Rectificador Monofásico PWM

Rectificador Monofásico PWM: Diseño e
Implementación.
Zaira Pineda Rico, Jaime O. Martínez Delgado, Ericka Reyes Sánchez, Emmanuel B. Moctezuma y
Daniel U. Campos-Delgado, Member, IEEE.
Resumen—.
Los rectificadores controlados PWM son
circuitos que convierten corriente alterna (CA) en corriente
directa (CD) variable, los cuales incluyen una corrección de
factor de potencia. El artículo presenta el proceso de diseño que
se divide en 3 etapas: control, acoplamiento y potencia. La etapa
de control presenta un acoplamiento con la línea de alimentación
para generar un patrón PWM de los cuatro interruptores del
puente rectificador. El acoplamiento con los elementos de
potencia se realiza por medio de opto-acopladores de alta
velocidad. Finalmente el puente rectificador se implementa por
medio de 4 IGBT’s de alta velocidad para realizar el proceso de
rectificación. En el artículo se detallan cada etapa y se presentan
resultados experimentales con cargas resistiva e inductivaresistiva.
Índices—Electrónica de Potencia, Rectificador Controlado,
Convertidor CA-CD, Instrumentación Electrónica.
L
I. INTRODUCCIÓN
a eficiencia es un criterio de diseño esencial en los
convertidores de potencia. Así, en la electrónica de
potencia, no es solo importante proponer circuitos que
permitan la conversión de energía, si no también se debe
considerar la realización de este proceso de manera eficiente.
En convertidores de energía de corriente alterna esto se puede
medir a través del factor de potencia (FP) del convertidor [3].
Por definición este se mide por el cociente entre la potencia
promedio (P) y la potencia aparente (S) que demanda el
circuito (FP=P/S), el cual se puede también relacionar a la
potencia reactiva (Q) del convertidor. Si la potencia reactiva
es cero (Q=0) entonces el factor de potencia será unitario y la
potencia entregada al convertidor será completamente
utilizada (P=S). En general, si la potencia reactiva es diferente
de cero (Q ≠0), entonces el factor de potencia será menor a la
unidad (P<S). Así, idealmente se busca que todo convertidor
de CA posea un factor de potencia cercano o inclusive la
unidad.
Los puentes rectificadores son circuitos de potencia
construidos con diodos que permiten la conversión de
corriente alterna a corriente directa (CA-CD). Si se
El desarrollo de este trabajo fue realizado gracias al apoyo brindado por
PROMEP (Proyecto para la Generación y Aplicación del Conocimiento).
Todos los autores se encuentran en la Facultad de Ciencias (UASLP), Av.
Salvador Nava s/n, Zona Universitaria, C.P. 78290, San Luis Potosí, S.L.P.,
México. Zaira Pineda (e-mail: zaira_02@yahoo.com), Jaime Martínez (e-
reemplazan los diodos por tiristores en la configuración de
puente es posible controlar el voltaje de salida de CD en la
carga. Esto se logra al variar el ángulo de disparo de los
tiristores en el encendido [1],[2] ya que la desactivación se
logra por medio de conmutación natural. De esta manera se
puede tener una fuente de CD variable en la carga, sin
embargo aunque se trate de carga resistiva, estos
convertidores de tiristores tienen un factor de potencia que
decrece de la unidad al aumentar el ángulo de disparo del
convertidor (es decir, al decrecer el voltaje de salida). Esto se
ve acentuado al tener una carga inductiva-resistiva, ya que
además del retraso derivado por la parte reactiva de la carga,
se produce otro retraso por el diseño del convertidor de
tiristores al variar el voltaje.
Un método para aliviar este problema, al menos para carga
resistiva, consiste en reemplazar en el puente rectificador los
tiristores por interruptores unidireccionales de encendidoapagado controlado [1]. Estos pueden ser GTO’s, BJT’s,
MOSFET’s o IGBT’s por mencionar algunos, donde se debe
escoger un patrón adecuado de conmutación para los
interruptores. La idea central es generar un patrón de
activación en el puente rectificador de manera que se pueda
variar el voltaje de salida promedio, pero manteniendo la
corriente y el voltaje de alimentación en fase (FP=1.0) [3].
