Capacímetro Digital Autorrango - Universidad Tecnológica Nacional

Capacímetro Digital Autorrango
Autorrange Digital Capacitance Meter
Autor: Mauricio J. Moretto
Cátedra: Tecnología Electrónica
Ing.: Ivano Bonamici
Contenido
Resumen
3
Summary
3
Introducción
3
Algunos métodos de medición convencionales
4
Método de medición por respuesta transitoria
5
Soluciones con temporizador 555
7
El circuito
8
Limitaciones del rango de medida en medición de pequeñas capacidades
9
Limitaciones del rango de medida en medición de grandes capacidades
10
La medida de frecuencia en el microcontrolador
11
La división en el microcontrolador
12
La medida de periodo en el microcontrolador
14
La escala automática
15
La visualización
16
Conclusiones
17
MATERIAL ANEXO
18
El puente de “Wien”
El puente de “Schering”
Aplicaciones de los instrumentos de medida basados en microcontrolador
Información general sobre sensores inteligentes
Criterios para la disminución del error en la medida y en la transmisión
Generalidades sobre sistemas de comunicación para sensores e instrumentos digitales
Telemedida por corriente
Diagrama de flujo de partida para la programación del capacímetro
Código de programa del capacímetro versión prototipo
18
19
20
20
20
21
21
22
23
Bibliografía, sitios web utilizados y envío de material
33
2
Capacímetro Digital Autorrango
Autorrange Digital Capacitance Meter
Resumen
En este informe se exponen los lineamientos principales de instrumentación electrónica para construir
un medidor de capacitancia digital de amplio alcance (100pF a 999nF autorrango – 1µF a 9990µF autorrango) basando su funcionamiento en la medición de respuesta transitoria de una red R-C. Se presentan los aspectos claves de diseño para aumentar la exactitud en la obtención de la lectura y evitar
errores en caso de adquisición remota.
Summary
In this report the main features of electronic instrumentation are exposed to build a digital capacitance
meter of wide range (100pF to 999nF autorrange - 1µF a 9990µF autorrange) basing their operation on
the measure of trasient response of a R-C network. They show up the key aspects of design to increase
the accuracy in the obtaining of the reading and to avoid errors in the event of remote acquisition.
Introducción
El estado de la tecnología electrónica actual provee a los diseñadores una gran diversidad de elementos
que posibilitan la implementación de instrumentación electrónica que logra alta exactitud. Los microcontroladores fácilmente programables, sumados a los amplificadores operacionales y las temporizaciones exactas dadas por los cristales de cuarzo permiten la implementación de instrumentos de mano
de bajo consumo y también dan origen a los llamados sensores inteligentes; en los cuales se necesita
“hardware” mínimo por cuestiones de tamaño, consumo y costos.
Con estas herramientas se plantea el diseño y la puesta en marcha de un medidor de capacitancia digital, el cual es un instrumento de mano basado mayormente en un microcontrolador y unos pocos componentes accesorios que, gracias a la lógica de control y capacidad de cálculo permite obtener características como la de rango automático, solucionando por programa (microcódigo) problemas que en una
primera instancia hubiesen requerido tanto de “hardware” adicional (considérese una llave selectora)
como de una intervención del usuario al sistema (debería ser el operador quien debiera seleccionar la
escala adecuada de medida).
El proyecto se encara desde un marco teórico levemente más general que el correspondiente al medidor de capacidad a construir de modo que estén sentadas las bases para la construcción de dispositivos
similares como detectores y sensores inteligentes y se den los criterios correspondientes para diseñar
una adquisición remota de las medidas y los datos que ellos producen sin incurrir en errores (consultar
el material anexo).
3
UNIVERSIDAD TECNOLOGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL VILLA MARIA
Algunos métodos de medición convencionales*
En las medidas electrónicas nos encontramos con que hay varias formas de determinar la capacidad de
un elemento. Algunos métodos se basan en un puente de impedancias (los llamados puente de “Wien”
y de “Schering”, explicados en el material anexo), los cuales son utilizados preferentemente para determinar el factor de pérdidas en capacitores (D). Su implementación y puesta a punto es algo complicada y el acercamiento a la medida debe realizarse en forma manual por el operador (el proceso se
asemeja a una sintonización), lo que lo hace un método poco práctico para adquirir una medida en
forma automática.
Otra técnica es la del detector sincrónico, el cual utiliza un oscilador de una frecuencia senoidal conocida y muy exacta que se aplica a una resistencia Rs que esta en serie con el capacitor a medir Cx. La
tensión sobre Rs estará en fase con la corriente que pasa por el capacitor, un detector sincrónico elimina la parte real de la tensión sobre Rs, lo que permite obtener una tensión de salida que, salvo por un
factor, es proporcional a la capacidad.
Los multímetros digitales convencionales miden la capacitancia administrando corriente constante al
capacitor durante un intervalo fijo de tiempo, midiendo el voltaje resultante y luego calculando la capacitancia. La lectura es lenta, demorando alrededor de un segundo. Como la carga se hace usando la
tensión interna, la tensión del capacitor puede ser de solamente alrededor de algunos voltios.
La principal desventaja de los métodos nombrados anteriormente es la de necesitar un conversor analógico-digital para leer un valor de tensión, lo que puede sumarnos “hardware” adicional si el mismo
no se encuentra integrado al circuito integrado que tenemos en uso, encarecer el circuito, etc.
*Se amplían al final en “anexos”
4
UNIVERSIDAD TECNOLOGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL VILLA MARIA
Método de medición por respuesta transitoria
Este método se denomina también de integración, ya que el modelo matemático de un capacitor nos
dice que la tensión en sus bornes VC es función de la integral de la corriente de carga:
VC(t) = 1/C ∫ iC(t) dt
El transitorio ocurre cuando en un circuito R-C serie el capacitor se carga a una tensión constante E.
Cuando la llave de la figura se abre, el capacitor C comenzará a cargarse a través de la resistencia R y
el voltaje VC se incrementará en función del tiempo transcurrido desde la conmutación de la llave.
Este proceso se denomina transitorio de carga.
Manteniendo a E y R constantes, la tensión VC será función del tiempo en el cual el capacitor se mantuvo en carga, lo cual se expresa en la siguiente fórmula:
VC = E [1 – e – t / ( R C )]
En donde las unidades corresponden a t [Segundo], R[Ohm], C[Faradio] y “e” se denomina número
de neper (2,72 aproximadamente), el cual es adimensional.
Manteniendo las condiciones anteriores, si nos interesa el valor del tiempo transcurrido para que el
capacitor alcance una tensión VC1:
t1 = - RC ln [1 – VC1 / E ]
Esto significa que t1 es proporcional a C. Por lo tanto t1, si bien está afectado por un factor constante,
nos indica el valor de la capacitancia.
