laboratorio de televisión práctica n1 1 receptor de televisión etapas

LABORATORIO DE TELEVISIÓN
PRÁCTICA N1 1
RECEPTOR DE TELEVISIÓN
ETAPAS DE F.I. , DEMODULADOR DE IMAGEN
Y SEPARADOR DE SINCRONISMOS
- Cadena de FI
- CAG Diferido
- Sincronismo Horizontal
- Sincronismo Vertical
ÍNDICE
1.-
AMPLIFICADOR Y DEMODULADOR DE FI DE IMAGEN
1.1.1.2.1.3.1.4.1.5.1.6.-
2.-
MEDIDAS Y AJUSTES EN LAS ETAPAS DE F.I.
2.1.2.2.2.3.2.4.2.5.-
3.-
Curva de respuesta.
Niveles de portadoras.
Flanco de Nyquist.
CAG diferido.
Trampa de 5,5MHz.
SEPARADOR DE SINCRONISMOS
3.1.3.2.3.3.-
4.-
Introducción.
Curva de respuesta de F.I.
Retardo de grupo.
Demodulador de F.I..
CAG diferido.
Circuito de FI del TV de prácticas
Introducción.
Circuito integrado TDA2593.
Circuitos periféricos.
MEDIDAS EN EL CIRCUITO DE SINCRONISMOS
4.1.4.2.4.3.4.4.-
Medida de oscilogramas.
Oscilador de líneas. Márgenes de enganche y retención.
Sicronismo vertical. Entrelazado de líneas.
Análisis oscilográfico de los impulsos de sincronismo de la señal
de vídeo.
1-1
1.-
AMPLIFICADOR Y DEMODULADOR DE FI DE IMAGEN
1.1.-
INTRODUCCIÓN
Antes de describir esta etapa se recuerda el proceso seguido por la señal de R.F.
hasta convertirse en la F.I. Para ello se hará uso de la figura 1 que representa el diagrama de
bloques básico de un sintonizador convencional.
Señal de RF
F. I.
Al demodulador
CAG
O. L.
fOL = fPI + 38,9 MHz
Figura 1.- Diagrama de bloques de un sintonizador.
En primer lugar se selecciona un canal por medio de un filtro paso banda de
sintonía variable. El ancho de banda de este filtro y su respuesta en función de la frecuencia
se da en la figura 2.
0 dB
0 dB
- 3 dB
- 3 dB
PS
PI
8 ÷ 9 MHz
P.I.: Portadora de Imagen
P.S.: Portadora de Sonido
Figura 2.- Curva de respuesta del filtro de entrada de R.F. del sintonizador.
A continuación, la señal de R.F. se amplifica y mezcla con la de un Oscilador Local
cuya frecuencia se sitúa en todo momento 38,9 MHz. por encima de la Portadora de
Imagen. De los distintos productos que aparecen en la mezcla se elige la diferencia, que es
la F.I.
1-2
En el proceso de conversión de R.F. a F.I. en el sintonizador se produce un
intercambio de posiciones entre las portadoras de imagen y sonido. En efecto, la portadora
de imagen a nivel de FI en el estándar B/G de TV tiene una frecuencia de 38,9MHz, que
resulta ser más alta que la de sonido, cuyo valor es de 33,4MHz.
La señal resultante a nivel de de FI en el sintonizador se amplifica y filtra para
eliminar productos no deseados de la mezcla, antes de ser entregada a los circuitos de FI de
la placa de señal del televisor.
La sintonía de los canales se hace de forma muy precisa por medio de un sistema de
síntesis de frecuencia y un dispositivo PLL. Está prevista, además, la posibilidad de
desplazar la frecuencia del oscilador (sintonía fina) en un margen relativamente amplio
para acomodar la nitidez de la imagen al gusto del usuario.
Ya en la placa de señal del televisor, la señal de F.I. que entrega el sintonizador se
amplifica, se conforma en un filtro especial (SAW) y finalmente se demodula. A la salida
del demodulador aparece la información de vídeo en banda base y la interportadora de
sonido (5,5MHz en norma B/G) modulada en FM con la información de audio. Ver la
figura 3.
Figura 3.- Diagrama de bloques para la demodulación de F.I.
Mientras que la respuesta de la información de vídeo demodulada depende en gran
medida de la frecuencia del oscilador local (sintonía del canal seleccionado), la del sonido
no varía (dentro de ciertos límites) al estar situada sobre una portadora (intercarrier) cuya
frecuencia (5,5 MHz.) es constante.
Esta portadora de sonido aparece en el demodulador de F.I. por mezcla de la P.I.
(38,9 MHz) y la P.S. (33,4 MHz), siendo esta la razón por la que se ajusta la profundidad
de modulación de la P.I. en la emisora a un valor máximo del 90%. En el supuesto de que
alcanzara el 100% desaparecería la señal intercarrier de 5,5MHz en el receptor y, por
consiguiente, el sonido.
1-3
1.2.-
CURVA DE RESPUESTA DE F.I.
La conformación de la curva de respuesta de la señal de F.I. se hace mediante un
filtro con tecnología SAW (Surface Acoustic Wave) ubicado en la cadena de FI, cuya
respuesta de amplitud en función de la frecuencia se muestra en la figura 4.
0 dB
Flanco de Nyquist
. - 3 dB
- 6 dB
. - 25 dB
30,9
PICAS (G)
31,9
34,47
33,4 PC
38,9
PS
PI
PICAS (B)
40,4
41,4
MHz
PSCAI (G)
PSCAI (B)
PICAS: Portadora de imagen del canal adyacente superior
PSCAI: Portadora de sonido del canal adyacente inferior
Figura 4.- Curva de respuesta del filtro de F.I.
