1 - Cenidet

S.E.P.
S.E.I.T.
D.G.I.T.
CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACI~N
Y DESARROLLO TECNOLÓGICO
cenidet
DESARROLLO E IMPLEMENTACI~NDE UN
PROCEDIMIENTO DE EXTRACCI~NDE PARÁMETROS
PARA UN MODELO FÍSICO DE IGBT
T
E
PARA
I
S
OBTENER
EL
MAESTRO
-EN
EN
INGENIERÍA
P
R
E
S
-- -
EXIT
CENTRO BE INFORM&Cm--i
%EP
CENICEET
S
GRADO
DE:
CIENCIAS
ELECTR~NICA
E
N
T
A:
ING . MARCO ANTONIO RODR~GUEZBLANCO
DIRECTORES DE TESIS
DR. ABRAHAM CLAUDIO SÁNCHEZ
DRA. MARIA COTOROGEA PFEIFER
CUERNAVACA. MORELOS
JUNIO 2001
1
S.E.1.T
S.E.P.
C.N.1.T
CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACI~NY DESARROLLO TECNOL~GICO
ceiiidet
ACADEMIA DE LA MAESTR~AEN E L E C T R ~ N I C A
FORMA R l 1
ACEPTACION DEL TRABAJO DE TESIS
Cuemavaca, Mor.
Dr. Jesús Amoldo Bautista Corral
Director del ceirider
Presente
Jefe del Depto. de Electrónica
At’n. Dr. Luis Gerard0 Vela Valdés
Después de haber revisado el trabajo de tesis titulado: “Desarrollo e Implementación de un Procedimiento
de Extracción d e Parámetros para un Modelo Fisico de IGBT”, elaborado por el alumno Marco Antonio
Rodriguez Blanco , bajo la dirección del Dr. Abraham Claudio Sánchez y Co-Dirección de la Dra. Maria
Cotorogea Pfeifer, el trabajo presentado se ACEPTA para proceder a su impresión.
ATENTAMENTE
e
cevedo
4 J L m.c-9.
Dr. Victor Manuel Cárdenas Galindo
C.C.P.:
Dr. Marco Antonio Oliver Salazar / Pdte. de la Academia de Electrónica
Lic. O h i a Maquinay Diaz / Jefa del ‘Depro. de Servicios Escolares
Expediente.
INTERIOR INTERNADO PALMIRA SIN. CUERNAVACA. MOR. MEXICO
AP 5-164 CP 62050. CUERNAVACA.
TELS. 173j12 2314.12 7613.18 7741. F A X /73) 12 2434
Dr. Luis Gerordo Vela ValderIJele del Depto de Eiectrónico
EMAlL uelaluis~cenidel.edu.mx
cenídet
Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
Cuernavaca, Morelos 2001-06-1Y
Ing. Marco Antonio Rodriguez Blanco
Candidato al grado de Maestro en Ciencias
en Ingeniería Electrónica
Presente
Después de haber sometido a revisión su trabajo final de tesis titulado: “Desarrollo e Irnplernentación de
un Procedimiento de Extracción de Parárnetros para un Modelo Físico de IGBT”, y habiendo
cumplido con todas las indicaciones que el jurado revisor de tesis le hizo, le comunico que se le concede
autorización para que proceda a la impresión de la misma, como requisito para la obtención del grado.
Reciba un cordial saludo.
ATENTAMENTE
Dr. Luis Gerard0 Vela Valdés
Jefe del Depto. de Electrónica
C.C.P.
expediente.
INTERIOR !NTfRNADO PALMIRA SIN, CUERNAVACA. MOR. MCXICO
Ai‘ 5-164 CP L2050.CUERNAVACA.
TELS. 173)122314. 127613. 187741. FAX 173) 122434
Or. LUIS Gerordo Velo VtildeslJefe del Depto d e Uectrbnico
E M A l L v m
cenidet
DEDICO ESTA TESIS
A mi tía:
Luz de Carmen
A quien le debo lo que soy.
A mi Reinita:
Reyna Garcia
Por ser base de mi inspiración.
A mi hermano: Eduardo
Por su apoyo incondicional.
A mis primas: Pao, Vane, Ada, Eli, Liz, Mari,Charo
Por ser la alegría de mi vida.
A GRADECIMIENTOS
A mis tíos; Luz del Carmen Blanco y Francisco Díaz, por su apoyo y confianza.
A mis directores de tesis; Dr. Abraham Claudio Sánchez y Dra. Maria Cotorogea Pfeifer,
por su invaluable apoyo y dedicación durante el desarrollo de esta tesis.
A mis revisores; por sus opiniones y correcciones de esta tesis
Dr.
Jorge Hugo Calleja Gjuniich
Dr.
Víctor Manuel Cárdenas Galindo.
Arturo Morales Acevedo.
Dr.
AI CENIDET; por permitirme realizar mis estudios de maestría.