Varias estrategias han sido sugeridas: modulación uniforme,
modulación trapezoidal, o modulación de ancho de pulso
(PWM). Siendo la estrategia PWM la más utilizada, dando
lugar a los rectificadores PWM monofásicos como trifásicos
dependiendo de la alimentación hacia el puente. Otros
métodos consisten en extender la idea de conversión CD-CD,
incluyendo en las topologías básicas, como Buck, Boost y
Buck/Boost, la corrección de factor de potencia en el control
de conmutación [6].
En el presente trabajo se describe el desarrollo de un
rectificador monofásico PWM, detallando cada una de las
fases de diseño y finalizando con la implementación
experimental del circuito de control y de potencia. El
diagrama a bloques del diseño general se muestra en la Figura
1. El orden de los puntos a tratar en este artículo se muestra a
continuación. La Sección 2 introduce la etapa de diseño del
circuito de generación del patrón PWM. La etapa de
mail:jaimeosv@hotmail.com), Erica Reyes (e-mail: resaka79@hotmail.com) y
Daniel U. Campos Delgado (e-mail: ducd@fc.uaslp.mx).
acoplamiento óptico se muestra en la Sección 3. En la Sección
4, se describe la etapa de potencia y en la Sección 5 se
muestran los resultados experimentales. Finalmente el artículo
concluye con comentarios finales en la Sección 6.
Q1 → vs > 0
Vmod uladora > V portadora
Q2 → 
Vmod uladora < V portadora
Q 3 → vs < 0
vs > 0
Vmod uladora > V portadora
Q4 → 
Vmod uladora < V portadora
vs < 0
vs > 0
vs < 0
Notar que los interruptores Q2 y Q4 se deben conmutar en
los semiciclos positivo y negativo para poder proveer un
trayecto de liberación de energía a la carga en caso de tener
parte reactiva en la carga. Así, durante el semiciclo positivo se
activan Q1 de manera constante, y Q2 se activa según la
estrategia PWM para que en la carga aparezca el voltaje de
alimentación vs. Al desactivar Q2, se debe entonces activar Q4
para tener un trayecto de liberación de energía por medio de
Q1 y Q4. De manera similar, durante el semiciclo negativo se
activa Q3 permanentemente y al activarse ahora Q4 se tendrá –
vs en la carga. Al apagar Q4 se debe conmutar Q2 para proveer
un camino de liberación de energía.
Figura 1. Diagrama General del Rectificador PWM.
II. GENERACIÓN DE PATRÓN PWM
A. Introducción al Esquema PWM en Rectificadores
En la técnica de conmutación PWM (Pulse Width
Modulation) la amplitud de la señal de salida se controla a
través del índice de modulación M:
M =
Am
Ap
[2]
[1]
donde Am y Ap representan las amplitudes de las señales
moduladora y portadora respectivamente. De esta manera, el
valor en CD del voltaje de salida se regula a través del control
del parámetro M. La estructura general del rectificador PWM
se muestra en la Figura 2, donde se debe determinar el patrón
de conmutación para los elementos (Q1,Q2,Q3,Q4), con el
objeto de producir un voltaje de CD Vo a la salida del puente
rectificador a partir de un voltaje de alimentación vs de CA.
Figura 3. Esquema de Conmutación PWM para M=0.8.
Figura 2. Circuito Base del Rectificador Monofásico.
En el esquema PWM, el patrón de conmutación se genera
al comparar una señal triangular Vportadora (portadora) con una
señal sinusoidal rectificada (moduladora) Vmoduladora tal y como
se muestra en la Figura 3 (M=0.8). El orden de encendido se
presenta como:
Figura 4. Voltaje de Salida bajo Carga Resistiva (M=0.8)
Durante la simulación de la Figura 3, la frecuencia de la
señal portadora está fijada a 2 kHz. El voltaje resultante de
salida Vo a la salida del puente para una carga resistiva de 27
Ω y vs=120 Vrms se muestran en la Figura 3 con M=0.8. En la
Figura 4 se aprecia como la potencia reactiva Q se hace cero
(FP=1.0) en el convertidor aunque no se tenga el voltaje
máximo, ya que el voltaje y el armónico fundamental de la
corriente de alimentación se encontrarían en fase [3]. El
voltaje promedio en la carga para este caso fue de 66 V.
