Fuentes Conmutadas - EETP Nº 460 - Guillermo Lehmann

ELECTRÓNICA INDUSTRIAL
FUENTES DE ALIMENTACIÓN
CONMUTADAS
6° B – ELECTRÓNICA
2011
E.E.T Nº 460 “Guillermo Lehmann”
Departamento de Electrónica
Electrónica Industrial
1. INTRODUCCIÓN
Todo dispositivo electrónico requiere de una fuente de alimentación para su funcionamiento.
Si bien bajos consumos pueden ser alimentados desde baterías, la mayoría de los equipos
toman su alimentación de la red, convirtiendo la tensión alterna en adecuados valores de
continua.
Prácticamente todas las fuentes de alimentación incluidas en equipos actuales, tanto en los
de uso industrial o de instrumentación, como en computadoras o en dispositivos de consumo
masivo, cuentan con fuentes del tipo conmutado, conocidas también por las iniciales SMPS,
derivadas de su denominación en inglés, Switched Mode Power Supply.
En este tipo de reguladores, la transferencia de energía desde la entrada a la salida no se
realiza en forma continua, sino en forma de paquetes mediante la inclusión de elementos
reactivos que actúan como acumuladores de energía. Esto es posible gracias a las tecnologías
desarrolladas para la fabricación de los elementos activos y pasivos requeridos en el diseño de
fuentes conmutadas. El advenimiento de transistores MOSFET de potencia con altas
capacidades de conmutación, junto con la disponibilidad de diodos de alta velocidad y
superiores materiales magnéticos han impulsado definitivamente la adopción de este tipo de
circuitos convertidores como base de diseño de todo tipo de fuentes de alimentación.
El esquema básico de una fuente conmutada es el siguiente:
Figura 1.1.- Bloques que componen a una fuente de alimentación conmutada.
A los elementos funcionales indicados, normalmente se agrega un transformador entre la
etapa de conmutación de alta frecuencia y el filtro de salida para aislar galvánicamente la
entrada de la salida.
El principio de funcionamiento de las fuentes conmutadas, permite que las mismas
presenten las siguientes ventajas:
• Tamaño y peso reducido. La operación a frecuencias elevadas permite la reducción del
tamaño de los elementos inductivos, transformadores e inductancias.
• Mayor frecuencia del ripple de salida, facilitando las tareas de filtrado y reduciendo el
tamaño de los elementos requeridos.
2011
6º B – Electrónica
2
E.E.T Nº 460 “Guillermo Lehmann”
Departamento de Electrónica
Electrónica Industrial
• Alta eficiencia. El elemento activo de conmutación (transistor o MOSFET), opera entre
corte y saturación, reduciendo su disipación de potencia. Rendimientos típicos del 80 al
90% pueden ser fácilmente obtenidos (en oposición al 30 a 40% ofrecido por las fuentes
reguladas linealmente). Adicionalmente las fuentes conmutadas alcanzan su máximo
rendimiento a plena carga, en contraposición de las fuentes convencionales donde su
mayor rendimiento se obtiene en vacío.
• Bajo costo. Debido a su reducido volumen y disipación, los elementos activos, pasivos y
de disipación son más pequeños, con el consecuente ahorro en el gabinete, montaje y
ventilación.
• Amplio rango de tensión de entrada. Mediante la variación del ciclo de trabajo, estas
variaciones pueden ser fácilmente compensadas.
Como desventajas pueden considerarse su mayor complejidad de diseño, emisión de
señales de interferencia de radiofrecuencia y menor velocidad de respuesta ante bruscas
variaciones de carga.
2. CONVERTIDORES CC-CC Y ALIMENTACIONES
CONMUTADAS
Estos dos tipos de montajes apenas difieren en su principio, lo único que permite establecer
una distinción es la fuente primaria de alimentación. En el caso del convertidor CC-CC, esta
fuente es una batería, mientras que en el de una alimentación conmutada es simplemente la
red tras su rectificación directa y filtrado.