En el caso de tener un capacitor previamente cargado en una red R-C serie, podemos producir un transitorio de descarga, el cual tiene un circuito y una ecuación que le corresponde:
t2 = RC ln [E / VC2]
5
UNIVERSIDAD TECNOLOGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL VILLA MARIA
Por lo anteriormente expuesto, podríamos en principio obtener el valor de la capacitancia en base a la
medición del tiempo de carga o de descarga de un capacitor en una red R-C serie, para lo cual necesitamos un voltaje de referencia dado por un comparador de voltaje que nos indique cuando VC alcanza
la tensión de carga VC1 o se descarga hasta una VC2. Si bien de acuerdo a los fundamentos dados, la
medición del tiempo de carga se podría realizar con un solo voltaje de referencia. Esto se dificulta en
la práctica por las siguientes razones:
En realidad el voltaje no cae a 0 voltios en la descarga ni alcanza la tensión máxima E en la carga: Tenemos que matemáticamente la curvas de tensión de VC son asíntotas que no adquieren los valores extremos, si bien se llega a valores tan cercanos que pueden ser considerados como tales, esto
aumenta el intervalo de medición. Fenómenos como el de absorción dieléctrica (reaparición de tensión
en terminales de un capacitor luego de haberse descargado) y la caída de tensión en la llave de descarga acentúan este efecto.
Habrá un tiempo transcurrido entre el comienzo de la carga y el cronometraje: Esto causa un
pequeño error de medición que generalmente puede ser ignorado.
Corrientes de fuga en las entradas analógicas: Causan errores de medida en valores cercanos a cero
voltios.
6
UNIVERSIDAD TECNOLOGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL VILLA MARIA
Soluciones con temporizador 555
En vista de la necesidad de evitar los valores extremos, debemos tener dos comparadores de tensión
que indicarán si se produjo la carga o la descarga. El valor que indica la carga debe ser menor a E (tensión de alimentación de la red R-C) y el valor que indica la descarga debe ser mayor a cero Voltios.
Estos requisitos fueron tomados en el diseño del temporizador 555, el cual tiene un comparador de
ventana que acepta como valor mínimo VC=1/3E para interpretar que se produjo la descarga y como
valor máximo VC=2/3E para asumir que se produjo la carga.
Frecuencia de oscilación de esta configuración: F = 1,44 / [ (RA + 2RB) CX ]
Además, por razones que se harán evidentes conforme se avance en el diseño (Por ejemplo, la posibilidad de obtener la medida de la capacidad partiendo de una frecuencia) necesitamos que la carga y
descarga no sea un acontecimiento único, sino que se repita periódicamente. El temporizador 555
permite esta posibilidad, llamándose esta configuración modo astable.
En este modo se actúa sobre la red R-C, produciendo un transitorio de carga cuando VC<2/3E para
luego cambiar el circuito (cuando VC = 2/3E) mediante la acción de un transistor que produce un transitorio de descarga hasta que VC = 1/3E, punto en el cual comienza el transitorio de carga nuevamente.
Se debe tener una memoria que permita mantener la topología de la red (O sea que mantenga la configuración de las conexiones eléctricas que llevan a cabo el transitorio de carga o descarga según corresponda) hasta que se logre efectivamente la carga o descarga. Para este motivo el 555 incorpora una
memoria de 1bit o biestable, el cual memoriza el nivel alto de tensión que se produce en el comparador
conectado a “Set” cuando VC = 2/3E (Comienza transitorio de descarga). Esta memorización se mantiene hasta que VC = 1/3E, tensión en la cual se genera un nivel alto a la salida del comparador conectado a “Reset”, que hace memorizar un nivel bajo al biestable (Se produce nuevamente el transitorio
de carga).
Una entrada adicional de “Reset” permite poner a nivel bajo el biestable con una señal externa, lo cual
nos permite inhabilitar el temporizador 555 para que no oscile, lo cual es útil si trabajamos con más de
un circuito temporizador, ya que nos permite habilitar solamente el que realice mejor la medición.
7
UNIVERSIDAD TECNOLOGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL VILLA MARIA
El circuito
Se logra una gran simplicidad de diseño al implementar la mayor cantidad de características posibles
mediante el desarrollo de “software”, por ejemplo la característica de la escala automática, la cual se
explicará posteriormente en este informe.
Las patas RA0 y RA1 del puerto A cumplen una doble función, por un lado exploran y habilitan los circuitos temporizadores alternadamente en busca de un capacitor a ser medido (Un procedimiento de la
autoescala) y por otro lado, una vez realizada la medición, participan en la multiplexación de los “displays” de salida para la lectura; ya que en la visualización se enciende de a un número por vez (El
puerto RB proporciona el número y el puerto RA habilita solamente el display que corresponde a ese
número), a una velocidad tal que da la sensación al ojo de que todos los números están encendidos
simultáneamente. De no realizar la multiplexación necesitaríamos cuatro puertos similares al RB, uno
por cada “display”.
En esta instancia surge la pregunta de qué ocurre con los circuitos de tiempo cuando RA0 y RA1 participan en la multiplexación, ya que siguen conectadas al microcontrolador las habilitaciones de los circuitos de tiempo. En un primer momento se puede pensar que se producirá una lectura errónea de la
capacidad, ya que la habilitación en los mencionados circuitos de tiempo se producirá por causa del
programa de multiplexación y no por el programa de autoescala, que es el único que les corresponde.
Lo que en realidad se hizo fue implementar una solución de este problema en el mismo “software”,
esto es, cuando visualizamos; RA0 y RA1 variarán y producirán señales en los osciladores que no corresponden a las lecturas y simplemente el “software” invalida esta información. Adoptar esta solución
hace que el instrumento no ejecute el multiplexado mientras está realizando la medición y que no mida
mientras se presenta la visualización del valor de la capacidad (ya que la visualización utiliza el multiplexado).
8
UNIVERSIDAD TECNOLOGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL VILLA MARIA
Limitaciones del rango de medida en medición de pequeñas capacidades
Los límites de frecuencia del “hardware” digital combinados con las restricciones propias al temporizador imponen las siguientes limitaciones en el rango de medida:
Máxima frecuencia del temporizador: (NE555) 1,1MHZ; no obstante (TLC555) 2,4MHZ
Operaremos con Fmax=1MHZ, suponiendo que la menor capacidad será de 1pF tenemos
F = 1,44 / [ (RA + 2RB) CX ] por lo tanto
(RA + 2RB) = 1,44 / ( F CX ) y
(RA + 2RB) = 1,44 / ( 1MHZ 1pF ) = 1,44MΩ
Máxima resistencia a colocar red R-C: (E=5V) RA+RB = 3,4M Ω
Limitación impuesta por el consumo de corriente en la entrada de los comparadores que conforman el
temporizador 555; Ima x= 2,5µA (corriente de umbral ). El punto anterior nos muestra que estamos en
un valor permitido.
Mínimo período a medir con resolución del 0.1%(1000 valores distintos): 10ms
Esta limitación proviene de haber elegido un cristal de 4MHZ para el microcontrolador, con lo cual
tenemos instrucciones en 1 / 1MHZ = 1µs (Las instrucciones en el microcontrolador se ejecutan a
Fcristal / 4), ahora bien, si queremos una resolución del 0.1% debemos hacer que el incremento sea el
mínimo período de la señal a medir dividido 1000, con lo cual los incrementos serán de 10ms / 1000 =
10µs y debido a que el “software” que se utiliza para contar período necesita un mínimo de 8 instrucciones por incremento de cuenta (8µs), la cuenta puede ser realizable a partir de un período de 10ms
en adelante y no se permite un período menor.