Ahora, en la Figura 5 se muestra el voltaje de salida para
M=1.2, donde de igual manera la potencia reactiva Q se
cancela. En este caso el voltaje promedio de salida es de 92 V.
Las Figuras 3, 4 y 5 fueron obtenidas a través de simulación
numérica utilizando Power System Blockset de MATLAB.
1
5
120 VCA
~
12VCA
4
8
V1
Figura 6. Adquisición de la Señal de Línea
Enseguida, el voltaje V1 debe reducirse su amplitud (17
Vmax) para poderse trabajar con los voltajes de alimentación
de los amp. ops. ±15V. Entonces es necesario hacer pasar esta
señal por un divisor de voltaje para reducir su ganancia
(Figura 7). Una vez logrado nuestro objetivo se rectifica la
señal empleando un circuito de valor absoluto implementado
en base a amp. ops. [4],[5], mostrado en la Figura 7. Para la
realización de este circuito de valor absoluto se utilizaron
amplificadores operacionales LM348. El voltaje obtenido será
utilizado como la señal moduladora en el esquema PWM.
R2
R6
LM348
R3
3
11
D1
11
2
1
+
2
3
+
4
D2
1
LM348
4
LM348
4
-
3
1
+
2
-
R1
-
V1
R5
11
R4
Figura 7. Divisor de Voltaje y Rectificación de la Señal Moduladora.
Figura 5. Voltaje de Salida bajo Carga Resistiva (M=1.2)
B. Implementación del Esquema PWM
El diseño se realizó separando la implementación en 5
bloques:
• Generación de Señal Moduladora
• Generación de Señal Portadora
• Comparación PWM
• Lógica del Patrón de Conmutación
• Generación de Tiempo Muerto
Al momento de obtener la señal rectificada V2, esta tiene que
ser incorporada a una etapa multiplicadora [4] para lograr que
su amplitud pueda ser ajustada de manera externa (Figura 8).
De esta manera, controlando la amplitud de esta señal se varia
el índice de modulación M en el rectificador PWM. Con este
propósito se utiliza un potenciómetro de 10K y ayuda a
determinar la exactitud del voltaje máximo para V3 que se
quiere alcanzar. Así, el voltaje V3 representará la señal
moduladora Vmoduladora en el esquema PWM.
AD633
V2
1
8
VCC
IN
2
7
V3
OUT
3
6
REF
4
5
- VCC
1) Generación de Señal Moduladora
R1
1
2
En principio es necesario coordinar la señal del voltaje de
alimentación con el esquema de conmutación. Para lograr
esto, se hace uso de un transformador de 120 VCA a 12 VCA
para reducir la amplitud del voltaje de línea y proveer
aislamiento a la etapa de control. Hay que tomar en cuenta que
cuando se utilizan transformadores la señal de salida queda
desfasada 180°, para evitar problemas futuros las salida del
secundario se toma invertida (Figura 6).
3
12 V
Figura 8. Circuito Multiplicador para Ajuste del Índice de Modulación
2) Generación de Señal Portadora
Como se mencionó anteriormente en la estrategia de
modulación PWM, es requerida una señal portadora triangular
con una frecuencia mucho mayor a la señal moduladora. Para
V2
utilizan comparadores LM311 usando la configuración
mostrada en la Figura 11.
VCC
R2
1
3
R3
4
2
este diseño se fijó la frecuencia de la señal potadora a 2.2
kHz. Ahora, teniendo en consideración espacio, calidad de
señal y estabilidad se decidió utilizar un generador de
funciones XR-2206 para generar esta señal. Este circuito tiene
un rango de operación de 0.1 Hz hasta más de 1 MHz, y
capacidad de modular la amplitud en la salida. Se empleó la
configuración mostrada en la Figura 9 para producir la señal
portadora Vportadora.
-
3
+
T1
2
1
T2
TL082
8
R1
Figura 10. Compensación de Offset en la Señal Portadora.