Figura 2.1.- Convertidor CC-CC (a); fuente de alimentación conmutada con aislamiento de la red (b).
2011
6º B – Electrónica
3
E.E.T Nº 460 “Guillermo Lehmann”
Departamento de Electrónica
Electrónica Industrial
3. CIRCUITO CONVERTIDOR
3.1 CONVERTIDOR REDUCTOR (BUCK)
Un convertidor reductor básico se muestra en la figura 3.1. Como su nombre lo indica el
convertidor reductor, también llamado forward, establece una tensión de salida Vout menor que
la tensión de entrada Vin. El convertidor puede funcionar de dos modos, dependiendo de la
continuidad de la corriente sobre el inductor L. Cuando la corriente es diferente de cero durante
el período de conmutación el convertidor opera en modo de conducción continua. En cambio
cuando la corriente del inductor es cero durante un intervalo de tiempo dentro del período de
conmutación se está en presencia del modo de conducción discontinua.
Figura 3.1.- Topología de un convertidor reductor.
Se analizara cada modo de operación por separado siguiendo las siguientes suposiciones:
1. El análisis se realizará considerando el régimen permanente o en estado
estacionario de funcionamiento del convertidor.
2. La tensión de salida Vout está libre de ondulación o ripple. Se supone que la
frecuencia impuesta por L y C, es suficientemente menor que la frecuencia de
conmutación de la llave (SW).
3. Tanto las llaves como los elementos pasivos son ideales. Significa que se desprecia
la caída de tensión sobre los dispositivos semiconductores y no existen pérdidas de
potencia en la conmutación de las llaves, ni pérdidas de potencia en los elementos
pasivos.
3.1.1 Modo de Conducción Continua
En la figura 3.2 se muestra el comportamiento del convertidor durante el intervalo de tiempo
(tc) en el que la llave (SW) permanece cerrada, y en la figura 3.3 se muestra el comportamiento
del convertidor durante el intervalo de tiempo (T-tc) en que la llave (SW) permanece abierta,
siendo T el período de conmutación. Podemos definir entonces al período de trabajo D como:
D=
2011
tc
T
6º B – Electrónica
4
E.E.T Nº 460 “Guillermo Lehmann”
Departamento de Electrónica
Electrónica Industrial
Observando la figura 3.2, la tensión de alimentación Vin se aplica a un extremo del inductor
L. Bajo la suposición de que Vout es constante entonces la tensión sobre L toma el valor Vin –
Vout. La corriente que se establece en L crece, por tanto, linealmente según la siguiente ley:
 V − Vout
I LO − I MIN =  in
 LO

 ⋅ t

(1)
Figura 3.2.- Circuito resultante con SW cerrada.
Figura 3.3.- Circuito resultante con SW abierta.
Como Vin es mayor a Vout la corriente crece linealmente en el tiempo, produciendo un
incremento de la energía almacenada en el inductor. Cuando la llave SW se abre, la corriente
por el inductor es distinta de cero por lo tanto se induce una tensión sobre LO, para sostener
dicha corriente. El signo de la tensión inducida es tal que polariza en forma directa al diodo D, y
su valor se enclava al valor de tensión Vout de salida, impuesta por el capacitor C (figura 3.4).
2011
6º B – Electrónica
5
E.E.T Nº 460 “Guillermo Lehmann”
Departamento de Electrónica
Electrónica Industrial
Figura 3.4.- Tensión sobre el diodo.
Tomando nuevamente la definición dada por (1), la corriente por el inductor toma la forma:
I LO = I Lmáx −
Vout
⋅ (t − t c )
L
tc < t < T
(2)
Durante este intervalo de tiempo la corriente por el inductor decrece linealmente según (2)
hasta alcanzar el valor IMIN, al final del intervalo. Como se observa en la figura 3.5, la corriente
del diodo D es la corriente del inductor, durante este intervalo de tiempo. En estado
estacionario toda la energía acumulada en el inductor L durante tc, es entregada durante el
intervalo T-tc, de tal modo que la corriente disminuye.