A mis profesores del CENIDET; por contribuir en mi formación académica.
A mis compañeros de generación: Horado Visairo, Marco A. Contreras, Roberto Galindo,
José A. Hoyo, Alejandro López, Miguel A. Méndez, Carlos M. Morcillo, Margarita Paz y
Rene Vite; gracias por su amistad y apoyo.
AI CONACYT y SEP; por el apoyo económico durante la realización de mis estudios de
maestría.
CONTENIDO
CONTENIDO
SIMBOLOGÍA
OBJETIVOS
i11
V
1.
INTRODUCCI~N
1.1 Introducción
1.2 Antecedentes
1.2.1 Simulador de redes eléctricas
1.2.2 El IGBT (transistor de compuerta aislada)
1.3 Justificación
1.4 Modelo del IGBT
1.5 Estado del arte de extracción de parámetros
1
1
2
2
4
6
6
11
2.
ANÁLISIS DEL MODELO DEL IGBT
2.1 Introducción
2.2 Ecuaciones del modelo del IGBT
2.3 Variación de parámetros en condición
2.4 Resultados de sensibilidad de los parámetros
13
13
14
19
29
3.
METODOLOG~ADE EXTRACCIÓN
3.1 Introducción
3.2 Metodología desarrollada
3.3 Extracción de VT, ccs, Coxd, &D y VTD
3.3.1 VT (Voltaje de umbral)
3.3.2 CGS(Capacitancia de compuerta-fuente)
3.3.3 Coxd (Capacitancia del óxido)
3.3.4 VTO(umbral de deplexión compuerta-drenaje)
3.4 Extracción de Theta, Kp y Ki;
3.5 Extracción de NB y WB
3.5.1 Ne @opado en la zona n- para el IGBT PT y NF'T)
3.5.2 Ws (Ancho en la base metalúrgica)
3.6 Extracción de AGDy A
3.6.1 &D (Área de traslape compuerta-drenaje
3.6.2 A (Área activa del chip)
3.7 Extracción de Tau e Isne
3.7.1 Tau e Isne para el IGBT-PT
3.7.2 Isne para el IGBT-NPT
31
31
32
35
35
37
Tesis:
Desarrollo E Impl-tlci6n
40
42
44
49
49
52
52
52
56
59
59
62
de un Rocedimienla de Exadeci6n de Parámems para un Modelo Fisico de IGBT
I
4.
RESULTADOS EXPERIMENTALES
4.1 Introducción
4.2 Parámetros VT, CGS,Coxd,AGDy VTo
4.2.1 Resultados para Vr
4.2.2 Resultados para CGS,Coxdy VTD
4.3 Parámetros Theta, Kp y KF
4.4 Parámetros NB y WB
4.4.1 Resultados para NB (IGBT-PT)
4.4.2 Resultados para NB (IGBT-NPT)
4.4.3 Resultados para WB
4.5 Parámetros AGDy A
4.5.1 Resultados para A ~ D
4.5.2 Resultados para A
4.6 Parámetros Tau e Isne
4.6.1 Resultados para Tau e Isne (IGBT-PT)
4.6.2 Resultados para Isne (IGBT-NPT)
65
65
66
66
67
70
72
72
73
74
75
75
77
79
79
81
5.
V A L I D A C I ~ NDE PARÁMETROS
5.1 Introducción
5.2 Comportamiento estático
5.3 Comportamiento dinámico
5.3.1 Encendido y apagado (IGBT-PT CT30SM-12)
5.3.2 Encendido y apagado (IGBT-NPT BUP307)
84
84
85
86
87
89
6.