Sobre esta curva hay que hacer las siguientes consideraciones:
11-
Para compensar el efecto de la banda lateral vestigial (BLV) empleado en la
transmisión (ver la figura 5), que supone transmitir en doble banda lateral (DBL) el
espectro situado 0,75MHz a ambos lados de la portadora, y en banda lateral única
(BLU) el comprendido entre +0,75MHz y +5MHz, la portadora de imagen (PI) se
sitúa sobre el flanco de Nyquist a unos 6 dB por debajo de la máxima respuesta del
filtro.
El flanco de Nyquist tiene una anchura de banda que cubre la zona de señal que se
transmite en doble banda lateral, es decir, aproximadamente 1,5MHz centrados
alrededor de la portadora de imagen (Figura 6).
En estas condiciones, la amplitud a la salida del demodulador de las componentes
transmitidas en DBL tiene el mismo nivel que las transmitidas en BLU, con lo que
se recupera en el televisor una respuesta plana para la señal de vídeo.
1-4
0,75 MHz
0,25
1,25
PI
PC
PS
4,43
PI
1,07
MHz
1,5
CANAL RF 7 MHz
(NORMA B)
Figura 5.-
0,25
Distribución del espectro de los canales de TV en norma B (VHF). En
norma G (UHF) hay una separación de 1 MHz entre principio y final
de dos canales adyacentes.
0 dB (100%)
90 %
PI
- 6 dB (50%)
10 %
1÷1,5 MHz
Figura 6.-
21-
Configuración del flanco de Nyquist dentro de la curva de respuesta del
filtro de F.I.
Al actuar sobre la sintonía fina, varía la frecuencia del oscilador local del
sintonizador, y con ello, la posición de la P.I. sobre la curva de F.I. Esto último se
traduce en una modificación de la respuesta de vídeo a la salida del demodulador, y
por tanto, de la definición o resolución de la imagen.
La figura 7 ilustra este comportamiento cuando la frecuencia del oscilador local se
sitúa por encima y por debajo de su valor nominal.
1-5
PI
- 6 dB
PI
- 6 dB
- 6 dB
PS
PI
PS
PS
33,4
38,9
MHz
38,9
33,4
5 MHz
a
a:
b:
c:
Figura 7.-
31-
MHz
33,4
38,9
5 MHz
b
MHz
5 MHz
c
P.I. por encima del valor nominal. Atenuación de las frecuencias altas de vídeo.
P.I. en su posición nominal. Respuesta ideal.
P.I. por debajo del valor nominal. Realce de las frecuencias altas de vídeo.
Influencia de la posición de la P.I. sobre la curva de respuesta del filtro
de F.I.
La P.S. se atenúa unos 25dB para facilitar una separación eficaz entre las señales de
vídeo y sonido (intercarrier) a la salida del demodulador de F.I.
La figura 8 muestra la forma de onda de la señal a la salida del demodulador. Se
aprecia que sobre la información de vídeo aparece superpuesta la de 5,5MHz.
(sonido intercarrier).
Figura 8.-
Señales de vídeo compuesto y sonido intercarrier a la salida del
demodulador.
1-6
Cuando el nivel de la señal intercarrier es excesivamente alto, como ocurre en el
caso de una incorrecta sintonía del canal (figura 9), aparece un fenómeno
perturbador conocido como Abarras de sonido en la imagen@.
- 6 dB
PI
PS
33,4
Figura 9.-
41-
1.3.-
38,9
MHz
Desintonía del canal recibido que provoca un incremento de la señal
intercarrier sobre la información de vídeo.
Según la figura 5, la P.I. del canal adyacente superior y la P.S. del inferior están a
1,5 MHz. (2,5 MHz. para la norma G) de la P.S. y P.I., respectivamente, del canal
sintonizado , pudiendo provocar perturbaciones sobre éste si su nivel es elevado.
Para evitarlo, el propio filtro de F.I. introduce una atenuación superior a 50 dB
sobre dichas portadoras.
RETARDO DE GRUPO.
La distorsión de retardo de grupo es un parámetro que afecta de manera importante
a la señal de TV en su paso por las diferentes etapas del receptor, sobre todo las de F.I.
Para que la calidad de la imagen no se degrade por este motivo, el retardo de grupo
debería ser constante en el margen de frecuencias de vídeo comprendido entre 0 y 5 MHz.
El elemento que introduce la distorsión de retardo más importante en el receptor de
TV es el filtro SAW de la cadena de FI, sobre todo en la zona correspondiente a las altas
frecuencias de la señal de vídeo. Es en esta zona donde el filtro SAW tiene la transición
más abrupta desde la banda de paso a la banda atenuada.
La corrección de esta distorsión en el receptor sería muy costoso, y por ello el CCIR
adoptó la solución de aplicar una precorrección en el transmisor que neutralizara en gran
medida la que introduce el receptor.
En la figura 10 se reproduce la curva de precorrección de retardo de grupo que se
aplica a los transmisores que trabajan según las normas B y G. Lógicamente, la distorsión
de retardo de un receptor de TVC estándar debería tener a cada frecuencia
aproximadamente el mismo valor que el transmisor, pero de signo contrario.
1-7
150
Retardo (ns)
130
100
90
70
60
50
30
20
0
-10
-20 0
-30
-50
F (MHz)
1
2
3
3,75
4
4,43 4,8
5
6
-70
-100
-125
-150
-160
-170
-200
-215
-250
-260
-300
-350
-360
-400
F (MHz)
Retardo (ns)
Tolerancia (ns)
0,25
0
"20
1,00
+30
"60
2,00
+60
"70
3,00
+60
"70
3,75
0
"70
4,43
-170
"45
4,80
-260
"100
Figura 10.- Curva de retardo de grupo de un transmisor y tabla de valores y
tolerancias.
1-8
1.4.-
DEMODULADOR DE F.I.
