pull Amplifier
Consideremos la configuración típica push-pull mostrada en la siguiente
figura.
Esta configuración básica produce los siguientes problemas:
1. Los dos transistores requieren señales de entrada con polaridades
distintas.
2. El transistor T1 es un common collector y el transistor T2 es un
common emitter. Por lo tanto, van a tener distintas impedancias de
entrada, distintas impedancias de salida, distintas ganancias de
voltaje y distintas ganancias de corriente.
3. T1 tiene una ganancia de voltaje de aproximadamente uno
mientras que T2 tiene una ganancia de voltaje mayor de uno.
4. La impedancia de salida de los transistores es distinta.
Una forma de evitar todos los anteriores problemas es obteniendo
operación complementaria pero usando dos transistores macheados de
32
tipo npn. Esto se logra con un circuito cuasi-complementario como el
mostrado en la siguiente figura.
La operación push-pull se logra usando los transistores complementarios
Q1 y Q2 colocados antes de los transistores npn macheados Q3 y Q4. Los
transistores Q1 y Q3 forman un Darlington pair que proveen baja
impedancia de salida y que alimentan el feedback pair formado por Q 2 y
Q4 que presentan baja impedancia a la carga. Se puede ajustar la
resistencia R2 de forma que se ajuste el bias y de esta forma se minimice
el crossover distortion. De esta forma se logra amplificación del ciclo
completo de la señal de entrada minimizando la distorsión.
El amplificador cuasi-complementario push-pull es el más popular
amplificador de potencia.
33
Ejemplo numérico: Dado el siguiente circuito con voltaje de entrada de
12 V rms calcule la potencia DC de entrada, la potencia AC de salida, la
eficiencia de potencia, y la potencia disipada por cada transistor.
Calculemos la amplitud del voltaje de entrada o el voltaje de entrada
pico.
Vi(p) =
2 Vi(rms) =
2 (12) = 16.97  17 V
Como el amplificador tiene una ganancia de voltaje de aproximadamente
uno el voltaje pico en la carga también es de 17 V.
VL(p) = 17 V
La potencia AC en la salida es
34
VL2 ( rm s)
Po(ac) =
=
RL
(
VL ( p ) 2
)
172
2
=
= 36.125 W
RL
2 ( 4)
La corriente pico de carga es
17V
VL ( p )
=
= 4.25 A
RL
4
IL(p) =
La corriente promedio o DC suplida por los power supplies es
Idc =
2

IL(p) =
2 ( 4.25)

= 2.71 A
La potencia DC suplida es
Pi(dc) = VCC Idc = (25) (2.71) = 67.75 W
La eficiencia de potencia es
Po ( ac)
%  = P ( dc) x 100
i
% =
36.125
x 100 = 53.3 %
67.75
La potencia disipada por los dos transistores es
P2Q = Pi(dc) - Po(ac) = 67.75 - 36.125 W = 31.625 W
La potencia disipada por cada transistor es
P2Q
31.625
PQ =
=
= 15.8 W
2
2