Figura 3.5.- Corriente sobre el inductor.
Por lo tanto, la relación de conversión del convertidor reductor resulta:
Vout
=D
Vin
(3)
La relación de conversión dada por (3) es lineal entre la tensión media de salida Vout y la
tensión media de entrada Vin, cuya proporcionalidad está dada por el ciclo de trabajo D. En la
figura 3.6 se representa la variación relativa de Vout respecto de Vin al variar el ciclo de trabajo D
de la llave SW, que es siempre mayor que cero. Cuando D = 0, la llave está abierta durante
todo el período de conmutación y la tensión a la salida es nula. Mientras que cuando D = 1, SW
está permanentemente cerrada y la tensión de salida es exactamente Vin, que es el máximo
valor de tensión posible a la salida. En la practica los rangos de D se ven restrigindos entre un
10% a un 90% del rango total.
2011
6º B – Electrónica
6
E.E.T Nº 460 “Guillermo Lehmann”
Departamento de Electrónica
Electrónica Industrial
Figura 3.6.- Relación Vout/Vin en función del ciclo de trabajo D.
Por otro lado, la relación entre corrientes medias de entrada y salida quedan definidas por:
I in
=D
I out
(4)
Esta relación de conversión de corrientes es exactamente inversa a la de tensiones dada en
(3). De las relaciones (3) y (4) se desprende que el convertidor de CC a CC reductor actúa
como un “transformador” en corriente continua cuya relación de conversión es D.
3.1.2. Modo de Conducción Discontinua
En la figura 2.8 se muestra diferentes condiciones de carga del convertidor reductor. Siendo
la corriente de carga Iout igual al valor medio de la corriente en el inductor ILO, a medida que se
reduce Iout se reduce ILO como se ve en los casos (1), (2) y (3). La condición (1) corresponde a
una corriente de carga que establece el modo de conducción continua sobre el inductor. La
condición de carga (2) es una condición particular donde la corriente ILO se anula al final del
ciclo de conmutación y es denominada modo de conducción crítica. En este caso ILO es
exactamente la mitad de la variación de corriente por el inductor. Si la corriente demandada por
la carga se reduce, entonces también lo debe hacer el área encerrada bajo la curva de la
corriente por el inductor, como lo indica la condición de carga (3). En este caso el convertidor
pasa a operar en “Modo de Conducción Discontinua” (MCD). En realidad el inductor intenta
invertir el sentido de la corriente, antes de finalizar el ciclo de conmutación, pero la presencia
del diodo D en serie con la inductancia lo impide, forzando a permanecer nula hasta iniciarse el
próximo ciclo de conmutación. Al cortase el diodo, la tensión de salida Vout queda
completamente aplicada sobre éste, por lo tanto la tensión sobre el inductor L se anula como
se ve en la figura 3.7.
2011
6º B – Electrónica
7
E.E.T Nº 460 “Guillermo Lehmann”
Departamento de Electrónica
Electrónica Industrial
Figura 3.7.- Tensión y corriente por el inductor en MCC, modo crítico y en MCD.
Es útil saber, para un determinado valor de inductancia cual es la corriente crítica del
inductor, o sea la mínima corriente ILO para permanecer en conducción continua.