La demodulación de la señal de F.I. se efectúa en un detector síncrono. Este tipo de
detección requiere la referencia de la portadora de imagen, que se extrae de la F.I. con un
circuito resonante paralelo sintonizado a 38,9 MHz. Las características del citado filtro,
principalmente la relación L/C y el Q, determinan en gran medida el comportamiento del
demodulador, por lo que se exige de él un cuidadoso diseño y ajuste.
Es habitual que el demodulador ofrezca dos salidas, utilizándose una de ellas para
excitar el canal de vídeo mientras que la otra se lleva a la etapa demoduladora de F.M. para
la recuperación del sonido. En ambos casos se emplean trampas y filtros para seleccionar la
señal deseada (figura 11).
Figura 11.- Diagrama de bloques del amplificador y demodulador de F.I.
La supresión de la componente de 5,5MHz en la SVC se hace para evitar que el
sonido perturbe la imagen. No obstante, se ha comprobado que con un simple circuito
trampa no basta para atenuar suficientemente la señal intercarrier sin que, bajo
determinadas circunstancias, se vea alterada la información de croma.
Este problema se ha resuelto añadiendo una segunda trampa conectada al circuito en
la forma que indica la figura 12.
Figura 12.- Trampa adicional para una óptima supresión de la señal de 5,5MHz en
el canal de vídeo.
1-9
Lo que antecede corresponde al caso de una transmisión de señales de TV con
sonido monofónico donde hay una única portadora situada a 5,5MHz de la de imagen
(normas) B y G.
En transmisiones estereofónicas se utilizan dos portadoras, tanto para el sistema
alemán IRT (analógico) como para el sistema NICAM 728 (digital). En el primero de ellos
hay una segunda portadora (5,742 MHz.) que se modula en frecuencia con la información
de sonido del canal derecho (señal R), mientras que la de 5,5MHz, a afectos de
compatibilidad, lo está con la información de sonido completa (R+L)/2 (canales derecho e
izquierdo). Ver la figura 13.
Portadora de Imagen
0dB Pico de Sincro
-13dB
-20dB
-1
0
+1
+2
+3
+4
+5
+6
Sonido I
fv + 5,5MHz
MHz
Sonido 2
fv + 5,74218 75MHz
Figura 13.- Canal de TV con transmisión de sonido estereofónico según el sistema
alemán IRT. Normas B y G PAL.
El sistema NICAM 728, adoptado oficialmente en España, utiliza una segunda
portadora de 5,85MHz (normas B y G) para la transmisión de dos canales de sonido de alta
calidad codificados digitalmente. Puesto que el sistema tiene que ser compatible, se
mantiene la portadora de 5,5MHz modulada en frecuencia con el sonido analógico original
(figura 14).
Portadora de Imagen
Portadoras de Sonido
5,5 MHz
0,75
0,35 MHz
Subportadora de
Crominancia
4,43 MHz
1,30
-1
-1,25
+1
+2
+3
f imagen
NICAM 728
0,57
+4
+5
f croma
+6
fsonA fsonD
+7
f(MHz)
+6,75
Canal de 8 MHz
Norma "G" PAL
Figura 14.- Situación de las portadoras en una transmisión de TV con sonido
estereofónico según el sistema NICAM. Norma G.
1 - 10
Así como en los sistemas de TV con sonido monofónico la conformación de la
curva de respuesta y posterior demodulación de la señal de F.I. en el receptor se hace según
el método explicado, en los estereofónicos se utilizan dos filtros SAW, uno para extraer la
información de imagen y otro para el sonido.
El primero de ellos tiene una respuesta prácticamente nula para las portadoras de
sonido (figura 15), mientras que en el segundo filtro SAW la respuesta es máxima tanto
para la portadora de imagen (38,9 MHz) como para las de sonido (33,4 MHz y 33,16 MHz
en el sistema alemán; 33,4 MHz y 33,05 MHz en el NICAM 728). Ver la figura 16.
Figura 15. Respuesta del filtro de F.I. para extraer la información de vídeo en
receptores de TV estereofónicos.
Figura 16. Respuesta del filtro de F.I. para extraer la información de sonido en
receptores de TV estereofónicos.
1 - 11
1.5.-
CAG DIFERIDO
La cadena de F.I. incluye etapas amplificadoras de ganancia controlada por un
circuito de CAG que mantiene constante la amplitud de la señal de FI a la entrada del
demodulador en un amplio margen de niveles de señal a la entrada del receptor. La acción
de este CAG propio de la cadena de F.I. se complementa con otro, denominado CAG
diferido, que regula la ganancia del amplificador de entrada del sintonizador a partir de
1mV de señal en antena. Con la acción conjunta de ambos circuitos se consigue una señal
de vídeo compuesta (SVC) prácticamente constante para niveles de R.F. comprendidos
entre 50 µV y 50 mV.
Este mecanismo de CAG diferido optimiza la relación señal/ruido de la F.I. a la
entrada del demodulador (y por consiguiente de la SVC), puesto que cuando los niveles de
señal de RF a la entrada del sintonizador son bajos, éste mantiene máxima ganancia y por
tanto mínimo factor de ruido, estando a cargo de la cadena de FI el mantenimiento del nivel
de la señal.
En cambio, con niveles de RF ya elevados, y cuando el CAG de FI empieza a
saturarse, se actúa sobre la ganancia del sintonizador, lo que empeora su factor de ruido,
pero por tratarse ya de señales de RF de nivel alto, la relación señal/ruido no se ve afectada.
En la figura 17 se ve la curva de variación de la SVC a la salida del demodulador de
F.I. en función del nivel de señal de R.F. aplicado a la antena.
Punto A: Comienzo de actuación del CAG normal (FI)
Punto B: Comienzo de actuación del CAG diferido (RF)
Punto C: Fin de la regulación.