T1
V1
Figura 9. Configuración del XR-2206.
Figura 11. Identificación de Semiciclos del Voltaje de Línea.
Utilizando esta configuración podemos obtener 3 ondas
diferentes, dependiendo del estado del interruptor S1 se
escoge entre una función sinusoidal o triangular en el pin 2, y
una función cuadrada en el pin 11. La frecuencia de salida es
determinada por la relación RC de la resistencia en el pin 7 y
el capacitor entre los pines 5 y 6, siguiendo la relación:
f =
1
RC
[3]
Utilizando el voltaje en el pin 3 del XR-2206 podemos
modular la amplitud de las ondas de salida de 0 hasta Vcc;
teniendo la onda cuadrada una amplitud completa desde cero
hasta el voltaje en el pin 3, y la sinusoidal y triangular una
amplitud menor pero con un offset positivo que la eleva hasta
tener como voltaje máximo el correspondiente del pin 3. El
offset se contrarresta fácilmente con un amplificador
operacional TL082 en configuración restadora aplicado a la
onda triangular T1 (Figura 10). Calibrando el voltaje del pin 3
del XR-2206 y el voltaje de referencia del TL082, se debe
obtener una onda portadora triangular con una amplitud no
variable a la salida del amp. op. de la Figura 9.
3) Comparación PWM
Para la obtención de los patrones de conmutación es
necesario identificar los semiciclos positivo y negativo de la
alimentación, y así conmutar los correspondientes
interruptores en el puente rectificador. Con este propósito se
Siendo V1 la señal sinusoidal del transformador de
aislamiento (Figura 6), así se obtiene un nivel de 5V en VO
cuando V1 es mayor que tierra y 0v cuando el voltaje es
menor a tierra, es decir un nivel alto durante el semiciclo
positivo y bajo durante el negativo. Ahora, la configuración
de modulación de ancho de pulso es similar, solamente
cambiando V1 a la señal rectificada de la señal sinusoidal
Vmoduladora, y en lugar de tener tierra como voltaje de referencia
usamos la señal portadora o triangular (Vportadora), como se
ilustra en la Figura 12.
Vmoduladora
Vpotadora
Figura 12. Comparación Generadora de PWM
Obteniendo a la salida un nivel alto (5V) mientras la señal
moduladora sea mayor a la señal portadora y un nivel bajo
(0V) en el caso contrario.
4) Lógica del Patrón de Conmutación
La obtención de los patrones de conmutación de Q1, Q2, Q3
y Q4 se obtiene por medio de una manipulación lógica de las
señales VO y VO2 en la Figuras 11 y 12, siguiendo las
relaciones en (1). Por lo tanto, se puede observar que:
Q1 = VO
Q2 = (VO*VO2) + (VO*VO2)
Q3 = VO = Q1
[4]
Q4 = (VO*VO2) + (VO*VO2) = Q2
Se seleccionaron compuertas lógicas 40106, 4081 y 4071
de tipo CMOS para la aplicación de estas ecuaciones debido a
su rápida conmutación y alta estabilidad. La implementación
final se muestra en la Figura 13.
para cada interruptor nos vemos en la necesidad de emplear
fuentes independientes de voltaje que provean de corriente y
voltaje suficientes a la compuerta del interruptor para
encenderlo. Así entonces, se usan 3 fuentes independientes de
+15V, una para la activación de los interruptores de la parte
superior del puente rectificador, y 2 para poder activar los
interruptores de la parte inferior. Es importante notar que los
interruptores 1 y 3 comparten una fuente porque sus tierras
coinciden en el mismo punto, por lo que se puede omitir el
uso de una cuarta fuente. En la Figura 15, el primer transistor
refuerza la señal de PWM para poder suministrar la corriente
necesaria al diodo emisor del opto-acoplador. El último
transistor es utilizado para invertir la señal del SPWM dada
por la configuración de transistor del opto-acoplador. Así, de
este último transistor la señal de polarización del interruptor
(voltaje compuerta (G) - emisor (E)) en el puente rectificador
se toma de emisor y tierra.