CONCLUSIONES
6.1 Introducción
6.2 Caractensticas de la metodología desarrollada
6.3 Calidad de extracción
6.4 Validación de parámetros
6.5 Trabajos futuros
91
91
92
92
92
93
REFERENCIAS BIBLIOGRÁFICAS
LISTA DE FIGURAS
LISTA DE TABLAS
APÉNDICE 1: Ecuaciones del modelo del IGBT-PT en Pspice
APÉNDICE 2: Ecuaciones del modelo del IGBT-NPT
APÉNDICE 3: Algoritmo de extracción de parámetros (MADCAD)
I1
Tesis:
94
97
99
1O0
103
110
Desarrollo e Implemcntaci6n de un Procedimiento de Extracción de Parámetms para un Modela Fisico de IGBT
SIMBOLOGÍA
T
p=3/2
Parámetro de la modulación de la movilidad
Tiempo de recombinación ambipolar
Factor de amplificación del transistor
interno( IGBT-PT)
Constante del dieléctrico en el vacio
Corriente de avalancha de electrones
Corriente de avalancha de huecos
Longitud de difusión efectiva de los portadores
en la región izquierda de la base
Longitud de difusión efectiva de los portadores
en la región central de la base
Concentración móvil de electrones
Velocidad de ionización por impacto de los
electrones
Concentración móvil de huecos
Velocidad de ionización por impacto de huecos
Carga en la base nLongitud de difusión efectiva de los portadores
en la región derecha de la base
Concentracibn dieléctrica relativa del óxido de
compuerta
Concentración dieléctrica relativa del silicio
Constante del dieléctrico = 1.05~10~"
F/cm
Área activa
Área de traslape compuerta-drenaje
Área activa completa del chip
Parámetro para la velocidad de ionización
de electrones
Parámetro para la velocidad de ionización
de huecos
Nodo de la base en el BJT interno
Relación de movilidad ambipolar
Segundo parámetro para la velocidad de
ionización de electrones
Segundo parámetro para la velocidad de
ionización de huecos
Nodo del colector en el BJT interno
Capacitancia base-emisor
Capacitancia hase-emisor a voltaje cero
Capacitancia de difusión base-emisor
Capacitancia de deflexión base-emisor
Capacitancia colector-emisor
Capacitancia y carga colector-emisor
Capacitancia y carga drenaje-fuente
Capacitancia de traslape drenaje-fuente
Capacitancia y carga emisor-base
Capacitancia compuerta-colector
Capacitancia y carga de compuerta-drenaje
Capacitancia de traslape compuerta-drenaje
Capacitancia compuerta-emisor
Capacitancia y carga compuertaCapacitancia de traslape compuerta-fuente
Tcsis:
d
D
DP
e
f
LS
M
Capacitancia
de
compuerta-emisor
cortocircuitando colector- emisor
Capacitancia y carga de multiplicación
Capacitancia
de
colector-emisor
cortocircuitando compuerta-emisor
Capacitancia del oxido compuerta-drenaje
Capacitancia de compueita-colector con
emisor a tierra
Nodo del drenaje en el MOSFET interno
Ciclo útil de trabajo
Coeficiente de difusión de huecos
Nodo del emisor en BJT interno
Factor que considera el aumento de cargas
debajo de la compuerta
Fuente
Nodo de la compuerta eo el MOSFET
Corriente de avalancha
Corriente en la base del transistor interno
Corriente del bipolar interno del IGBT
Corriente de estado estable de la base
Corriente en el colector del IGBT
Función de transferencia del IGBT
Corriente de estado estable del colector
Corriente de drenaje
Corriente en la compueita
Corriente en la compuerta promedio
Corriente en la rodilla de la fase de
redistribución
Corriente del canal del MOSFET
Corriente de multiplicación de avalancha
interno.
Corriente de electrones
Corriente de huecos
Corriente de saturación de electrones en el
emisor
Corriente
Corriente de colector al inicio de la fase de
redistribución
Relación lineal igual a 2 VB = K.Vce,,
Factor de la región del triodo
Parámetro de transconductancia
longitud de difusión amhipolar
Inductancia externa de la compuerta
Factor multiplicativo de avalancha
Movilidad amhipolar efectiva
~
Movilidad de electrones = 1 . 5 ~ 1 0cm'/(V.s)
Movilidad de huecos = 4 . 5 ~ 1 cm'/(V.s)
0~
Coeficiente de emisión de la unión pn
Concentración neta acoplada
Dopado de la zona nConcentración de portadores en la zona de
carga espacial base-colector
Concentración de donadores
Desarrollo e Irnplementación de un Proccdimiento de Exuacción de Parbmetros Dam un Modelo Físico de IGBT
111
Parámetro de transconductancia
longitud de difusión ambipolar
Inductancia externa de la compuerta
Factor multiplicativo de avalancha
Movilidad ambipolar efectiva
Movilidad de electrones = 1.5~10'
cm2/(v.s)
Movilidad de huecos = 4 . 5 ~ 1 cm2/(V.s)
0~
Coeficiente de emisión de la unión pn
Concentración neta acoplada
Dopado de la zona nConcentración de portadores en la zona de
carga espacial base-colector
Concentración de donadores
Coeficiente de emisión de la unión pu
Concentración de difusión efectiva
Concentración intrínseca de portadores
Concentración de huecos
Concentración de huecos del lado emisor de
la zona nConcentración de portadores de la base al
final del emisor.