Figura 17.- Curva de variación de la señal demodulada en función del nivel de R.F.
en antena.
1 - 12
La tensión de CAG diferido para el control de la ganancia del sintonizador procede
de una de las etapas amplificadoras de la cadena de FI. En la figura 18 puede verse una
curva de variación típica de la tensión de CAG diferido en función del nivel de señal de
R.F. a la entrada del sintonizador.
Figura 18.- Curva de la tensión del CAG diferido. El punto A marca el comienzo de
la regulación (60dBµV = 1mV).
En efecto: con señales en antena de nivel inferior a 1mV (60dBµV) la tensión de
CAG diferido es constante y mantiene la máxima ganancia del amplificador del
sintonizador. A partir del citado nivel, la tensión de CAG diferido va siendo
progresivamente menor, de forma que la ganancia del sintonizador disminuye para
mantener constante el nivel de señal de FI a su salida.
1 - 13
Figura 19.- Esquema del Circuito de F.I. del TVC de Prácticas.
1 - 14
1.6.-
CIRCUITO DE F.I. DEL TV DE PRÁCTICAS
La figura 19 representa el esquema del circuito de F.I. utilizado en el Televisor de
prácticas.
En este circuito, la amplificación y demodulación de la señal de F.I. se realiza en el
CI TDA5800, mientras que la conformación de la curva de respuesta se hace con el filtro de
onda superficial (SAW) SW174A.
Las pérdidas de inserción de este filtro, estimadas en unos 20dB, se compensan con
el preamplificador SL 1431. Este CI genera, además, la tensión de CAG diferido que
controla la ganancia de la etapa de R.F. del sintonizador. Ver la figura 20.
Figura 20.- Diagrama de bloques del CI SL1431.
El circuito integrado TDA 5800, cuyo diagrama de bloques aparece en la figura 21,
está constituido principalmente por un amplificador de banda ancha de cuatro etapas con
ganancia controlada, un limitador de amplitud, un demodulador síncrono para la señal de
F.I. y un generador de tensión de CAG que controla la ganancia del amplificador.
Asimismo, dispone de un circuito de CAF (Control Automático de Frecuencia)
utilizable en televisores que no incorporen el sistema de síntesis de frecuencia con control
por PLL para la selección de los canales.
1 - 15
Figura 21.- Diagrama de bloques del CI TDA5800.
Finalmente, este integrado acepta una señal de vídeo compuesto procedente de una
fuente externa a través del pin 8. La conmutación entre esta señal y la demodulada se hace
con una tensión continua aplicada al pin 3. La señal de vídeo seleccionada aparece por los
pines 5 y 6 con polaridades invertidas. La primera de ellas se lleva al canal de vídeo, y de la
otra se extrae la portadora intercarrier de 5,5MHz que contiene la información de sonido.
Independientemente de estas dos salidas de vídeo hay una tercera, pin 7, que se
utiliza como fuente de señal para grabación, control, monitorización, etc, después de
atravesar una etapa amplificadora previa (figura 22).
Figura 22.- Disposición de entradas y salidas de la señal de vídeo en el CI
TDA5800.
1 - 16
1.6.1.- Proceso de la señal de FI
Tomando como base el esquema de la figura 19, el camino recorrido por la señal de
F.I., a partir del pin 9 del sintonizador, es el siguiente:
La señal de FI llega a la entrada del amplificador SL1431 después de atravesar la
célula constituida por L1, C1 y R3, la cual forma parte del filtro que actúa como carga del
transistor amplificador de F.I. situado en el sintonizador (figura 23).
Figura 23.- Configuración del filtro de carga del amplificador de F.I. del
sintonizador.
La respuesta de este filtro, después de ajustada la bobina L1, es plana en la banda
que cubre el canal de recepción a nivel de FI, es decir: similar a la representada para la
señal de RF en la figura 2, pero con las portadoras de imagen y sonido en posiciones
intercambiadas.
Una vez amplificada en el integrado SL1431, la señal de F.I. es conformada en el
filtro SAW antes de alcanzar el amplificador de entrada del TDA5800 por los pines 21 y
22. A continuación se demodula síncronamente, para lo cual se extrae la P.I. con un
circuito resonante paralelo sintonizado a 38,9 MHz, después de atravesar un limitador de
amplitud (figura 24).
Figura 24.- Diagrama de bloques del circuito demodulador de F.I.
1 - 17
La SVC demodulada se amplifica antes de aparecer con polaridad opuesta por los
pines 5 y 6 del CI. Desde el pin 5 la señal de vídeo compuesto se lleva a la base de T2,
después de atravesar un circuito trampa sintonizado a 5,5MHz . El resto de portadora
intercarrier que queda sobre la SVC se suprime con un filtro cerámico conectado en el
emisor del mismo transistor antes de alcanzar el decodificador de vídeo. Ver la figura 25.
Figura 25.- Recorrido de la SVC entre la salida del demodulador y la entrada del
decodificador de vídeo.
La señal del pin 6 se lleva directamente al demodulador de F.M. después de
atravesar un circuito que extrae la portadora intercarrier (figura 26).
Figura 26.- Recorrido de la SVC entre la salida del demodulador de F.I. y la
entrada del de sonido.
1 - 18
2.-
MEDIDAS Y AJUSTES EN LAS ETAPAS DE FI
2.1.
CURVA DE RESPUESTA.
Instrumentación:
-
Analizador de Redes
Sonda inyectora.
Sonda de Osciloscopio.
Conexión del equipo:
Para la realización de las medidas se conectará la señal de salida del Analizador de
Redes al punto P1 del sintonizador (punto de inyección de FI) por medio de la sonda
inyectora precedida de un atenuador de 10dB (figura 27). Esta conexión se realizará
después de haber calibrado el Analizador de Redes, según se explica más adelante.