Máxima frecuencia a medir por el microcontrolador: El uso del TIMER0, un contador que posee el
microcontrolador PIC16F84, independiente del cristal oscilador, permite medir frecuencias mayores a
1MHZ, que es el límite tomado para el temporizador 555, con lo cual este parámetro no es una limitación en el diseño.
Mínima capacidad a colocar en la red R-C: 95pF
Se toma como límite práctico, debajo de este valor los efectos de la capacitancia son tan pequeños que
pueden verse enmascarados hasta volverse imperceptibles, limitando la exactitud y la repetibilidad
(precisión) de las lecturas. No obstante; en una escala de 100pF – 999pF, con una resolución del 0,1%,
tendremos que el incremento mínimo será de 1pF. Este es un punto importante también para los sensores ya que nos establece que no es aconsejable realizar las mediciones en base a una capacidad mínima
de alrededor de 100pF.
9
UNIVERSIDAD TECNOLOGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL VILLA MARIA
Limitaciones del rango de medida en medición de grandes capacidades
Mínima resistencia a colocar red R-C: (E=5V) RA+RB = 1K Ω
Limitación impuesta por el consumo de corriente que provoca la red resistiva. Para valores menores de
resistencia, el transistor de descarga se protege al verse exigido y el conjunto no oscila. Si bien es posible el funcionamiento con resistencias menores a 1KΩ, tendremos un consumo excesivo de la red y
un funcionamiento no garantizado.
Máximo período a medir: Según la aplicación (En este trabajo se toma a modo ilustrativo 10s).
En este punto no hay una limitación propia del instrumento, pero se considera como una medida no
práctica aquella que supere el tiempo de medición requerido en una aplicación o proceso industrial
(Considérese un control de calidad en la fabricación de capacitores), ya que se torna una lectura excesivamente lenta para el operario o para el proceso en el cual se utilice este instrumento. Con las restricciones impuestas y aceptando RA+2RB = 1,44K Ω para que el período medido coincida numéricamente con la lectura de capacidad, el mayor valor que puede medir el instrumento es de:
F = 1 / T = 1/10s = 0,1hz en donde T es el período
F = 1,44 / [ (RA + 2RB) CX ] por lo tanto
CX = 1,44 / [ F (RA + 2RB) ] y
CX = 1,44 / [ 0,1s (1,44KΩ) ] =10.000µF
No obstante podría ser útil en alguna medición fortuita de capacitores de mayor valor al citado, ya que
no se necesita “hardware” adicional, a ejemplo ilustrativo tenemos:
Medición de un capacitor de valor 100.000µF
T = [ (1,44K Ω) 100.000µF] /1,44 = 100 segundos = 1minuto con 20 segundos
Medición de un capacitor de valor 1Faradio
T = [ (1,44K Ω) 1Faradio] /1,44 = 1000 segundos = 16 minutos con 40 segundos
Para que las medidas de grandes capacidades demanden tiempos menores a los obtenidos se debe rediseñar el “hardware” con una filosofía que, si bien trate de limitar el consumo, provea las lecturas en
tiempos menores.
10
UNIVERSIDAD TECNOLOGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL VILLA MARIA
La medida de frecuencia en el microcontrolador
La forma más simple de medir una frecuencia FX , es mediante un contador que registre el número de
ciclos de la señal de entrada N durante un lapso de tiempo fijo T0, que se denomina puerta (también
llamado ventana). Al contar durante un intervalo de tiempo T0, obtenido a partir de un reloj de referencia, se obtendrá N = FX T0
Dado que la señal de entrada y el reloj no son síncronas, puede suceder que la puerta de tiempo se acabe justo cuando llega otro impulso de entrada, o que se encuentra una transición que llega justo antes
de acabar el tiempo T0. Por lo tanto, hay una indeterminación de 1 cuenta, que se representa diciendo
que el resultado es N±1 cuenta.
La resolución en la medida de frecuencia es 1/N. Para obtener una buena resolución, N debe ser alta.
Pero esto implica un tiempo de medida tanto más largo cuando más pequeña sea Fx. Si por ejemplo, se
desea medir una frecuencia de 10KHZ con un error inferior al 0.1%, hay que contar por lo menos 1000
impulsos, y como el tiempo entre impulsos de entrada es de 1/10KHZ = 100µs, la medida durará
100ms.
11
UNIVERSIDAD TECNOLOGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL VILLA MARIA
Para medir frecuencias con un microcontrolador, hacen falta dos contadores programables, uno que
genere la ventana de tiempo y el otro que registre los impulsos de la señal de entrada.
Sabiendo que la frecuencia será el número de pulsos contados en una ventana de tiempo determinada,
F = N / T0, además se necesita que N (cuenta de pulsos) tome los valores desde 100 a 999, ya que una
cuenta menor a 100 nos hace perder resolución, lo cual indica que se debe cambiar la escala. Eligiendo
a T0 convenientemente tenemos:
Para
T0 = 1ms
FMIN = 100KHZ
FMAX = 999KHZ
Para
T0 = 10ms
FMIN = 10,0KHZ
FMAX = 99,9KHZ
Para
T0 = 100ms
FMIN = 1,00KHZ
FMAX = 9,99KHZ
Entonces, tomando las ventanas múltiplo de 1ms, obtenemos la frecuencia en KHZ.
Los pulsos son generados por el temporizador 555 y son registrados por un contador interno al microcontrolador (“TIMER0”), hacemos coincidir el inicio y fin de cuenta con el comienzo y finalización
de la ventana para que la cuenta sea directamente el valor de la frecuencia en KHZ.
Debido a que el “TIMER0” es un contador de 8 bits solamente, la máxima cuenta posible que puede
realizar es de 28 = 256 valores distintos, lo cual es insuficiente para nuestro propósito. Mediante la
programación de una interrupción por desborde de “TIMER0”, incrementamos un registro de 8 bits
cada vez que se produzca un desborde en el contador, con lo cual ahora disponemos de un contador de
16 bits (216 = 65536 valores) del cual sólo utilizaremos 10 bits para llegar hasta 999 (210 =1024).
Regresando a la fórmula CX = 1,44 / [ F (RA + 2RB) ] notamos que, a diferencia del período, la capacidad CX es inversamente proporcional a la frecuencia y no basta tomar la resistencia como múltiplo
de 1,44 para hacer que la medida arroje directamente el valor de la capacidad. En este caso hay que
hacer un cálculo matemático (división) el cual es llevado a cabo por el microcontrolador.
La división en el microcontrolador
Si tuviésemos que calcular la capacidad en base a la frecuencia por nuestros medios tomaríamos la
fórmula anterior y la resolveríamos manualmente o con un aparato calculador. En este proceso de resolución notaríamos que las cantidades involucradas necesitan de una notación científica, ya que F se
mide en [KHZ] y las unidades de la resistencia son [KΩ] o [MΩ]. Además el valor de la capacidad es
muy pequeño pF[10-12] nF[10-9] µF[10-6] .
Este procedimiento no se puede llevar a cabo directamente en el microcontrolador y son necesarios
complejos algoritmos para realizar la multiplicación, división, trabajar con números que tienen coma
flotante.