Pico de la concentración de huecos
Pico de la concentración de huecos en la
región izquierda
Pico de la concentración de huecos en la
región derecha
Carga elemental = 1 . 0 6 ~ 1 0C~ ' ~
Carga en la base sin inyección
Carga de la base
Carga en la región izquierda de la base
Carga en la región central de la base
Carga en la región derecha de la base
Carga de emisor-base
Carga en la compuerta
Resistencia de la base
Resistencia de colector
Resistencia de compuerta
Nodo de la fuente en el MOSFET interno
Factor de escalamiento para los parámetros
del modelo
tiempo
Tiempo de subida
Tiempo de bajada
Tiempo de retardo
temperatura
Temperatura medio ambiente
Tiempo de recombinación ambipolar
Tiempo de bajada de V,
Factor del campo transversal
Tiempo de apagado
Tiempo de encendido
Tiempo de subida de V,,
Voltaje base-colector
Voltaje de alimentación
Voltaje colector-emisor del IGBT
IV
Tesis:
VCE,,,
V"
Voltaie colector-emisor máximo
Voltaje de difusión
Voltaje compuerta-drenaje
Voltaje drenaje-fuente
Voltaje emisor-base
Voltaje de compuerta
Voltaje compuerta-colector
Voltaje compuerta-colector del
Voltaje compuerta-drenaje
Voltaje compuerta-emisor
del
Voltaje del impulsor (antes de R,)
Voltaje compuerta-fuente
Voltaje en L,
Velocidad de electrones
Velocidad de huecos
Voltaje en R,
Velocidad de saturación de
electrones
Velocidad de saturación de
huecos
Velocidad del voltaje
Voltaje de umbral
Voltaje térmico
Umbral de deflexión del traslape
compuerta-drenaje
Ancho de la base cuasineutral
Ancho de la zona nAncho del area de traslape basecolector
Ancho en la zona de carga
espacial
Frontera entre la región central e
izquierda de la distribución de
portadores en la base
Frontera entre la región central y
derecha de la distribución de
portadores en la base
Zona nZona de carga espacial
Desamollo e Irnplernentación de un Procedimiento de Extracción de Paiametrar para un Modelo Fisico de IGBT
OBJETIVOS
OBJETIVOS
Obietivos Generales
I).-Desarrollar la metodología de extracción de parámetros del modelo estándar del IGBT en
Pspice considerado más adecuado para el PT-IGBT, así como de un modelo físico
desarrollado para el NPT-IGBT a través de mediciones eléctricas
2).-Calcular a partir de las mediciones anteriores los valores de los parámetros utilizando una
herramienta de computo.
Obietivos Particulares
I).-Validar la calidad de la extracción de parámetros del modelo fisico del IGBT de estructura
NPT implementado como subcircuito en Pspice
2).-Validar la calidad de la extracción de parámetros para el modelo estándar del IGBT de
estructura PT implementado en el código fuente de Pspice.
Alcances
I).-Disponibilidad de una metodología de extracción de los parámetros para los modelos
fisicos del IGBT de estructura PT y NPT a través de mediciones eléctricas
2).-Disponibilidad de una herramienta de cálculo automático para la extracción de los
parámetros de los modelos mencionados a partir de resultados de medición del
comportamiento eléctrico
Tesis:
L k m l l o e Irnplementación de un Pmcedirnienta de Exhacción de Parárneuos para un Madelo Flsieo de IGBT
V
CAPITULO I
1.1 Introducción
En este capítulo se presenta inicialmente el estado actual que tiene la simulación en la
- y se resalta la importancia de contar con modelos de dispositivos
electrónica de potencia
semiconductores de potencia (DSEP) bien parametnzados particularmente del IGBT
(Transistor Bipolar de Compuerta Aislada). Esto es con el fin de obtener resultados más reales,
justificando con ello el desarrollo de esta tesis. Posteriormente se muestran los modelos del
IGBT para las diferentes tecnologías y finalmente se da a conocer el estado del arte en cuanto
a la extracción de parámetros de modelos del IGBT se refiere.
Tesis:
Desarrollo e Irnplemnbción de un Procedimiento de Exúacci6n de Pafirnebor para un Madela Fisico de IGBT
1
CAPiTULO 1
INTRODUCCI~N
1.2 Antecedentes
Actualmente las investigaciones en los dispositivos semiconductores controlados de
potencia (DSEP) han estado encaminadas a mejorar las Características de fabricación tales
como alta capacidad de bloqueo, voltaje de conducción reducido, manejo de alta densidad de
corriente, tiempos cortos de conmutación, control sencillo, robustez en corto circuito,
estabilidad térmica, inteligencia, confiabilidad y bajos costos. Ya que un sólo dispositivo no
puede proporcionar al mismo tiempo todas las características mencionadas, las limitaciones
que presenta los DSEP conllevan a buscar alternativas externas para optimizar el
funcionamiento de sus aplicaciones como es el caso de nuevas topologías de convertidores de
potencia [I].