RF
out
Sintonizador
RF
in
Analizador de Redes
Atenuador
10 dB
P1
FI
Sonda Inyectora
P1
Ls
FI
FI
Sintonizador
Figura 27.- Conexión de la señal de barrido del Analizador de Redes al
sintonizador.
1 - 19
Para completar el montaje de medida se introducirá en la entrada de RF del canal de
transmisión del Analizador de Redes, empleando una sonda de osciloscopio, la señal de FI
presente en la salida del filtro SAW (pin 21 del Circuito Integrado TDA5800, ver figuras
19 y 28).
RF
in
RF
out
Analizador de Redes
FI
Sonda de
Osciloscopio
X10
FI
5
4
SAW
SL1431
3
1
4
2
21
TDA5800
R7
5
22
Figura 28.- Conexión al Analizador de Redes, mediante sonda de osciloscopio, de la
señal de F.I. presente en la salida del filtro SAW.
Medidas:
Se pretende obtener la curva de respuesta de la cadena de F.I. desde la entrada al
sintonizador por el punto de inyección de FI (P1) hasta la entrada del amplificador y
demodulador de FI (Circuito Integrado TDA5800), pasando por el preamplificador
SL1431 y el filtro conformador de respuesta (SAW) SW174A.
Para conseguirlo proceder del siguiente modo:
11
21
31
41
Activar exclusivamente el canal para medidas de transmisión en el Analizador de
Redes.
Seleccionar un barrido de unos 15MHz centrado en 36MHz.
Poner en 0dBm el nivel de señal de salida del Analizador de Redes.
Activar marcas a las frecuencias: 33,4MHz (sonido), 34,47MHz (crominancia) y
38,9MHz (portadora de imagen).
1 - 20
51
Conectar directamente la sonda inyectora (precedida de su atenuador de 10dB) a la
sonda de osciloscopio y calibrar el canal de transmisión. Todas las marcas
seleccionadas deberán indicar 0dB en estas condiciones.
Poner el conmutador vídeo/RF del chasis del TV en posición RF.
Realizar las conexiones indicadas en las figuras 27 y 28.
Realizar los ajustes precisos de la escala vertical del Analizador para visualizar
completamente la curva de respuesta en la anchura de banda seleccionada.
61
71
81
La curva conseguida tendrá, aproximadamente, la forma que muestra la figura 29.
Figura 29.- Curva de respuesta de F.I. en la pantalla del Analizador de Redes.
2.2.
NIVELES DE PORTADORAS
Partiendo de las mismas condiciones del apartado anterior, hacer lo siguiente:
11
Aplicar marcas de 33,4MHz, 34,47MHz y 38,9MHz correspondientes a las
portadoras de sonido, croma y vídeo, respectivamente.
21
Aplicar una 40 marca y posicionarla hacia el centro de la banda, en el nivel más
elevado de la curva de respuesta.
21
La altura de cada portadora vendrá dada por la diferencia entre el nivel de la 40
marca y el nivel de las 3 anteriores, debiendo conseguirse, aproximadamente, los
valores siguientes:
P.I.
P.S.
P.C.
-6 dB
-20 dB
-4 dB
1 - 21
2.3.
FLANCO DE NYQUIST
Partiendo de las condiciones del apartado 2.1., situar dos marcas en los dos
extremos del flanco de Nyquist anotando los valores de frecuencia mostrados por el
Analizador de Redes (figura 30). La diferencia entre ellas debe estar comprendida entre 1,5
y 2 MHz.
PC
PI
PS
F1
F2
Figura 30.- Situación de las marcas para determinar la anchura del flanco de
Nyquist.
2.4.
CAG DIFERIDO
Instrumentación:
-
Generador de vídeo (mira)
Multímetro digital
Conexión del equipo:
Seleccionar el mismo canal de RF en el TVC y en la mira (por ejemplo el 25).
Multímetro (V=) en el punto 5 del sintonizador.
Medidas:
Sin señal en antena, anotar el valor de la tensión medida en el voltímetro.
Aplicar a la antena del TV un nivel de señal de 60dBµV (1mV). Para ello atenuar
20dB la salida máxima de la mira (80dBµV).
Ajustar el potenciómetro R5 (figura 20) hasta que comience a decrecer la tensión
anterior.
Finalmente trazar una curva de la tensión medida en el punto 5 del sintonizador
(CAG diferido) en función del nivel de señal de RF. La curva obtenida será similar a la
mostrada en la figura 18.
1 - 22
2.5.
TRAMPA DE 5,5 MHz
Instrumentación
-
Mira
Osciloscopio
Conexión del equipo
Señal de carta blanca. Osciloscopio en emisor de T2 (figuras 19 y 25). Seleccionar
el mismo canal de RF en el TVC y en la mira.
Medidas
Activar la portadora de sonido (P.S.) en la mira y suprimir la modulación interior de
1kHz.
Ajustar la sensibilidad del amplificador vertical del osciloscopio a unos 20mV/div,
y centrar sobre la pantalla la linea horizontal correspondiente al nivel de blanco de la
información de vídeo.
Modificar la frecuencia de la portadora de imagen ( P.I.) en la mira para
incrementar de forma notable la componente de 5,5MHz superpuesta a la señal de vídeo
(fig 32).
Ajustar la bobina L3 (figuras 19 y 25) a un mínimo de amplitud de la componente
de 5,5MHz.
Figura 32.-
Señal de vídeo con información de 5,5MHz (intercarrier) superpuesta.
1 - 23
3.-
SEPARADOR DE SINCRONISMOS
3.1.-
INTRODUCCIÓN
La sincronización de las bases de tiempo horizontal y vertical del televisor con los
impulsos que envía la emisora, junto con las informaciones de vídeo y sonido, es la
función principal de la etapa que se describirá seguidamente.