No obstante hay una solución para trabajar simplemente con números enteros e implementar únicamente un algoritmo de división y es la siguiente:
Tomar las resistencias del temporizador RA + 2RB =1,44KΩ o 1,44MΩ. Esto hace que el factor
1,44 sea anulado de la ecuación.
12
UNIVERSIDAD TECNOLOGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL VILLA MARIA
Suprimir los factores múltiplos de 1000. Serán suprimidos los KHZ, KΩ o MΩ, ya que afectan sólo
en un factor de escala. La ecuación en este punto es CX = 1 / N, en donde el resultado sigue siendo
un número decimal.
Hacer del valor de CX un número entero (100 – 999). En este caso se afecta la ecuación de un factor, tal que:
CX = 100.000 / N
Activar las banderas correspondientes para que en la visualización el número se muestre como un
número con coma flotante y notación de ingeniería. Si bien el microcontrolador sólo realizará la operación matemática:
CX = 100.000 / N
Únicamente se trabaja con enteros, utilizando como banderas en qué ventana fue medida la frecuencia
y cuál fue la red resistiva que se utilizó, podemos poner en la visualización, lo que en realidad es un
número entero será visualizado por el usuario del instrumento afectado por una coma y un factor de
escala pF, nF, µF.
En cuanto a la operación de división en formato binario, 100.000 está contenido en 17 bits, mientras
que N lo está en 10 bits. El algoritmo que utilizado aquí pertenece a la familia “CORDIC”, el cual
realiza la división de dos números de 16 bits. Para poder utilizar como dividendo la constante de 17
bits se realizó una pequeña modificación al citado algoritmo.
Los rangos que en lugar de medir frecuencia se basen en medir período no necesitarán realizar la división para obtener el valor de capacidad CX.
A modo de ejemplo realicemos la medición hipotética de un capacitor de 5nF:
La frecuencia generada por el capacitor colocado en el circuito de tiempo con RA + 2RB =1,44MΩ es:
F = 1,44 / [ (RA + 2RB) CX ] = 1,44 / [ (1,44MΩ) 500nF ] = 200HZ
B
Para la cual la autoescala elegirá automáticamente la ventana de 1s dando una cuenta de:
N = 200HZ x 1s = 200 pulsos contados. Aquí el microcontrolador aplica la fórmula:
CX = 100.000 / N = 100.000 / 200 = 500
Tomando como información la red resistiva utilizada y la ventana de cuenta de pulsos se almacena en
un registro la información de la ubicación del punto y qué factor de escala corresponde (información
utilizada por el programa de visualización) lo cual hace que el valor 500 (que no brinda información al
usuario) se visualice con un punto que hace ver la valor 500 como 5 unidades y dos decimales (que
son cero en este caso) seguidos de un factor de escala que indica la medida en nanofaradios:
Obteniendo por este método una correcta y completa lectura final.
13
UNIVERSIDAD TECNOLOGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL VILLA MARIA
La medida de periodo en el microcontrolador
Para bajas frecuencias y para márgenes de frecuencia de medida pequeña, es preferible medir el periodo de la señal. Para medir el periodo se cuentan los impulsos de una señal de reloj conocida interna al
microcontrolador durante un intervalo de tiempo dinámico determinado a partir de la entrada (el mismo período de la señal a medir).
El tiempo de medida es TX. La cuenta comienza con un flanco descendente de la señal proveniente del
555 y se detiene con el próximo, lo que delimita el período de la señal. Se toman las consideraciones
necesarias detalladas en el punto anterior para que la medida del período nos de directamente la lectura
CX sin tener que realizar operaciones matemáticas con el microcontrolador.
14
UNIVERSIDAD TECNOLOGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL VILLA MARIA
La escala automática
Para que el operador del instrumento no deba intervenir seleccionando la escala que mejor se ajusta a
la medida y además el resultado provea de una interpretación directa se dota al instrumento de una
escala automática, en la cual un programa se encarga de comenzar por el menor de los rangos la medición, si se obtiene un N menor a 100 (lectura mayor a 999) se procede al rango siguiente hasta centrar
la lectura en los límites dispuestos.
Rango
Metodo lectura
100 a 999 pF
Frecuencia
operación(HZ)
1K a 10K
1,00 a 9,99 nF
100 a 1K
Período
10,0 a 99,9 nF
10 a 100
Período
100 a 999 nF
1 a 10
Frecuencia
Período
Duración ventana
100ms
Error asociado
(discriminación)
+
-1pF
1,44MΩ
TMAX=10ms
+
-10pF
1,44MΩ
TMAX=100ms
+
-0,1nF
1,44MΩ
+
-1nF
1,44MΩ
1,44KΩ
TMAX=1s
RA+2RB
1,00 a 9,99 µF
100 a 1K
Período
TMAX=10ms
+
-10nF
10,0 a 99,9 µF
10 a 100
Período
TMAX=100ms
+
-0,1µF
1,44KΩ
100 a 999 µF
1 a 10
Período
TMAX=1s
+
-1µF
1,44KΩ
1000 a 9990
µF
0,1 a 1
Período
TMAX=10s
+
-10µF
1,44KΩ
Debido a que en este diseño la medición de capacitores a partir de 1µF requiere un cambio en la red
RA+2RB de 1.44MΩ a 1,44KΩ, en realidad se utilizan dos integrados temporizadores 555, uno para
rangos menores a 1µF y el otros para rangos mayores al mencionado, que hace tener una disposición
circuital en la cual los capacitores de hasta 999nF son medidos en un par de terminales y los que superan este valor en otro par distinto, esta es una limitación de esta escala automática, ya que es quien
opera el instrumento quien debe decidir en qué contactos debe realizar la medición. No obstante la
exploración para detectar si se colocó un capacitor en alguna de las dos redes es automática, lo que
hace que el capacímetro sólo presente un botón de encendido, eliminando en el proceso diseño toda
botonera o llave selectora adicional.
15
UNIVERSIDAD TECNOLOGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL VILLA MARIA
La visualización
Debido a que todo el proceso que se realizó hasta el momento se encuentra en formato binario natural,
debemos implementar un algoritmo que transforme el resultado a un número decimal que pueda ser
visualizado en bloques de display de 7 segmentos, esta forma de visualización se corresponde con la
codificación “BCD” (decimal codificado en binario). El algoritmo utilizado puede convertir un máximo de 16 bits en binario a cuatro dígitos en decimal, del cual usamos solo 10 bits para representar tres
dígitos.
Con respecto a la visualización de la coma se eligió un método simple, tomamos un registro en el cual
se almacena la escala utilizada y eso nos dice directamente en que lugar colocar la coma en el momento de mostrar la lectura, ya que dentro de una misma escala la coma (si la hubiese) no cambia de lugar.
En lugar de utilizar notación científica se utiliza notación de ingeniería, en la cual se adopta un cuarto
bloque de 7 segmentos que permite visualizar p(pico) [ 10-12 ], n(nano) [ 10-9 ], o µ(micro) [ 10-6 ].
Al encender el instrumento se muestra una C que indica el funcionamiento.
En el caso de valores mayores a 999µF no se puede visualizar el número y la escala simultáneamente,
por lo tanto primero se visualiza la escala [µ] y luego la lectura numérica 1000 a 9990.