I Lcrit =
D ⋅ T ⋅ Vin
⋅ (1 − D ) = I Ocrit
2⋅L
(5)
En la figura 2.9 se ilustra la relación (5) llevando en el eje de ordenadas el valor de ILcrit en
función del ciclo de trabajo D, manteniendo constante a Vi, L y T. La curva representa el límite
entre MCC y MCD. En la figura se muestra como se comporta el convertidor frente a una
reducción de la corriente de carga. Suponiendo que la tensión de salida se mantiene constante
entonces a medida que la corriente de carga se reduce, el punto de operación del convertidor
se desplazará por una vertical marcada en línea de puntos sobre la grafica de la figura 2.9. En
el punto 1 el convertidor se encuentra en MCC. A medida que la corriente de carga se reduce
se desciende por la vertical de D = cte, hasta alcanzar la condición ILcrit = IOcrit, (punto 2). En
este caso el punto de operación del convertidor está en modo crítico de funcionamiento. Si la
corriente de carga continua reduciéndose y el ciclo de trabajo no cambia, entonces IO será
menor a IOcrit ingresando en MCD (punto 3). Dado que el ciclo de trabajo se mantuvo constante,
en este punto de operación la tensión de salida Vout se elevó (figura 3.7).
Se observa que los valores críticos de la corriente de carga varían de acuerdo al valor del
ciclo de trabajo empleado. Cuando D = 0, Vout es cero y por lo tanto no hay corriente de salida y
en consecuencia no existe la condición crítica. Algo similar ocurre cuando D = 1. Sin embargo
en el intervalo 0-1, D va cambiando el valor de la corriente crítica sobre la carga. La condición
más extrema se cuando D = 0.5. En esta situación el valor máximo de ILCmax.
ILC max =
2011
Vin ⋅ T
8⋅ L
6º B – Electrónica
8
E.E.T Nº 460 “Guillermo Lehmann”
Departamento de Electrónica
Electrónica Industrial
Figura 3.8.- Variación de la corriente crítica en función del ciclo de trabajo D.
Este valor es un parámetro útil de diseño del convertidor. Para cualquier valor de corriente
de carga por encima de este valor, y para cualquier valor de D, el convertidor siempre trabaja
en MCC.
Una vez que el convertidor ingresa en MCD la relación de conversión dada por (3) y (4)
dejará de ser válida. En la ecuación (6) se aprecia claramente la dependencia de la tensión de
salida Vout en función de la corriente de carga Iout para un dado valor de fuente Vin, manteniendo
constante el ciclo de trabajo.
Vout
=
Vin
D2
1 I

D 2 + ⋅  out

IL
C max 
4 
(6)
En general los convertidores CC-CC poseen un lazo de control para regular la tensión de
salida y mantener Vout constante. Mientras el convertidor esté en MCC, D se mantendrá
constante con cambios en la corriente de carga. Cuando el convertidor ingrese en MCD la
tensión de salida tenderá a crecer. En esta situación el lazo de control de la tensión Vout
ajustará el ciclo de trabajo para seguir una determinada referencia. Por lo tanto es de utilidad
observar como se comporta el convertidor bajo estas circunstancias.
3.2. CONVERTIDOR ELEVADOR (BOOST)
Un convertidor elevador se muestra en la figura 3.9. Como su nombre lo indica el
convertidor elevador, también llamado boost, establece una tensión de salida Vout superior a la
tensión de entrada Vin y al igual que el convertidor reductor, el convertidor elevador puede
funcionar en MCC y en MCD.
Se analizará en lo sucesivo cada modo de operación por separado, realizando las mismas
suposiciones que para el caso anterior.
2011
6º B – Electrónica
9
E.E.T Nº 460 “Guillermo Lehmann”
Departamento de Electrónica
Electrónica Industrial
Figura 3.9.- Topología de un convertidor elevador.
3.2.1. Modo de Conducción Continua
Consideremos en un primer momento que la llave SW está cerrada durante un tiempo tc. En
este estado, se impone la tensión Vin sobre el inductor y el diodo queda polarizado en inversa
con la tensión Vout de salida. Durante este intervalo de tiempo la corriente de carga es
suministrada por el capacitor de salida. Suponiendo que la corriente inicial del inductor es
diferente de cero y de valor IMIN, entonces la corriente por el inductor toma la forma:
I LO =
Vin
⋅ t + I MIN
L
(7)
Cuando se abre la llave SW, el inductor induce una tensión para sostener el valor de
corriente en el instante previo a la apertura de SW y en consecuencia D se polariza en forma
directa. La tensión a los bornes de la bobina se suma a la tensión de la fuente, obteniéndose
una tensión de salida superior a está última y con idéntica polaridad. Al mismo tiempo, la
energía almacenada previamente por la bobina es transferida a la carga.