1.2.1 Simulador de redes eléctricas y electrónicas
La simulación de circuitos electrónicos de potencia previa al diseño de prototipos se ha
convertido en una herramienta indispensable, puesto que el simulador (software) proporciona
la confiabilidad del correcto funcionamiento. Pero para poder simular adecuadamente un
circuito eléctrico o electrónico en general, es necesario que se cumplan los siguientes
requerimientos:
a) Disponibilidad de un simulador adecuado
b) Disponibilidad de los modelos para todos los componentes del diseño
e) Disponibilidad de los parámetros para los modelos de todos los componentes
a) Disponibilidad de un simulador adecuado
Se refiere a un simulador de redes eléctricas y electrónicas que contenga modelos de
dispositivos electrónicos. Hoy en día existen muchos simuladores de circuitos eléctricos y10
electrónicos pero una gran parte de ellos son utilizados en las instituciones donde se
desarrollaron, es decir, no se encuentran disponibles a cualquier usuario. Pspice, que es una
derivación de SPICE para la simulación de circuitos electrónicos integrados, está siendo
utilizado a nivel internacional para realizar simulaciones de circuitos electrónicos de potencia.
Pspice tiene la ventaja de ofrecer una versión demo gratuita del paquete con suficiente
capacidad para analizar diseños de circuitos de potencia que no requieren de tantos elementos
como los circuitos integrados.
b) Disponibilidad de los modelos para todos los componentes del diseño
Se refiere a que el simulador contenga los modelos de todos los dispositivos utilizados
en el diseño a simular. Aquí la desventaja de Pspice es que teniendo su origen en la simulación
2
Tesis:
Lksamllo e Implemntaci6n de un Rocedimiento de Exüacción de Padmetms para un Modela Fisico de IGBT
J
CAP~TULO 1
.
1
-!%P.- *
INTRODUCCI~N
de circuitos integrados de baja potencia (microelectrónica) no contiene modelos adecuados
para dispositivos de potencia, con excepción del IGBT, cuyo modelo está disponible a partir
de la versión 7.0.
De manera general los modelos se pueden clasificar según la técnica de desarrollo en:
e
Modelo de caja negra
Modelo de circuito equivalente
Modelofísico
La ventaja del modelo de la caja negro, es que sólo describe la dependencia de las
variables de entrada con respecto a las variables de salida en forma de una caja negra y la
desventaja es que sólo es válido en el área de operación medida. El modelo del circuito
equivalente es básicamente un circuito compuesto por elementos que contiene el mismo
simulador y que de alguna manera representan el comportamiento del dispositivo asimular. La
ventaja es que la simulación es relativamente rápida dependiendo del número de dispositivos y
la desventaja es que los parámetros de los elementos que contiene el modelo limitan la
capacidad del dispositivo. El modelo físico es la representación más fiel del comportamiento
de un componente a modelar debido a que en este modelo se toman en cuenta los parametros
físicos del semiconductor. Esto trae como ventaja la validación general en cualquier área de
operación y su desventaja es que el tiempo de simulación puede ser mayor según el tipo de
implementación.
Por otra parte según el modo de implementación en el simulador, los modelos se pueden
clasificar en:
w
e
e
Macromodelo de tipo BM
Macromodelo estructural
Modelo en códigofuente
En el macromodelo tipo BM (Behavioral Modeling) las ecuaciones se representan por
medio de fuentes controladas de corriente y voltaje. La ventaja es que se pueden implementar
en cualquier simulador que contenga la opción BM (Behaviour Modeling) y la desventaja es
que puede presentar problemas de convergencia, así como mayor tiempo de simulación
dependiendo de la complejidad del modelo implementado. Cuando se habla de un
macromodelo estructural se refiere a la implementación de un modelo como circuito
equivalente. Y en el modelo en códigofuente las ecuaciones que describen el comportamiento
del dispositivo se programan en el lenguaje del código fuente del simulador. Este método está
apoyado solamente por los programas de simulación con un sistema de modelado abierto. De
esta manera se garantizan simulaciones estables y rápidas aún para modelos complejos ya que
se trata de un modelo intrínseco. La desventaja es que las subrutinas sólo funcionan en un sólo
simulador y la implementación es dificil y tardada.
Tesis:
Desarrollo e Implementacián de un FYwtdimiento de Extracción de Padmetros para un Modela Física de IGBT
3
CAPíTULO 1
INT R ODUccIóN
c) Disponibilidad de los parámetros para los-modelos de todos los componentes utilizados
Se refiere a que el diseñador disponga de los parámetros de los modelos para cada
componente del diseño. Hoy en día los simuladores suelen incluir extensas librerías de
modelos parámetrizados (modelos con parámetros de componentes reales) de diferentes
fabricantes, y con frecuencia los mismos fabricantes proporcionan estos modelos para sus
dispositivos en diferentes simuladores. Los parámetros de los modelos en el simulador son los
mismos para cada modelo; lo que hace diferente al dispositivo de otro fabricante o de otras
caractensticas es el valor numérico que contiene cada modelo en su respectivo parámetro. En
cambio, el número y clase de parámetros de un modelo dependen no sólo del dispositivo a
simular, sino en gran medida del tipo de modelo utilizado para dicho dispositivo. Los
parámetros típicos de un modelo físico se pueden dividir en:
.
b
Constaniesfísicas.' constante de Bolzmann, voltaje térmico, carga elemental,... etc.