16
UNIVERSIDAD TECNOLOGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL VILLA MARIA
Conclusiones
La flexibilidad, simplicidad circuital, velocidad y facilidad de programación de los microcotroladores
permiten realizar diseños que años atrás hubiesen requerido de gran cantidad de circuitos integrados
digitales, con simplicidad y a menores costos.
Debido a las características especiales que presenta este instrumento de elevada precisión, gran espectro de medición y rango automático, combinado con un costo bajo, hace que tenga un lugar propio en
lo que se refiere a capacímetros digitales de mano (Portátiles).
Se encontraron dificultades en la medición de períodos menores a 10ms con el microconrolador (capacidad mínima 1nF) y debido a la intención de medir capacidades más bajas se implementó una medición de frecuencia, la cual extendió el rango mínimo de medición a 100pF al precio de tener que implementar una división de números del orden de 16 a 17 bits en el microcontrolador.
En cuanto a las operaciones matemáticas que se debieron implementar se buscó realizar la mayor cantidad de simplificaciones posibles, como por ejemplo evitar trabajar con decimales en los registros
internos al microcontrolador y realizar la reducción al máximo de las expresiones matemáticas, lo cual
disminuyó en gran medida los recursos utilizados para realizar el programa.
Se orientó la resolución de problemas pensando las soluciones como un conjunto “hardwaresoftware”, pero haciendo hincapié en un “hardware” mínimo. Los problemas que se presentaron en el
diseño del capacímetro (Rango limitado a 100pF-9990µF) no escaparon a la teoría de las Medidas
Electrónicas y a la implementación de componentes de uso común. No obstante, se encontró a medida
que se realizó el diseño que la medición de capacidades más pequeñas que 100pF no se puede llevar a
cabo simplemente con un temporizador 555 y se debe pensar en una configuración de amplificadores
operacionales con elevado rechazo al ruido en la entrada (red R-C) y una alta impedancia de entrada.
También se llegó a la conclusión de que si se deben medir grandes capacidades (10.000µF – 10F) en
periodos de tiempo breves ( del orden de 1 a 10 segundos) para aplicaciones que así lo requieran (en
caso contrario se puede utilizar el mismo “hardware” tal cual como está, pero se debe ampliar el
“software”), si bien no es crítico el reemplazo del temporizador 555, por lo menos se debe dotar a este
de circuitos auxiliares de potencia ligeramente mayor y además comienza a cobrar importancia el consumo del instrumento que, si bien sigue siendo portátil, cabe la posibilidad de carecer de autonomía
suficiente (duración de la batería) para considerarse instrumento de mano.
Desde el punto de vista profesional, el proceso de diseño y construcción de este aparato planteó desafíos a cada momento ya sea matemáticos, físicos y de automatización. Estos desafíos llevaron a la
búsqueda de información y a la aplicación del diseño, lo que proporcionó experiencia y puesta a prueba de la habilidad. A medida que se llegó a su conclusión se notó cómo se fue forjando una forma de
trabajar ordenada y sistemática a lo largo de todo el proyecto.
17
UNIVERSIDAD TECNOLOGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL VILLA MARIA
MATERIAL ANEXO
El puente de “Wien”
El puente de “Wien” se destina en principio a la medición de la capacidad de capacitores cuyas pérdidas son apreciables y pueden considerarse como resistencia paralelo; por ejemplo el ensayo y medición de cables de dos conductores (envainados para energía eléctrica o coaxiles para RF), y capacitores electrolíticos de gran capacidad.
En la figura siguiente se muestra el esquema de un puente de “Wien” típico, los resistores R1, R2 y
R3 son de precisión y no inductivos, el resistor Rx representa la pérdidas del capacitor bajo ensayo.
Cx
Rx
R2
D
C3
R3
R1
E
Las impedancias de cada una de las ramas del puente son respectivamente:
Zx =
Rx
1 + j w Rx Cx
Z2 = R2
1
Z1 = R1
j w C3
Recordando que en el equilibrio los productos de las ramas opuestas son iguales resulta:
Z3 = R3 +
R2 R3
Rx = R1
1 + (w R3 C3)
2
(w R3 C3)
2
R1
Cx = R2
C3
1 + (w R3 C3)
2
18
UNIVERSIDAD TECNOLOGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL VILLA MARIA
Conseguir la condición de equilibrio del puente y obtener los valores de Cx y Rx es bastante engorroso, como puede verse en las ecuaciones anteriores, y puede lograrse variando R3, R1 y además la frecuencia del generador utilizado para exitarlo. Claro que si lo que se desea medir es el factor de pérdidas (D), la operación se simplifica, ya que el valor de D es:
D = w R3 C3
El puente de “Schering”
Cuando se desea medir capacidad y factor de pérdidas de capacitores y otros elementos que tienen
capacidad asociada, tales como cables armados para alta tensión, aisladores, transformadores de potencia para uso industrial (Que utilizan aceite como refrigerante, y en los cuales se desea determinar
las características del mismo como dieléctrico); todos los elementos que puedan considerarse como
capacitores en serie con una resistencia de bajo valor; se prefiere utilizar el puente de “Schering”, que
en estas circunstancias y a diferencia del anterior, es un poco más fácil de equilibrar.
La figura siguiente muestra el esquema básico de un puente de “Schering”. Los capacitores C4 y C3
son patrones regulables en décadas, entanto que R3 y R2 son los elementos de ajuste que permiten
equilibrar el puente.
Rx
R2
Cx
D
C3
C4
R3
E
En la condición de equilibrio se obtiene:
R3 C2
Cx = R3 C4
Rx = C4
R2
Sin embargo, como el puente de “Schering” se usa sobre todo para materiales aislantes, no interesa
tanto la resistencia Rx, sino el factor de pérdidas, que es:
D = w C3 R3
La operación más fácil para obtener el equilibrio se consigue manteniendo constantes los valores de
R3 y C4, y regulando R2 y C3. En este caso se consigue la lectura independiente, pues C3 no entra en
la fórmula de Cx e interviene directamente en la determinación de D. En cambio R2 entra solamente
en el cálculo de Cx.
19
UNIVERSIDAD TECNOLOGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL VILLA MARIA
Aplicaciones de los instrumentos de medida basados en microcontrolador
Información general sobre sensores inteligentes
Un sensor inteligente es aquel que combina la función de detección y alguna de las funciones de procesamiento de la señal y comunicación. Dado que estas funciones adicionales suele realizarlas un microprocesador, cualquier combinación de sensor y microprocesador se denomina sensor inteligente.
Aunque no tiene que ser un elemento monolítico, se sobreentiende que un sensor inteligente está basado, total o parcialmente en elementos miniaturizados, y con un encapsulado común. Un sensor inteligente es inevitablemente más costoso que un sensor convencional. Pero si además del costo de compra
se consideran el mantenimiento, fiabilidad, etc; el costo total de un sensor convencional puede ser mucho mayor.
El nivel de complejidad de un sensor inteligente puede variar. Además de la detección o traducción
puede incluir acondicionamiento de señal, correcciones de cero, ganancia y linealidad, compensación
ambiental, escala de conversión de unidades, comunicación digital, autodiagnóstico, decisión e incluso
activación sobre el sistema donde se conecta.