En la figura 3.10 se indican algunas formas de onda de tensiones y corrientes sobre el
convertidor para un par de ciclos de conmutación. La forma de onda (a) y (b) corresponden a la
tensión y corriente del inductor respectivamente. La forma de onda (c) corresponde a la
corriente sobre la llave SW mientras que en la figura (d) se puede observar la corriente sobre el
capacitor.
2011
6º B – Electrónica
10
E.E.T Nº 460 “Guillermo Lehmann”
Departamento de Electrónica
Electrónica Industrial
(a)
(b)
(c)
(d)
Figura 3.10.- Convertidor elevador: (a) tensión sobre el inductor; (b) corriente sobre el inductor; (c)
corriente sobre la llave SW; (d) corriente sobre el capacitor.
Como se aprecia en la figura 3.10 (a), durante el intervalo en que la llave SW está cerrada la
corriente del inductor se cierra a través de SW, quedando D polarizado en inversa. Cuando SW
permanece abierta el inductor polariza en directa a D y la corriente de L se cierra a través del
mismo.
Por otro lado, en esta topología, la relación de conversión resulta:
2011
Vout
1
=
Vin 1 − D
(8)
6º B – Electrónica
11
E.E.T Nº 460 “Guillermo Lehmann”
Departamento de Electrónica
Electrónica Industrial
La relación de conversión muestra que Vout/Vin es siempre mayor que la unidad ya que
tenemos que 0 ≤ D ≤ 1. En la figura 3.11 se representa la relación (8). Cuando D = 0 se aprecia
que la llave SW está permanentemente abierta y por lo tanto en estado estacionario la tensión
Vout es igual a la tensión de entrada Vin. Mientras que cuando D es cercano a la unidad implica
que la llave S está la mayor parte del tiempo cerrada almacenando energía en el inductor.
Durante el breve tiempo en que SW se abre toda esa energía debe ser entregada rápidamente
y por lo tanto la tensión de salida se debe elevar tanto como sea necesario. Cuando D tienda a
uno, Vout tiende a infinito.
Figura 3.11.- Relación Vout/Vin en función del ciclo de trabajo D.
La relación de conversión de corriente resulta inversa a la de tensión, por lo tanto:
I out
= 1− D
I in
(9)
Por lo tanto a medida que la tensión de salida crece también lo hace la corriente de batería
Iin, para la misma potencia de salida. Es interesante destacar en este caso que cuando D es
muy alto la tensión Vout y la corriente Iin crecen. En la practica tanto el inductor como las llaves
de conmutación involucradas poseen resistencias series equivalentes que producen una caída
de tensión significativa sobre Vout y la relación de conversión decae a cero cuando D tiende a la
unidad.
3.2.2. Modo de Conducción Discontinua
En la figura 3.12 se aprecia que sucede sobre la tensión y la corriente del inductor cuando el
valor medio de corriente por el inductor decrece, manteniendo constante el ciclo de trabajo. La
condición (1) corresponde al MCC el cual se mantiene hasta que la corriente media por el
inductor alcanza la condición (2) donde la forma de onda de tensión no cambia y la de corriente
solo reduce su valor medio. Si la corriente media del inductor continua descendiendo el
convertidor ingresa en el MCD como se ve en el caso (3) en línea a trazos Se aprecia
claramente que cuando la corriente media por el inductor esta por debajo de cierto valor crítico,
también el área encerrada bajo la corriente debe ser menor. Considerando que Vin y D son
fijos, solo es posible reducir el área si la pendiente de decaimiento de IL aumenta. Por lo tanto
es necesario que crezca la tensión Vout respecto del MCC, como se aprecia en la figura 3.12.