Parámetros del semiconductor: constante dielbctnca, concentración intrínseca, movilidad, ... etc
Parámetros de diseño: ancho de la zona n-, dopado, superficie activa del chip,... etc.
Parámetros eléctricos: corriente de saturación, transconductancia, voltaje de umbral,... etc.
Las constantes físicas son valores generalmente establecidas; los parámetros del
semiconductor son constantes establecidas particularmente por la física de los
semiconductores; los de diseño son parámetros que determinan la constitución del dispositivo
y los parámetros eléctricos al igual que los de diseño determinan las caractensticas de
operación de un dispositivo.
Del punto anterior resulta que la disponibilidad de parámetros de los componentes reales
(diferentes tipos y fabricantes) es esencial para llevar a cabo la simulación. Tomando en
cuenta esta necesidad y el hecho de que los modelos fisicos (que describen mejor el
comportamiento dinámico de un dispositivo) de un mismo componente suelen tener
parámetros muy similares, el trabajo propuesto se enfoca a la extracción de parámetros
estructurales y eléctricos para modelos físicos.
1.2.2 El IGBT (Transistor Bipolar de Compuerta Aislada)
El IGBT es un dispositivo semiconductor de potencia que combina las ventajas de un
MOSFET de potencia con las ventajas de un transistor bipolar. De esta manera se obtiene un
dispositivo muy versátil en cuanto a un control sencillo relacionado con bajas pérdidas por
control debido a la tecnología unipolar del MOSFET y la inyección de cargas minoritarias, (es
decir, la modulación de la resistencia en la zona n-) y relacionado con bajas pérdidas por
conducción debido a la tecnología bipolar del transistor BJT intrínseco [2],[3]. Hoy en día el
IGBT ocupa un lugar muy importante en el área de aplicaciones de mediana y alta potencia
[4], [SI.(Fig. 1.2.1)
4
Tesis:
Desarrolloe Implemeniaci6n de un Procedimiento dc Extracci6n de Par6memr para un Modelo Fisico de IGBT
A
4
Fig. 1.2.1 Aplicación de los dispositivos de potencia controlados.
Existen dos tipos de estructuras de IGBT's que son la estructura PT y la estructura NPT
[ 6 ] ,[7] (Fig. 1.2.2). La tecnología PT (Punch Through) contiene una capa epitaxial de dopado
n+ llamada también capa "buffer" que se encarga de limitar la expansión del campo eléctrico
hasta la unión pn, mientras que la tecnología NPT. (Non Punch Through) posee una oblea
homogéneamente dopada con n- en ausencia de la zona buffer con un emisor p implantado en
la parte inferior de la estructura con características específicas (muy delgada y de bajo dopado)
llamado también emisor transparente [8].
si02
1""
Comp"&
emis r
base n.
X
Coleclm
IGBT -PT
Colecto!
IGBT-NPT
Fig. 1.2.2 Estructura del IGBT de tipo PT y NF'T.
Asimismo el tiempo de vida de los portadores (Tau) en la base del IGBT (zona de deriva
n-) de tipo PT está controlada a través del métodos de reducción del tiempo de vida, mientras
que en el IGBT de tipo NPT este parámetro no está controlado y tiene un valor muy alto
(cercano de 100 ps). Esto tiene como consecuencia que la distribución de portadores en el
IGBT-NPT sea uniforme, mientras que en el caso del IGBT-PT se tiene una concentración
elevada del lado del emisor que decae abruptamente hacia el colector del transistor pnp interno
(Fig. 1.2.2).
Tesis:
Desarrollo e Implemfación de un Procedimientode Extracción de P a t h e m s para un Mcdelo Físico de IGBT
5
CAPiTuLO 1
INTRODUCCI~N
1.3 Justificación
En el mercado existen varios paquetes que ofrecen el cálculo de circuitos eléctricos y/o
electrónicos y una gran cantidad de simuladores han sido desarrollados y utilizados en
universidades o empresas de la industria privada. Entre las opciones más atractivas se cuentan
los simuladores de SPICE (Simulation Program with Integreted Circuit Emphasis) que son
suficientemente poderosos para las aplicaciones de la electrónica de potencia. Ya que SPICE y
sus derivados [9],[10],[1 I] han sido desarrollados inicialmente para el diseño de circuitos
electrónicos integrados, que no incluyen modelos de dispositivos semiconductores de potencia
[12], [13], [14], [15] o bien incluyen en sus librerías pocos modelos que no cumplen con los
requerimientos de muchos tipos de simuladores, sobre todo en cuanto a la precisión. De todas
las versiones de SPICE, el programa de simulación Pspice [1 I], [16] es muy atractivo, ya que
no tiene un costo muy elevado (se puede utilizar en computadoras personales y tiene una
versión de evaluación gratuita de alta capacidad) y es uno de los simuladores más difundidos
entre los diseñadores de circuitos eléctricos yio electrónicos. Pspice ofrece la posibilidad de
variar los parámetros de los modelos de los componentes. De esta manera se puede lograr
teoréticamente la simulación de cualquier tipo de IGBT que no esté contenido en la librería de
Pspice, con sólo especificar los parámetros adecuados. El problema real es que los modelos
fisicos contienen parámetros de diseño y eléctricos que no están disponibles ni por el
fabricante en sus hojas de datos. Por lo tanto se necesita una herramienta que permita extraer
estos parámetros por medio de mediciones eléctricas. De esta manera, el usuario podrá simular
cualquier IGBT.