De esta manera los sensores inteligentes incluyen, además del sensor primario, cuando menos algún
algoritmo de control, memoria y capacidad de comunicación digital.
La repercusión inmediata de los sensores inteligentes en un sistema de medida y control es que reducen la carga sobre los controladores lógicos programables (PLC).
Criterios para la disminución del error en la medida y en la transmisión
La medición, sobretodo en valores pequeños de capacidad, puede verse modificada por la presencia de
capacidades parásitas, interferencias y ruido eléctrico, por lo cual se aconseja una cercanía entre el
capacitor a medir y el circuito, en caso de utilizar cables, deben ser blindados y de longitud limitada,
también debemos dotar de un blindaje eléctrico al circuito comprometido. Debemos utilizar la menor
cantidad de conexiones de contacto óhmico.
En el caso de necesitar medir capacidades muy pequeñas con gran exactitud y precisión debemos rechazar (ya que no se puede minimizar mas aún) el ruido que se induce en la red R-C ya que produce
una alteración en la curva del transitorio carga-descarga del capacitor. Esto se realiza sustituyendo al
temporizador 555 por un arreglo de amplificadores operacionales, en una configuración que tenga
elevado rechazo al ruido de entrada.
20
UNIVERSIDAD TECNOLOGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL VILLA MARIA
Generalidades sobre sistemas de comunicación para sensores e instrumentos digitales
Las señales obtenidas con los sensores, una vez acondicionadas, hay que comunicarlas a un receptor o
dispositivo de presentación, cercano o remoto. Cuando el receptor y el emisor no están muy lejos, se
suele emplear transmisión por hilos (Cables conductores). También se emplea transmisión por hilos en
instalaciones extensas que incluyan un diseño adecuado.
Para distancias muy grandes se emplea telemedida (Transmisión remota de la medida) vía radio. Para
distancias cortas se utilizan también radiación infrarroja o fibras ópticas sobre todo cuando estamos en
presencia de interferencias electromagnéticas fuertes, ya que la luz no se ve afectada (Por lo menos
apreciablemente) por las interferencias de carácter electromagnético.
Cualquiera sea el medio de comunicación empleado, es necesario acondicionar las señales de los sensores para adaptarlas a las características de aquél.Este proceso puede necesitar más de una etapa. En
primer lugar, la señal del sensor, una vez acondicionada mediante un circuito inmediato a él, se modula (si su salida es analógica) o codifica (si su salida es digital), para poder ser combinadas con otras
que vayan a compartir el mismo medio, o simplemente para hacerla compatible con el modulador de
transmisión.
En algunos casos puede suceder que se disponga de una línea propia, transmitiéndose por ella directamente un nivel de tensión, corriente o una frecuencia procedente de este codificador o modulador.
Si la información se transmite en forma de tensión continua proporcional a la magnitud medida, la
distancia cubierta debe ser pequeña porque, en un entorno industrial, las tensiones parásitas inducidas
en el bucle formado por los conductores puede falsear totalmente la medida (debemos utilizar cables
apantallados). La telemedida por frecuencia tiene mayor inmunidad a las interferencias, pero no hay
normas que permitan utilizar en un mismo sistema transmisores de distintos fabricantes. Además, las
señales de frecuencia transmitidas pueden ser fuente de interferencia en circuitos próximos. La telemedida por corriente supera estos problemas.
Telemedida por corriente
En la telemedida por corriente la magnitud medida se convierte en una corriente continua proporcional, que se envía por la línea y es detectada en el extremo receptor midiendo la caída de tensión en una
resistencia de valor ómhico conocido. Los valores de corriente normalizados son: (4-20, 0-5, 0-20, 1050, 1-5, 2-10) mA. Los termopares parásitos y las caídas de tensión en los hilos de conexión tampoco
afectan, siempre y cuando el emisor sea capaz de imponer el valor de la corriente en el circuito. Esto
permite utilizar un hilo más fino y por lo tanto menos costoso. Otra ventaja es que un mismo receptor
pueda explorar varios canales (en donde hay colocados sensores) con distinta longitud de cable si que
ésta afecte a la exactitud. El valor de corriente habitual es 4-20 mA.
21
UNIVERSIDAD TECNOLOGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL VILLA MARIA
Diagrama de flujo de partida para la programación del capacímetro
Inicio
Medir con escala inicial
Cambio de red
¿Última
escala
¿Fuera de
escala?
Pasar a escala siguiente
Almacenamiento lugar
coma,
unidad de medida y
tipo de medición
Frecuen
cia?
Realizar la división
Convertir número binario
en tres dígitos BCD
Convertir dígitos BCD
a 7 segmentos
Mostrar número, coma
y unidad de medida
22
UNIVERSIDAD TECNOLOGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL VILLA MARIA
Código de programa del capacímetro versión prototipo
La versión prototipo desarrollada para placa experimental produce lecturas confiables desde 1nF a
9990µF. Esta versión de código de programa fue realizada en “assembler”, es de notar que la versión
del código detallada a continuación está actualizada y se logró realizar todas las medidas en base a la
medición de período, por lo cual no se utiliza el algoritmo de división.
A continuación se detalla el código de programa utilizado:
;CUIDADO LOS ARCHIVOS .ASM DEBEN TENER UN NOMBRE CORTO PARA QUE MPASM
GENERE EL .HEX
;este programa funciona
;los caracteres responden a display anodo comun con el punto apagado
;se tomaron las resistencias multiplo de 1.44
;las temporizaciones de las ventanas que miden frecuencia son multiplo de 1ms
LIST p=16F84 ; PIC16F844 is the target processor
#include "P16F84.INC" ; Include header file
cblock 0x10 ; Temporary storage registers (entre cblock y endc declaro variables)
PDel0 ;sirve para temporizacion
PDel1 ;sirve para temporizacion
PDel2
timer16
; junto a TMR0 hace que la cuenta sea un numero de 16 bits como
maximo
escala ;indica escala pico nano micro mili
punto ;coloca punto si lo hubiese
numh ; numh y numl contienen el resultado en formato binario de 16 bits
numl
unidadmil
centena
decena
unidad
aux
;auxiliar
cont
;contador auxiliar
endc
23
org
0x00 ;indica al ENSAMBLADOR la direccion de memoria de programa donde se
guardara la instruccion que vaya a continuacion
goto prin ;cuidado, el programa no se debe traslapar el programa de interrupcion que comienza en 0x04
;********************************************************************
;
Test Program
;*********************************************************************
org
0x07
prin
bsf
bsf
bsf
bsf
bsf
clrf
clrf
bsf
bcf
STATUS,RP0 ;Debido a que OPTION se encuentra en banco1
OPTION_REG,T0SE ;Configura incremento del timer0 cada flanco descendente
INTCON,GIE ;Global interrupt enable
INTCON,T0IE
;Timer0 interrupt enable cuando se desborde saltara a 0x04
OPTION_REG,T0CS ;Configura a timer0 para que cuente pulsos por RA4
TRISA
TRISB
TRISA,4
STATUS,RP0 ;debido a que tmr0 y port estan en banco0
movlw 0xFF
movwf PORTA
movwf PORTB
bcf
PORTA,0
goto vedin2
;red R=1.44M
;*********************************Visualizacion*************************************
*******
; Codificaci¢n --> Segmento : g f e d c b a ;
RB 7 6 5 4 3 2 1 0
;
;
a
;
-f |__| b
;
;
e| |c
-;
;
d
;;Tabla de numeros decimales adaptados a 7 Segmentos para encender los segmentos con un
;;0 (cero) lógico ya que el puerto puede drenar mas corriente que la que puede suministrar
;;Los display deben estar conectados a la Puerta B, y deben ser anodo comun
;;dejo sin usar el RB0/Int ya que lo uso como entrada del sensor
Tabla
addwf PCL
retlw
; -fedcbap
b'10000001'
;0
24
retlw
retlw
retlw
retlw
retlw
retlw
retlw
retlw
retlw
retlw
retlw
b'11110011'
b'01001001'
b'01100001'
b'00110011'
b'00100101'
b'00000101'
b'11110001'
b'00000001'
b'00100001'
b'01010111'
b'11000111'
;1
;2
;3
;4
;5
;6
;7
;8
;9
;n 10
;u 11
;vis muestra por 4 displays de 7 segmentos el contenindo de CENTENA, DECENA, UNIDAD
ESCALA.