2011
6º B – Electrónica
12
E.E.T Nº 460 “Guillermo Lehmann”
Departamento de Electrónica
Electrónica Industrial
Figura 3.12.- Variación de la tensión y la corriente por el inductor para diferentes estados de carga.
La condición de operación (2) corresponde al límite entre MCC y MCD En este caso
particular se cumple que:
I Lcrit =
1 Vin
⋅
⋅T ⋅ D
2 L
(10)
Este valor de corriente determina los valores mínimos posibles antes de que el convertidor
ingrese en MCD. Considerando que Vin, T y L son constantes de diseño, se desprende de (10)
que su variación es lineal con D. El valor de la corriente crítica máxima sobre el inductor se da
cuando D = 1 y vale:
ILC max =
Vin ⋅ T
2⋅ L
3.3. CONVERTIDOR REDUCTOR–ELEVADOR (BUCK-BOOST)
Este convertidor es un convertidor indirecto porque la transferencia de energía entre la
fuente de entrada y la carga se hace a través de un elemento reactivo. La topología básica de
este convertidor se muestra en la figura 3.13. Su característica permite obtener tensiones de
salida mayores o menores que la tensión de entrada
2011
6º B – Electrónica
13
E.E.T Nº 460 “Guillermo Lehmann”
Departamento de Electrónica
Electrónica Industrial
Figura 3.13.- Topología de un convertidor reductor-elevador.
Consideremos en un primer momento que la llave S está cerrada durante un tiempo tc. En
este estado, se impone la tensión Vin sobre el inductor y el diodo queda polarizado en inversa
con la tensión Vout de salida. De este modo la corriente que entrega la fuente circula por la
inductancia almacenando energía en el inductor, mientras que la corriente de carga es
proporcionada por el capacitor de salida.
Al interrumpirse la corriente en la llave, el inductor induce una tensión cuyo signo intenta
sostener la corriente que conduce. En consecuencia el diodo se polariza en directa enclavando
la tensión del inductor a la tensión de salida Vout. Para que la inductancia descargue su energía
el signo de Vout debe coincidir con el inducido. Así el signo de la tensión se invierte respecto del
de VS.
En la figura 3.14 se indican algunas formas de onda de tensiones y corrientes sobre el
convertidor para un par de ciclos de conmutación. La forma de onda (a) y (b) corresponden a la
tensión y corriente del inductor respectivamente. La forma de onda (c) corresponde a la
corriente sobre la llave S mientras que en la figura (d) se puede observar la corriente sobre el
capacitor.
Por otro lado, cuando el circuito trabaja a régimen permanente, tenemos que su relación de
conversión es:
Vout
D
=−
Vin
1− D
Esta relación muestra que la magnitud de la tensión de salida del convertidor reductorelevador es menor que la magnitud de la tensión de entrada cuando el ciclo de trabajo D < 0.5.
En este caso el convertidor reduce tensión. Cuando D > 0.5 entonces la tensión de salida es
superior a la tensión de entrada. En este otro caso el convertidor eleva tensión.
2011
6º B – Electrónica
14
E.E.T Nº 460 “Guillermo Lehmann”
Departamento de Electrónica
Electrónica Industrial
(a)
(b)
(c)
(d)
Figura 3.14.- Convertidor reductor-elevador: (a) tensión sobre el inductor; (b) corriente sobre el inductor;
(c) corriente sobre la llave S; (d) corriente sobre el capacitor.
3.4. CONVERTIDOR FLYBACK
La desventaja de los convertidores CC-CC vistos anteriormente es la conexión eléctrica que
existe entre la entrada y la salida. Si la fuente de entrada se encuentra conectada a masa, esta
misma se encontrará presente a la salida. Una forma de solucionar este problema es aislando
galvánicamente la entrada de la salida mediante un transformador.