1.4 Modelado del IGBT
Un modelo para redes eléctricas y electrónicas es la representación matemática del
comportamiento de un dispositivo, donde las variables de entrada son los voltajes y las
variables de salida son las comentes, de tal manera que un dispositivo se pueda representar
por un sistema de ecuaciones y dependiendo de la técnica de desarrollo y la implementación
resultará un modelo que describa con más o menor precisión el comportamiento estático y
dinámico. La mayor precisión se puede lograr con un modelo fisico que comtemple las
ecuaciones de la fisica de los semiconductores. Es por eso que en este trabajo de tesis los
modelos a utilizar de los IGBT’s son basándose en el modelado fisico.
El aumento en la frecuencia de operación de los circuitos electrónicos de potencia
resulta también en un aumento de las pérdidas por conmutación como parte de las pérdidas
totales del interruptor. Tomando en cuenta este aspecto, es importante que los modelos de los
interruptores describan correctamente el comportamiento dinámico del dispositivo, como por
ejemplo la cola de apagado de comente en el IGBT.
6
Tesis:
Dcrarmllo e Iii~plemenlaciónde M Rocedimiento de Emcción dc Padmcbas para M Madelo Físico de IGBT
,
/I
..-w ...,.,
,- < I EC;*1U.c,
t-
INTRODUCCI~N
CAPhULO 1
En la literatura se encuentra una gran cantidad de modelos para dispositivos
semiconductores de potencia desarrollados para su uso en simuladores de redes eléctricas y
electrónicas, tanto de los componentes clásicos como de los nuevos dispositivos que se
ofrecen en el mercado [17], [18]. Una parte de los modelos publicados para el IGBT consisten
de macromodelos que contienen dispositivos básicos con modelos estándar conocidos. Otra
parte de los modelos se representa a nivel matemático, lo que significa que se pueden utilizar
tal cual en programas de simulación de circuitos, varios de estos modelos han sido ya
implementados en diferentes simuladores
,I
Modelo del IGBT implementado en el código fuente de Pspice
El modelo estándar del IGBT fue implementado en el código fuente de Pspice por G.T.
Oziemkiewicz en la universidad de Florida como tesis de ingenieria en 1995 [19], basándose
en un modelo físico desarrollado por A. R. Hefner, Jr [20]. Oziemkiewicz no contempló el
modelo completo que desarrolló Hefner originalmente simplificando las ecuaciones (para
SABER); P.e. eliminando la dependencia de la temperatura de los parámetros y no
considerando a los portadores en la zona de carga de espacial. Este modelo considera la
estructura típica de un IGBT-PT, por lo que no es adecuado para la simulación de la
tecnología con emisor transparente. En la Fig. 1.4.1 se presenta el circuito equivalente de este
modelo.
;
COienOi
WT
(parte bipolar)
Nomenclatura
Corriente del canal del MOSFET
Corriente de estado estable del colector
Comente de estado estable de la base
Comente de multiplicación de avalancha
Resistencia de la base
Capacitancia y carga compuerta-fuente
Capacitancia y carga drenaje-fiente
Capacitancia y carga de compuerta-drenaje
Capacitancia y carga emisor-base
Capacitancia y carga colector-emisor
Capacitancia y carga de multiplicación de
avalancha
Nodo del emisor en BJT interno
Nodo de la base en el BJT interno
Nodo del colector en el BJT interno
Nodo del drenaje en el MOSFET interno
Nodo de la fuente en el MOSFET interno
Nodo de la compuerta en el MOSFET interno
o Emisor
E
Fig. 1.4.1 Circuito equivalente del modelo del IGBT en Pspice (IGBT-PT).
Tesis:
Desarrollo e Implemntaci6n de un Pmccdimiento de Extracci6n de ParSmetms para un Modela Fisico de IGBT
7
CAPíTULO 1
MTRODUCCIÓN
La Tabla 1.4.1(a) muestran las variables que tiene el sistema de ecuaciones (APÉNDICE
2) que representan el modelo y la Tabla 1.4.1(b) muestra los parámetros que necesita el
modelo.
Tabla 1.4.i(a)
Variables del sistema de ecuaciones del modelo estándar del IGBT en Pspice.