vis
movlw 0x0F
movwf PORTA
movlw .255
movwf aux
;inhabilita transistores poniendoles un 1 a cada salida
;valor de repeticion visualizacion
LoopDisp
;
;Sacar al puerto el Dato 1 por un tiempo específico
movf escala,W
;Dato para decodificar
call Tabla
;Decodificación del dato
;Dato decodificado a puerto
movwf PORTB
;Habilita Q unidad
bcf PORTA,3
call ret2.5
;Retardo de dígito
bsf PORTA,3
;Inhabilita Q unidad
;Sacar al puerto el Dato 2 por un tiempo específico
;
movf unidad,W
;Dato para decodificar
call Tabla
;Decodificación del dato
movwf PORTB
;Dato decodificado a puerto
;Habilita Q decena
bcf PORTA,2
;Retardo de dígito
call ret2.5
bsf PORTA,2
;Inhabilita Q decena
;Sacar al puerto el Dato 3 por un tiempo específico
;
movf decena,W
;Dato para decodificar
call Tabla
;Decodificación del dato
btfsc punto,1
andlw b'11111110' ;colocamos punto si lo hubiese
movwf PORTB
;Dato decodificado a puerto
bcf PORTA,1
;Habilita Q centena
call ret2.5
;Retardo de dígito
25
bsf PORTA,1
;Inhabilita Q centena
;Sacar al puerto el Dato 4 por un tiempo específico
;
movf centena,W
;Dato para decodificar
call Tabla
;Decodificación del dato
btfsc punto,0
andlw b'11111110' ;colocamos punto si lo hubiese
movwf PORTB
;Dato decodificado a puerto
bcf PORTA,0
;Habilita Q centena
call ret2.5
;Retardo de dígito
bsf PORTA,0
;Inhabilita Q centena
decfsz aux,F
;Decrementa aux, elude sig. sí cero
goto LoopDisp
;Repite ciclo
movlw b'1110'
;luego de mostrar el nro volvemos a empezar con 1.44M
movwf PORTA
goto vedin2
;*******************1era ventana es dinamica periodo max 10ms (max=999hz min=100hz);
;para contar 999 los incrementos deberan ser de 10us
;1023=b'11 11111111' y 1000=b'11 11101110'
;si no hay cuenta salimos con el perro guardian
vedin1
movlw b'1'
movwf punto
clrf
numh
;contienen la cuenta de capacidad
clrf
numl
clrf
TMR0
sincro1btfss TMR0,0
goto sincro1
incr1 incf numl
btfsc STATUS,Z ;si hay desborde en numl incrementamos numh
incf numh
nop
nop
btfsc numh,2
;cuenta hasta 1024 y se sale
goto vedin2
btfss TMR0,1
;para tmr0=1cuando se cumple un periodo de tmr0 se sale
goto incr1
movlw .253
;resto 00000011
addwf numh,W
btfss STATUS,C ;si C=0 el numero sera igual o menor a 1023
goto menor9
finved1
ras
addwf
btfss
goto
movlw .24
;sumo el cmp2 de .232 porque subwf no me esta activando bande-
numl,w
STATUS,C
convbcd
;si la resta da negativo el nro es menor a 1000
;cuando la resta da negativo C=0
26
;*******************2da ventana es dinamica periodo max 100ms (max=99.9hz 10.0hz minimo);
;para contar 999 los incrementos deberan ser de 100us
vedin2 movlw 0x4F
movwf PORTB
movlw .50
movwf cont
movlw .10
movwf escala
movlw .11
btfss PORTA,1
movwf escala
movlw b'10'
movwf punto
clrf
timer16
clrf
TMR0
sincro2clrf
numh
clrf
numl
incf TMR0
incr2 movlw .254
addwf TMR0,W
btfsc STATUS,Z
goto sincro2
incf numl
btfsc STATUS,Z
incf numh
btfsc numh,2
goto vedin3
movlw .255
addwf timer16,w
btfsc STATUS,C
goto vedin1
ret2
movlw .235
addlw .1
btfss STATUS,Z
goto
ret2
btfss TMR0,2
goto incr2
movlw .253
addwf numh,W
btfss STATUS,C
goto escvent
;retardo de visualizacion
;mide en nano
;mide en u si R=1.44K
;lo usamos para escapar si se coloca una frec alta
;1era pasada tmr0=1 2da 11
;en el enganche tmr0=10
;si hay desborde en numl incrementamos numh
;cuenta hasta 1024 y se sale
;sale de la ventana cuando repentinamente aumenta frec
;produce una demora para que los pasos sean de 100us
;para tmr0=100cuando se cumple un periodo de tmr0 se sale
;resto 00000011
(.768) 1023-768=255 nro de 8bits
;
;si numh menor a 768 C=0, entonces vemos si es menor a 100
;si no el numero sera igual o menor a 1023
27
finved2
movlw .24
;1023=b'11 11111111' y 1000=b'11 11101110' 1000=768+232 ,
en donde 232 esta contenido en 8bits
addwf numl,w
;tenemos que 768 esta presente entonces podemos saber si el nro
es menor a 1000 restando 232
;sumo el cmp2 de .232 porque subwf no me esta activando banderas
btfss STATUS,C ;cuando la resta da negativo C=0
goto convbcd
;********************3era es ventana dinamica periodo max 1s (max=9.99hz min=1.00)*******
;para contar 999 los incrementos deberan ser de 1ms
;1023=b'11 11111111' y 1000=b'11 11101110'
vedin3 movlw .128
movwf cont
clrf
punto
clrf
timer16
clrf
TMR0
sincro3clrf
numh
clrf
numl
incf TMR0
incr3 movlw .254
addwf TMR0,W
btfsc STATUS,Z
goto sincro3
incf numl
btfsc STATUS,Z
incf numh
btfsc numh,2
goto finved3
movlw .255
addwf timer16,w
btfsc STATUS,C
goto vedin2
movlw .10
ret3 addlw .1
btfss STATUS,Z
goto
ret3
btfss TMR0,2
goto incr3
movlw .253
addwf numh,W
btfss STATUS,C
goto convbcd
movlw .24
addwf numl,w
btfss
goto
STATUS,C
convbcd
;retardo de visualizacion
;1era pasada tmr0=1 2da 11
;en el enganche tmr0=10
;si hay desborde en numl incrementamos numh
;cuenta hasta 1024 y se sale
;sale de la ventana cuando repentinamente aumenta frec
;para tmr0=100cuando se cumple un periodo de tmr0 se sale
;resto 00000011
;el numero sera igual o menor a 1023
;.24
;si la resta da negativo el nro es menor a 1000