En los reguladores lineales esta función la realiza un transformador de 50Hz antes de la
rectificación, resultando el mismo un elemento pesado y voluminoso. En las fuentes de tensión
conmutadas, el transformador está ubicado luego de la llave de conmutación y al ser la
2011
6º B – Electrónica
15
E.E.T Nº 460 “Guillermo Lehmann”
Departamento de Electrónica
Electrónica Industrial
frecuencia de conmutación mucho mayor que la frecuencia de línea, el tamaño y el peso del
transformador se reducen notablemente.
Los transformadores tienen básicamente dos funciones: proporcionar aislamiento galvánico
e incrementar o reducir tensiones. De ahora en adelante, para el análisis de los convertidores
se utilizará la representación del transformador como el indicado en la figura 3.15 (b), en donde
solo se contempla la inductancia de magnetización Lm y se desprecia todo tipo de pérdidas de
potencia e inductancias de dispersión.
Figura 3.15.- Convertidor Flyback: (a) circuito eléctrico; (b) circuito eléctrico en el que se tiene en cuenta
la inductancia de magnetización del transformador.
Para el análisis de este convertidor y de los convertidores que se tratarán posteriormente se
realizarán las siguientes suposiciones.
1. El periodo de conmutación de las llaves es mucho más pequeño que la constante de
descarga del capacitor, o visto de otra forma, el capacitor es lo suficientemente grande
para considerar a VO constante.
2. El circuito opera en régimen permanente. Por lo que todas las tensiones y corrientes
son periódicas y la energía almacenada por los capacitores e inductores en un periodo
es nula.
3. Todos los elementos son ideales, por lo que se puede considerar al convertidor sin
pérdidas de potencia.
4. El análisis se hace en modo de conducción continua (MCC).
El análisis de este circuito es similar al del conversor reductor-elevador visto anteriormente.
En este caso, al igual que en el convertidor reductor-elevador, no hay transferencia simultánea
de energía desde la fuente VI hacia la carga. La energía proporcionada por VI es almacenada
en la inductancia de magnetización Lm cuando el interruptor está cerrado y entregada a la carga
cuando el interruptor se encuentra abierto.
2011
6º B – Electrónica
16
E.E.T Nº 460 “Guillermo Lehmann”
Departamento de Electrónica
Electrónica Industrial
Al cerrarse la llave, en un intervalo de tiempo, se observa que la tensión de entrada VI
queda aplicada sobre el bobinado primario del transformador. Esta tensión se refleja en el
secundario de modo tal que el diodo D queda polarizado en inversa bloqueando la circulación
de corriente hacia la carga. En estas condiciones, la corriente de carga es proporcionada por el
capacitor de salida C. Siendo VI la tensión a la entrada, la corriente sobre Lm crece linealmente
desde un valor inicial mínimo.
Cuando la llave se abre, la tensión en el bobinado primario se invierte para tratar de
mantener la corriente por la inductancia de magnetización Lm. También se invierte sobre el
secundario, poniendo en directa al diodo D tomando la tensión –V2 el valor VO.
La relación de conversión de esta topología es:
Vout
N
D
=
⋅ 2
Vin
(1 − D ) N1
(11)
La ecuación (11) muestra que la relación de entrada-salida en el convertidor Flyback es similar
a la del convertidor reductor-elevador, pero incluye el factor N2/N1 debido a la relación de
transformación.