Vo
G
E
Vo2
Figura 15. Etapa de Acoplamiento
IV. CIRCUITO DE POTENCIA
Figura 13. Patrón de Conmutación Lógica.
5) Generador de tiempo muerto
Por seguridad debe de existir un pequeño lapso de tiempo
muerto entre la activación y desactivación de los interruptores
de una misma rama (Figura 2). Esto se debe al tiempo de
apagado correspondiente a cada interruptor, y así debe
compensarse este factor para evitar un posible corto circuito
en el circuito de potencia. Para implementar dicho tiempo
muerto se utilizó un detector de flanco negativo [5] con CIs,
como se muestra en la Figura 14.
PWM
Ahora, a partir de una fuente de CA constante se debe
generar un voltaje de CD a partir de la conmutación de los 4
interruptores en el puente rectificador (ver Figura 2). Para ello
se controlan 4 IGBT’s de potencia ultrarrápidos
(Qi=IRG4PC50U, VDSS=600V, ID=30A,) los cuales tienen la
capacidad de conmutado rápido a parte de soportar rangos de
voltajes altos. Además, se añadió una red snubber para los
IGBT’s con el objeto de protegerlos contra sobretiros de
tensión, como se muestra en la Figura 16 (R=100 Ω y
C=0.01µF). La alimentación de CA hacia el puente
rectificador se reguló mediante un transformador variable y se
tomaron mediciones de voltaje y corriente en el primario del
transformador para medir el factor de potencia del
convertidor.
Figura 14. Generador de Tiempo Muerto.
III. ETAPA DE ACOPLAMIENTO
La etapa de acoplamiento mostrada en la Figura 15, se usó
para aislar la etapa de control de la etapa de potencia por
medio de opto-acopladores. Los cuatro opto-acopladores, en
este caso 6N135, portan la señal de conmutación para cada
interruptor del puente inversor. Ya que cada señal es diferente
Figura 16. Circuito de Potencia del Puente Rectificador
V. RESULTADOS EXPERIMENTALES
corriente de fuente para y factor de potencia para M=1.2, y en
la Figura 20 para M=0.7.
Como se expresó anteriormente, las pruebas de simulación
fueron hechas mediante Power System Blockset de
MATLAB. Una vez concluido el diseño del prototipo se
tomaron diferentes valores representativos del voltaje de
salida. En estas mediciones se utilizó un osciloscopio FLUKE
43B Power Quality Analyzer, bajo las siguientes dos
condiciones:
•
•
Carga Resistiva de 40Ω.
Carga Resistiva-Inductiva (R=10.5Ω y L=18.8mH)
Æ Motor Universal.
La alimentación del primario del transformador vs fue de 127
Vrms (ver Figura 16), y el secundario vg se fijó a 28.3 Vrms
(40 V pico) en los experimentos con carga resistiva, y 21.21
Vrms (30 V pico) para carga resistiva-inductiva.
Figura 18. Mediciones Experimentales para Carga Resistiva y M=0.7.
A. Carga Resistiva
El presente artículo muestra de manera detallada los pasos
necesarios para la construcción de un rectificador PWM
monofásico. El circuito se basa en configuraciones básicas de
amplificadores operacionales y circuitos lógicos. Además, el
parámetro de control, índice de modulación M, puede ser
ajustado de manera externa a través de un voltaje de
referencia, lo que permitiría utilizarlo en implementaciones de
control a lazo cerrado. Los resultados experimentales
muestran que el factor de potencia es prácticamente unitario
para carga resistiva independientemente del índice de
modulación, es decir voltaje de salida.
Se tomaron 2 mediciones para diferentes índices de
modulación M. Primeramente, en la Figura 17 se muestra el
voltaje de salida Vo y corriente de fuente is para M=1.2, donde
puede observarse que la corriente de fuente se encuentra en
fase con el voltaje de carga.. Ahora, en esta misma Figura se
observan las mediciones de factor de potencia, donde se tiene
que la corriente y voltaje de fuente están prácticamente en
fase, resultando en FP≈1.0.
VI. CONCLUSIONES Y COMENTARIOS FINALES
Figura 17. Mediciones Experimentales para Carga Resistiva y M=1.2.