Para ello el televisor de prácticas utiliza el circuito integrado TDA2593, cuyo
diagrama de bloques se representa en la figura 33, mientras que el esquema teórico
completo de esta etapa en la que aparece el citado integrado acompañado de diversos
componentes periféricos complementarios se da en la figura 34. Las funciones que realiza
son las siguientes:
3.2.-
-
Generación de los impulsos de sincronismo para el disparo de la base de
tiempo del barrido vertical
-
Generación de los impulsos de excitación de la etapa de salida de
desviación horizontal
-
Generación de la señal de almena
-
Conmutación de la constante de tiempo del filtro del circuito PLL del
oscilador de líneas (barrido horizontal) para la reproducción correcta de
imágenes procedentes de videocassettes (VCR)
-
Ajuste de la frecuencia del oscilador de líneas
-
Ajuste de la fase horizontal (centrado de la imagen)
CIRCUITO INTEGRADO TDA2593
En base a la figura 33 se explica brevemente el funcionamiento de cada uno de los
bloques del circuito integrado TDA2593.
Separador de Sincronismos
Este circuito recibe la SVC que entra por el pin 9 y separa la información de
sincronismo del resto de la señal.
1 − 24
Figura 33.- Diagrama de bloques del TDA 2593
1 − 25
Figura 34.-
Esquema del circuito completo de sincronismos del televisor de
prácticas.
1 − 26
Supresor de Ruidos
Recibe la SVC por el pin 10 y separa los impulsos de ruido que superan el nivel de
sincronismo del resto de la información. Después de invertirlos se llevan al separador de
sincronismos, donde tiene lugar la suma con el ruido de entrada. Al estar ambas señales en
oposición de fase se anulan. La figura 35 ilustra este fenómeno.
Figura 35.- Funcionamiento del circuito supresor de ruidos
Formación de los Impulsos de Sincronismo Vertical y Etapa de Salida
Una vez separados los impulsos de sincronismo de la señal de vídeo se integran,
dando lugar a los de sincronismo vertical que después de atravesar una etapa adaptadora
aparecen finalmente por el pin 8. Estos impulsos se llevan al integrado TDA1670A que
constituye la base de tiempo vertical completa (oscilador y etapa de salida).
Generador de Impulsos de Almena
Con los impulsos de retorno horizontal que entran por el pin 6 y los que genera el
propio oscilador de líneas se origina la señal de almena. Esta señal, cuya finalidad es borrar
el retrazado horizontal y extraer la salva de la señal de crominancia, está constituida por
dos impulsos de diferente amplitud y duración. El pedestal inferior de la señal de almena se
utiliza para el borrado del retrazado horizontal y el superior sirve para separar la “salva” de
la señal de vídeo.
Oscilador de Líneas y Circuito PLL1
Se trata de un oscilador RC controlado en frecuencia y fase por un circuito PLL. La
señal que genera se compara en el comparador de fases 1 con los impulsos de sincronismo
procedentes del circuito conmutador modo de sincronismo. De esta comparación resulta
una tensión de corrección que después de filtrada se lleva al oscilador para su control.
1 − 27
Conmutador Modo de Sincronismo
Para conseguir una mayor inmunidad a las perturbaciones parásitas, los impulsos de
sincronismo de líneas que se aplican al comparador de fases 1 se generan en este circuito a
partir de los impulsos recibidos de la emisora y otros procedentes del generador de
impulsos de puerta de sincronismo.
En la figura 36 puede verse esta parte del circuito donde se aprecia la presencia de
un detector de coincidencia que permite conseguir un margen de retención del circuito
oscilador considerablemente elevado.
DETECTOR DE
COINCIDENCIA
CONMUTADOR
MODO SINCR.
PUERTA
SH - SV
Impulso de
sincronismo
de línea
GENERADOR
PUERTA
SINCRONISMO
COMPARADOR
DE FASE
OSCILADOR
Tensión de Control
Figura 36.- Generación de impulsos en el circuito conmutador modo sincronismo.
Conmutador de la Constante de Tiempo del Filtro del Circuito PLL1
En televisores de generaciones pasadas aparecía un doblamiento de la imagen,
generalmente en el extremo superior o inferior , durante la reproducción de cintas de vídeo
en un VCR, debido a pequeñas irregularidades o deformaciones en los bordes de la cinta
que provocaban ligeras variaciones en la frecuencia de los impulsos de sincronismo
horizontal al comienzo o final de cada campo.
Por otro lado, la constante de tiempo del filtro del circuito PLL que controla la
frecuencia del oscilador se dimensiona normalmente para que éste se muestre insensible a
los ruidos parásitos que accidentalmente acompañan a los de sincronismo, es decir, para
que no reaccione ante variaciones bruscas e imprevistas de la señal, que es lo que ocurre
precisamente cuando ésta proviene de un VCR. En este caso, el oscilador de líneas será
incapaz de seguir las pequeñas variaciones de frecuencia de la señal del VCR, dando lugar,
como se ha dicho anteriormente, a los clásicos desgarros o doblamiento de la imagen.
La solución consiste en disminuir la constante de tiempo del filtro del circuito PLL1
durante el proceso de reproducción de cintas de vídeo aplicando una tensión positiva al pin
11, para que el oscilador siga las variaciones de frecuencia de los sincronismos del VCR
1 − 28
Generador de Impulsos de Puerta de Sincronismo
A partir de la señal del oscilador de líneas se generan en este circuito impulsos de
puerta que hacen la misma función que los de sincronismo procedentes de la emisora, pero
desprovistos en gran medida del ruido externo.