3.5 CONVERTIDOR HALF FORWARD
2011
6º B – Electrónica
17
E.E.T Nº 460 “Guillermo Lehmann”
Departamento de Electrónica
Electrónica Industrial
3.6 CONVERTIDOR PUSH-PULL
3.7 CONVERTIDOR HALF-BRIDGE (MEDIO PUENTE)
2011
6º B – Electrónica
18
E.E.T Nº 460 “Guillermo Lehmann”
Departamento de Electrónica
Electrónica Industrial
3.8 CONVERTIDOR FULL-BRIDGE (PUENTE)
3.9 COMPARACIÓN ENTRE LAS DIFERENTES TOPOLOGÍAS
2011
6º B – Electrónica
19
E.E.T Nº 460 “Guillermo Lehmann”
Departamento de Electrónica
Electrónica Industrial
Topología
Rango de
Potencia
(Watts)
Rango de Vin
(CC)
Aislamiento
entre
Entrada/Salida
Eficiencia
Típica (%)
Costo
Relativo
Buck
0 – 1000
5 – 1000
No
75
1.0
Boost
0 – 150
5 – 600
No
78
1.0
Buck-Boost
0 – 150
5 – 600
No
78
1.0
Half-Forward
0 – 250
5 – 500
Si
75
1.4
Flyback
0 – 150
5 – 600
Si
78
1.2
Push-Pull
100 – 1000
50 – 1000
Si
72
2.0
Half-Bridge
100 – 500
50 – 1000
Si
72
2.2
Full-Bridge
400 – 2000+
50 – 1000
Si
69
2.5
4. METODOS DE CONTROL
Existen varios métodos utilizados para el control de las fuentes conmutadas. Además,
podemos encontrar variantes de estos, que adicionan características de protección. Algunos
métodos de control están mejor adaptados a determinadas topologías debido a razones de
estabilidad o respuesta transitoria.
4.1 MODO DE CONTROL POR VOLTAJE
Este método es típico en las topologías forward (directas). En el modo de control por
voltaje, solamente la tensión de salida es monitoreada. Una tensión de error es calculada
hallando la diferencia entre la tensión de salida actual y la tensión de salida deseada. Esta
señal de error es luego introducida en un comparador que la compara con una rampa de
tensión generada por la sección del oscilador interno del CI de control. De esta manera, el
comparador genera una señal PWM que controlará los transistores (BJT o MOSFET) que
funcionan como llaves. Por lo tanto, el único parámetro de control es la tensión de salida, lo
que genera un retardo inherente en el circuito de potencia. Este modo de control responde
lentamente a las variaciones en la tensión de entrada.
Una protección contra cortocircuitos se puede implementar con este método de control ya
sea por promedio de la corriente de salida o utilizando un método denominado pulso por
pulso. En la protección por promedio de sobrecorriente, la corriente de salida es monitoreada y
si el umbral de corriente es superado, el ancho del pulso que maneja a los transistores es
reducido. En la protección contra sobrecorrientes por el método “pulso por pulso”, el pico de
corriente que se produce en cada ciclo al momento de entrar en conducción el transistor es
monitoreado. Si este pico excede los limites, el transistor es instantáneamente cortado. Este
método ofrece mayor protección al transistor que el método anterior. Ver figura 4.1.
2011
6º B – Electrónica
20
E.E.T Nº 460 “Guillermo Lehmann”
Departamento de Electrónica
Electrónica Industrial
Figura 4.1.- Modo de control por voltaje.
4.2 MODO DE CONTROL POR CORRIENTE
Este método es utilizado comúnmente con los convertidores boost. En este método no solo
se monitorea la tensión de salida sino también la corriente de salida. En este caso, la tensión
de error es usada para controlar el pico de corriente que se produce en los elementos
magnéticos una vez por ciclo, cuando el transistor pasa al estado de conducción. Este método
de control tiene una respuesta rápida a las variaciones en la entrada, además de funcionar
como una protección contra sobrecorrientes. Este método de control no suele utilizarse en los
convertidores forward donde las formas de onda de corriente tienen una pendiente menor que
pueden crear oscilaciones no deseadas en el comparador. Ver figura 4.2.
2011
6º B – Electrónica
21
E.E.T Nº 460 “Guillermo Lehmann”
Departamento de Electrónica
Electrónica Industrial
Figura 5.2.- Modo de control por corriente.
2011
6º B – Electrónica
22