;sumo el cmp2 de .232 porque subwf no me esta activando banderas
;cuando la resta da negativo C=0
28
finved3
de c
goto
btfss
PORTA,1
vedin4
setesc movlw b'1101'
btfss PORTA,0
movwf PORTA
goto vedin2
;si estabamos en la red 1.44K y no encontramos el valor
;vamos a la ventana dinamica 4
;si estamos en la red 1.44M,
;hay que cambiar a la de 1.44K
;************************4ta ventana es dinamica periodo max 10s (max=0.999hz
min=0.10)********
;para contar 999 los incrementos deberan ser de 10ms
;1023=b'11 11111111' y 1000=b'11 11101110'
vedin4 movlw 0xC7
movwf PORTB
movlw .255
movwf cont
clrf
escala
clrf
timer16
clrf
TMR0
sincro4clrf
numh
clrf
numl
incf TMR0
incr4 movlw .254
addwf TMR0,W
btfsc STATUS,Z
goto sincro4
incf numl
btfsc STATUS,Z
incf numh
btfsc numh,2
goto finved4
movlw .255
addwf timer16,w
btfsc STATUS,C
goto vedin2
call
;mostramos u
;retardo de visualizacion
;1era pasada tmr0=1 2da 11
;en el enganche tmr0=10
;si hay desborde en numl incrementamos numh
;cuenta hasta 1024 y se sale
;sale de la ventana cuando repentinamente aumenta frec
retven4
btfss TMR0,2
goto incr4
movlw .253
addwf numh,W
btfss STATUS,C
goto convbcd
movlw .24
;para tmr0=100cuando se cumple un periodo de tmr0 se sale
;resto 00000011
;el numero sera igual o menor a 1023
;.24
29
addwf numl,w
btfss STATUS,C
goto convbcd
finved4
movlw b'1110'
movwf PORTA
goto vedin2
;si la resta da negativo el nro es menor a 1000
;sumo el cmp2 de .232 porque subwf no me esta activando banderas
;cuando la resta da negativo C=0
;debido a que solo entramos en ventana 3 con 1.44K
;empezamos de nuevo con 1.44M
;****************Conversion a BCD*************************************
convbcd swapf numh,w
andlw 0x0F
addlw 0xF0
movwf unidadmil
addwf unidadmil,f
addlw 0xE2
movwf centena
addlw 0x32
movwf unidad
movf numh,w
andlw 0x0F
addwf centena,f
addwf centena,f
addwf unidad,f
addlw 0xE9
movwf decena
addwf decena,f
addwf decena,f
swapf
andlw
addwf
addwf
numl,w
0x0F
decena,f
unidad,f
rlf decena,f
rlf unidad,f
comf unidad,f
rlf unidad,f
movf numl,w
andlw 0x0F
addwf unidad,f
rlf unidadmil
movlw 0x07
movwf aux
movlw 0x0A
30
Lb1:
addwf unidad
decf decena
btfss 3,0
goto Lb1
Lb2:
addwf decena
decf centena
btfss 3,0
goto Lb2
Lb3:
addwf centena,
decf unidadmil
btfss 3,0
goto Lb3
Lb4:
addwf unidadmil
decf aux,f
btfss 3,0
goto Lb4
goto vis
;*****************************escoge ventana***************************
escvent
movf numh
btfss STATUS,Z ;si numh distinto de 0 el nro sera mayor a 100
goto convbcd
movf numl,W
addlw .156 ;sumo el complemento a 2 de 100 (resto 100)
;si carry=0 el nro era menor a 100, salto a otra ventana
btfsc STATUS,C
goto convbcd
goto vedin1
;****************cambio de red si no hay capacitor**************
menor9
movf numh
btfss STATUS,Z
goto convbcd
;si Z=0 entonces numh distinto de cero
movlw .247 ;complemento de 9 (resto 9)
addwf numl,W
btfss STATUS,C
goto setesc
goto finved1
;**************retardo de 1s**********************
ret1s movlw .14
movwf PDel0
PLoop7 movlw .72
movwf PDel1
PLoop8 movlw .247
movwf PDel2
PLoop9 clrwdt
decfsz PDel2,1
goto
PLoop9
31
decfsz PDel1,1
goto
PLoop8
decfsz PDel0,1
goto
PLoop7
return
;**************************retardo 2.5ms****************************
ret2.5 movlw .7
movwf PDel0
PLoop3 movlw .88
movwf PDel1
PLoop4 clrwdt
decfsz PDel1, 1
goto
PLoop4
decfsz PDel0, 1
goto
PLoop3
PDelL4 goto PDelL5
PDelL5 clrwdt
return
;*********************retardo de la ventana 4*****************
retven4
movlw .12
; 9.989ms
movwf PDel0
PLoop1 movlw .207
movwf PDel1
PLoop2 clrwdt
decfsz PDel1, 1
goto
PLoop2
decfsz PDel0, 1
goto
PLoop1
return
;********************ejecucion de la interrupcion***********************
;indica al ENSAMBLADOR que el pc salta aqui cuando hay una inteorg
0x04
rrupcion
;T0IF indica desbordamiento,lo ponemos a cero nuevamente
bcf
INTCON,T0IF
;Incrementa timer16 en uno y almacena el resulado en timer16
incf timer16,F
retfie
END
32
Bibliografía, sitios web consultados y envío de material
Apuntes de Cátedra Medidas Electrónicas 1 Universidad Tecnológica Nacional Facultad Regional
Villa María
Apuntes de Cátedra Medidas Electrónicas 1 Universidad Tecnológica Nacional Facultad Regional
Mendoza
Diseño e Implantación De Un Capacitómetro Utilizando el CPLD
EPM7128SLC84-15. J. Valeriano, C. Ojeda, G. Calva
Centro de Instrumentos UNAM. Laboratorio de Electrónica.
M. Angulo Microcontroladores PIC, Editorial Paraninfo
A 555 Timer IC Tutorial © by Tony van Roon
Sensores Inteligentes e Instrumentación Digital
Hoja de datos del microcontrolador PIC16F84A: http://www.microchip.com
Instrumentos digitales: http://elm-chan.org/
Operaciones matemáticas para microcontroladores:
http://www.restena.lu/convict/Jeunes/Math/Fast_operations.htm
Tanto para obtener este informe en formato digital como para solicitar el envío del código fuente (assembler) para el PIC16F84A, o simplemente ponerse en contacto, enviar un mensaje de correo electrónico con la correspondiente solicitud a la siguiente dirección:
mauriciomoretto@hotmail.com
33