Generador de impulsos de excitación de la etapa de salida de líneas con selección
de anchura (duración) y control de fase
La etapa de salida de deflexión horizontal necesita impulsos de excitación de
características perfectamente definidas en cuanto a amplitud, duración y posición de fase.
Estos impulsos se originan en una etapa controlada por la señal del oscilador de líneas y
regulada en fase por el circuito PLL2.
En este último circuito se comparan los impulsos de retorno horizontal que entran
por el pin 6 con los del oscilador de líneas. De la comparación aparece una tensión de
corrección que gobierna en todo momento la fase de los impulsos de excitación.
Para compensar el descentramiento de los cañones de los tubos de imagen se prevé
un ajuste para la fase de líneas con una tensión positiva aplicada al pin 5, que permite
centrar la imagen en sentido horizontal respecto de los límites de la pantalla
independientemente de la posición del barrido, según se aprecia en la figura 37.
a: Límites de la pantalla.
Figura 37.-
A:
B:
C:
b: Límites de la imagen.
c: Límites del barrido.
Barrido descentrado hacia la izquierda. Imagen
centrada
Barrido centrado. Imagen centrada
Barrido descentrado hacia la derecha. Imagen
centrada
1 − 29
3.3.-
CIRCUITOS PERIFÉRICOS
La SVC alcanza la entrada del separador de impulsos de sincronismo (pin 9)
después de atravesar la red pasiva representada en la figura 38 que suprime las
componentes de alta frecuencia, incluyendo los ruidos parásitos que podrían provocar la
pérdida eventual del sincronismo de líneas ("desgarros" de la imagen) y de cuadros
("salto" vertical de la imagen).
+12V
C2
C4
10
C3
R1
9
Señal de Vídeo
Compuesto
R3
C1
TDA2593
R4
+12V
Figura 38.- Red de entrada al circuito separador de sincronismos y supresor de
ruido.
La frecuencia de trabajo del oscilador de líneas está determinada por R13 y C11
(ver figura 34), previéndose ambos componentes con valores de tolerancia relativamente
bajos (del orden del 2%), para evitar fuertes dispersiones de la frecuencia libre de
oscilación entre un televisor y otro.
El ajuste exacto a la frecuencia nominal de 15625 Hz se hace con el potenciómetro
R15, con el que se aplica una tensión positiva al pin 15. En este mismo punto actúa la
tensión de corrección del circuito PLL a través del filtro de la figura 39.
TDA2593
12
+12V
13
C7
R10
15
R11
R14
R15
Ajuste de
frecuencia
R8
C10
R13
C6
Figura 39.- Filtro del circuito PLL del oscilador de líneas.
En definitiva, la frecuencia del oscilador viene determinada por la suma de las dos
tensiones aplicadas al pin 15.
En cuanto al ajuste de fase, o centrado de la imagen, se realiza con una tensión
positiva tomada del potenciómetro R7 y aplicada al pin 5. Ver la figura 34.
1 − 30
4.-
MEDIDAS EN EL CIRCUITO DE SINCRONISMOS
4.1.
MEDIDA DE OSCILOGRAMAS
Instrumentación:
-
Osciloscopio
Generador de vídeo (mira)
Conexión del equipo:
Conmutador de selección de señal de entrada al TV en posición de "vídeo". Señal
de barras de color en la entrada de vídeo. Controles de luminosidad, contraste y saturación
en su posición media.
Medidas:
1V
6 4
µs µs
0
52,5 µs
1,5
µs
5,5
4V
3,5
0
0,5
Oscilograma 1
Señal de vídeo compuesto en
el pin 10 del TDA 2593.
10 V
Oscilograma 2
Señal de almena en el punto P3
de la figura 34. Observar variación al
tocar R7 (Centrado horizontal)
11 V
0
0
140 µs
24 µs
64 µs
20 ms
Oscilograma 3
Impulso de sincronismo vertical
en el pin 8 del TDA 2593
Oscilograma 4
Impulso de excitación de la etapa
de salida de líneas en el pin 3 del
TDA 2593
1 − 31
4.2.
OSCILADOR DE LÍNEAS. MÁRGENES DE ENGANCHE Y RETENCIÓN
Instrumentación:
-
Frecuencímetro.
Mira
Conexión del equipo:
Controles de contraste, luminosidad y saturación en su posición media. Carta de
barras de color. Frecuencímetro en el pin 3 del TDA2593.
Medidas:
Margen de enganche
Mover el cursor del potenciómetro R15 en un sentido hasta que se pierda el
sincronismo. A continuación girarlo lentamente en sentido contrario hasta conseguir
justamente el sincronismo de la imagen.
Desconectar la señal de vídeo. Medir la frecuencia de líneas. Conectar nuevamente
la señal de vídeo de la mira.
Hacer la misma operación anterior, pero esta vez girando el cursor de R15 en
sentido contrario, y anotar el nuevo valor de la frecuencia. El margen de enganche del
sincronismo horizontal vendrá dado por la diferencia entre los dos valores.
Margen de retención
Partiendo del estado de sincronismo, mover el cursor de R15 en un sentido hasta
que justamente se pierda.
Desconectar la señal de vídeo. Medir la frecuencia de líneas. Conectar de nuevo la
señal de vídeo.
Repetir la operación anterior, pero esta vez girando el cursor de R15 en sentido
contrario. El margen de retención del sincronismo horizontal vendrá dado por la diferencia
de las dos frecuencias medidas.
Ajuste de la frecuencia del oscilador de líneas en funcionamiento libre
Desconectar la señal de vídeo. Ajustar el potenciómetro R15 para tener una lectura
en el frecuencímetro de 15.625 Hz, aproximadamente.
1 − 32
4.3.-
SINCRONISMO VERTICAL. ENTRELAZADO DE LÍNEAS
Instrumentación:
-
Mira
Conexión del equipo:
Carta blanca. Controles de contraste y luminosidad en posición media.