Enseguida se redujo el índice de modulación a M=0.7 y se
obtuvo la Figura 18. Más sin embargo la corriente y voltaje
de fuente siguen estando en fase, resultando en un factor de
potencia prácticamente unitario.
Figura 19. Mediciones Experimentales para Carga Resistiva-Inductiva con
M=1.2.
B. Carga Resistiva-Inductiva
Ahora se tomaron datos experimentales para una carga
resistiva-inductiva, conectando el rectificador PWM a un
motor universal con una rueda de inercia de 500 g conectada a
la flecha del motor. De la misma manera que para el caso
resistivo, se consideraron 2 casos M=1.2 y M=0.7. En ambos
casos, el factor de potencia decrece de la unidad por la parte
reactiva de la carga, resultando en FP≈0.9. En la Figura 19 se
muestra la medición experimental del voltaje de carga,
Figura 20. Mediciones Experimentales para Carga Resistiva-Inductiva con
M=0.7.
VII. REFERENCIAS
[1]
[2]
[3]
[4]
[5]
[6]
H. Rashid, Muhammad. “Electrónica de Potencia, circuitos, dispositivos
y aplicaciones”, 2ª ed., Prentice Hall., 1995.
J.M. Benavent García, A. Abellán G., E. Figueres A. “Electrónica de
Potencia, teoría y aplicaciones”, 1ª ed. Alfaomega, 2000.
W. H. Hayt y J.E. Kemmerly, “Análisis de Circuitos en Ingeniería”, 5a
Edición, McGraw Hill, 1993.
R. Coughlin. F. Driscoll, “Amplificadores Operacionales y integrados
lineales”, 5a ed., Prentice may 1999.
Boylestad Nashelsky, “Electronica: Teoria de Circuitos”, 6a ed., Prentice
Hall, 1997.
R.W. Erickson y D. Maksimovic, “Fundamentals of Power Electronics”,
2ª Edición, Kluwer Academics Publishers, 2001.
VIII. BIOGRAFÍAS
Zaira Pineda Rico nació en San Luis Potosí, S.L.P., el 2 de noviembre de
1982. Ingresó a la carrera de Ingeniero Electrónico de la Facultad de
Ciencias de la UASLP en Agosto de 2000, y se encuentra actualmente por
cursar su último semestre. Sus intereses abarcan diseño electrónico,
electrónica de potencia, e instrumentación.
Jaime O. Martínez Delgado nació en San Luis Potosí, S.L.P., el 6 de mayo
de 1982. Ingresó a la carrera de Ingeniero Electrónico de la Facultad de
Ciencias de la UASLP en Agosto de 2000, y se encuentra por cursar su último
semestre. Sus intereses abarcan electrónica digital, automatización, electrónica
de potencia, y control de motores.
Erica Reyes Sánchez nació en San Luis Potosí, S.L.P., el 17 de octubre de
1979. Ingresó a la carrera de Ingeniero Electrónico de la Facultad de
Ciencias de la UASLP en Agosto de 2000, y se encuentra por cursar su último
semestre. Sus intereses abarcan automatización, electrónica de potencia, e
instrumentación industrial.
Emmanuel B. Moctezuma nació en San Luis Potosí, S.L.P., el 25 de
diciembre de 1980. Ingresó a la carrera de Ingeniero Electrónico de la
Facultad de Ciencias de la UASLP en Agosto de 2002, y se encuentra por
cursar su último semestre. Sus intereses abarcan diseño electrónico,
electrónica de potencia y electrónica digital.
Daniel U. Campos Delgado nació en San Luis Potosí el 14 de octubre de
1973. En 1996 recibió el título de Ingeniero Electrónico de la UASLP.
Realizó la Maestría (1999) y Doctorado (2001) en Ingeniería Eléctrica en
Louisiana State University A partir de agosto de 2001 es ProfesorInvestigador de la Facultad de Ciencias (UASLP). Desde 1999 es miembro de
la IEEE en las Sociedades de Control y Electrónica Industrial. Sus intereses
abarcan electrónica de potencia, sistemas de control, control robusto, y control
tolerante a fallas.