Medidas:
Un aspecto importante relacionado con el sincronismo vertical es la consecución de
un adecuado entrelazado de los dos campos que forman la imagen, el cual depende tanto de
la estructura y disposición de los propios impulsos de sincronismo e igualación como del
comportamiento de los distintos circuitos que procesan estas señales en el receptor de TVC.
Cuando el citado entrelazado es correcto se pueden ver las líneas de ambos campos
junto a un cierto parpadeo de la imagen. Una observación más cómoda se consigue
separando lo más posible entre sí las líneas de barrido, para lo cual basta con aumentar al
máximo la altura de la imagen con el potenciómetro R9.
A continuación se suprime el entrelazado en la mira, lo que da lugar a la
superposición de las líneas de los dos campos, una separación nítida entre líneas de barrido
sucesivas y una disminución clara del parpadeo.
4.4.-
ANÁLISIS OSCILOGRÁFICO DE LOS IMPULSOS DE SINCRONISMO DE LA
SEÑAL DE VÍDEO
Instrumentación:
-
Osciloscopio
Mira
Conexión del equipo:
-
Osciloscopio a la salida de vídeo de la mira. Carta de blanco.
Medidas:
Se trata de observar con el osciloscopio (utilizando la base de tiempos retardada) la
señal de vídeo compuesto de la mira para analizar la forma y disposición de los impulsos de
sincronismo de un sistema de TV con exploración entrelazada.
1 − 33
25H + 12µs (supresión de trama)
0v
2.5H
Impulsos de igualación
622
623
624
2.5H
2.5H
Impulsos de sincroniz.
625
1
2
Impulsos de igualación
3
4
5
6
22
23
24
335
336
25H + 12µs (supresión de trama)
0v
2.5H
Impulsos de igualación
309
310
311
312
2.5H
2.5H
Impulsos de sincroniz.
313
314
315
Impulsos de igualación
316
317
318
319
Figura 40.- Disposición de los impulsos de sincronismo vertical e igualación en dos campos consecutivos en sistema de exploración
entrelazada
1 − 34
Como referencia, en la figura 40 aparece la estructura normalizada de la señal de
vídeo compuesto para dos campos consecutivos, mientras que las figuras 41 y 42
representan, respectivamente, la duración de los impulsos de sincronismo horizontal,
vertical e igualación y la distribución por campos de las 625 líneas de una imagen de TV.
Es evidente, en relación con la figura 42, que la parte visible de una línea completa
se reduce a 52µs, puesto que los 12µs restantes carecen de información de vídeo. Esto es
válido en el supuesto de que el tiempo de retorno horizontal y la duración del impulso de
borrado que se aplica al TRC no sobrepasen dicho valor, lo que normalmente se cumple.
La parte visible en sentido vertical corresponderá a las 575 líneas con contenido de
información de vídeo, siempre en el supuesto de que la duración del impulso de borrado
generado en el propio televisor y aplicado al TRC sea igual o inferior a 1,6ms (25 líneas x
64µs), tiempo equivalente a las 25 líneas sin información que contiene cada campo (figura
43).
En un caso teórico, los límites físicos de la pantalla del TRC se harían coincidir con
el contenido de imagen, tanto en el sentido horizontal como en el vertical, aunque en la
práctica, debido a las irregularidades que puedan producirse al comienzo y final de los
barridos, se suele ocultar un pequeño porcentaje de ella por medio de un sobrebarrido o
sobreexploración de los haces.
En la figura 42 se ha considerado que el retorno vertical de los haces comienza algo
más de una línea después de aparecer el primer impulso de sincronismo vertical, siendo
también su duración algo superior a una línea, lo que habitualmente no ocurre en la
práctica.
Durante la comprobación oscilográfica de la señal de sincronismo puede anularse el
entrelazado en la mira y observar la nueva disposición de los ISV dentro de la señal
completa. En este caso se verá que la aparición de dichos impulsos coincidirá, en campos
consecutivos, con el comienzo de una línea, dando lugar a la desaparición del entrelazado
en la imagen, o lo que es igual, a la superposición de cada una de las líneas que constituye
cada campo con las del siguiente.
1 − 35
Impulso de borrado de línea
N. de blanco
100
12 ± 0,3µs
10,5µs
4,7 ± 0,2µs
1,5 ± 0,3µs
2,25 ± 0,23µs
(10 ± 1 ciclos)
5,6 ± 0,1µs
45
N. de negro
30
15
Salva de color
N. de sincronización
0,3 ± 0,1µs
0,2 ± 0,1µs
Pórtico
anterior
Impulso de
sincronización
0
0,2 ± 0,1µs
Pórtico posterior
N. de supresión
2,35 ± 0,1µs
29,65µs
27,3µs
4,7 ± 0,2µs
N. de sincronización
H/2 = 32µs
Impulso de
Igualación
H/2 = 32µs
Pendiente de los flancos: 0,2 ± 0,1µs
Impulso de
sincronismo vertical
Figura 41.- Constitución de los impulsos de sincronismo horizontal, vertical e
igualación.
1 − 36
Figura 42.- Distribución de las 625 líneas de la imagen en dos campos consecutivos,
en el supuesto de que la duración del retrazado vertical sea de 2,5
líneas. Exploración entrelazada.
--------------── ── ── ──
──⋅──⋅──⋅──
─────────
Líneas borradas.
Líneas correspondientes a los impulsos de pre y postigualación.
Líneas correspondientes a los impulsos de sincronismo.
Líneas de supresión de campo.
Líneas con contenido de vídeo.
1 − 37
Figura 43.- Periodo visible de una línea (52µs) y número de ellas (575) que
componen la imagen de TV.
1 − 38