Variables de entrada
V,
Vis
Vdn
v,,
Voltaje compuerta-fuente
Voltaje drenaje-fuente
Voltaje drenaje-compuerta
Voltaje emisor-base
Variables de salida
Irnos
I,,,
Ibrr
Comente del canal del MOSFET
Corriente de estado estable del colector
Comente de estado estable de la base
ImUu Comente de multiplicación de avalancha
RB
Resistencia de la base
I+Cs
Comente a través de compuerta-fuente
I+Cb Corriente a través de drenaje-fuente
Comente a través de compuerta-drenaje
I-tC,b Comente a través de emisor-base
I + G Corriente a través de colector-emisor
1+Cmul, Comente a través de la capacitancia y carga de
multiplicación de avalancha
Tabla !.4,I(b) Parámeiros del modelo estándar del IGBT.
Parámetros físico y del material
Mun
MUP
4
D.
DP
E,¡
ni
M
Movilidad de los electrones
Movilidad de los hoyos
Carga elemental
Coeficiente de difusión de electrones
Coeficiente de difusión de los hoyos
Permeabilidad dieléctrica del silicio
Concentración intrínseca de los portadores para el silicio
Factor de multiplicación de avalancha
Parámetros de diseño
AREA
AGO
WB
NB
TAU
Área del componente
Área de traslape compuerta &enaje
Ancho metalúrgico de la base (n-)
Concentración de dopado en la base
Tiempo de vida de recombinación ambipolar
Parámetros eléctricos
BVF
BVN
KF
KP
THETA
VT
VDT
CGS
COX0
JSNE
8
Tesis:
Factor de uniformidad de avalancha
Factor de multiplicación de avalancha
Factor de la región del triodo
Transconductancia MOS
Factor del campo transversal
Tensión umbral
Tensión umbral de deflexión del traslape compuerta-drenaje
Capacitancia compuerta-fuente por unidad de área
Capacitancia del óxido compuerta-drenaje por unidad de área
Densidad de la corriente de saturación del emisor
Desanullo e Implemntación de un Procedimiento de Exhdcción de Parámetms para UD Modela Fisico de IGBT
I
I
l .
01'
,I
INTRODUCCI~N
CAPiTlJLO 1
Modelo fisico del IGBT-NPT implementado como subcircuito en Pspice
En la Fig. 1.4.2 se muestra el circuito equivalente del IGBT-NF'T implementado en
Pspice como subcircuito [21], [22], [23], [24]. La diferencia que existe entre este modelo y el
anterior en lo que respecta a la implementación es que el modelo del IGBT-NPT utiliza
componentes básicos del simulador, ,es decir es un macro-modelo estructural basado en
fuentes controladas de voltaje y comente (opción ABM en Pspice).
Nomenclatura
PNP-EJT
&RB
cgd,
MOCFET
RQ
Corn uenti
in(ew)
Q
Mos
Cdsj
CgsO
Le
I
ic
IP(W)
1,
Corriente total del colector
in(x=O) Corriente de electrons en el colector colindando con la zona n
ip(x=O) Corriente de huecos en el colector colindando con la base
in(x=w) Corricnte de electrones en el emisor colindando con la zona ni p ( ~ = ~Corriente
)
de huecos en el emisor colindando con la base
Corriente del canal MOS
Resistencia de base
Capacitancia de union base-emisor
Capacitancia de difusión base-emisor
Capacitancia de union drenaje-fuente
Capacitancia de unión compuerta-drenaje
Capacitancia de traslape compuertadrenaje a polarización cero
Capacitancia de traslape compuerta-fuente a polarización cero
Inductancia parásita de la unión pn del emisor
Inductancia parásita de la compuerta
Nodo en emisor del BJT interno
Nodo en la base del BIT interno
Nodo drenaje del MOSFET interno
Nodo fuente del MOSFET interno
Nado compuerta del MOSFET interno
I
6 Emisor
Fig. 1.4.2 Repre'sentación del circuito equivalente del modelo del IGBT (IGBT-NPT).
La Tabla 1.4.2(a) muestran las variables que tiene el sistema de ecuaciones que
representan este modelo y la Tabla 1.4.2(b) muestra los parámetros que necesita el modelo.
Tesis:
Dcsarmllo c Impleni-ntaeibn dc un Pmeedimienla de Exhacci6n de Padamems para un Modela Físico de IGBT
9
I
~
~~
CAP~TULO1
INTRODUCCIÓN
Tabla 1.4.2(a) Variables del sistema de ecuaciones del modelo del IGBT implementado en Pspice como subcircuito.
Variables de entrada
Variables de salida
Voltaje compuerta-fuente
Voltaje drenaje-fuente
I,d
Voltaje drenaje-compuerta
I,,
Voltaje emisor-base
rbd Voltaje base-drenaje
In(x=O) Corriente de electrones en el colector colindando con la zona n
Ip(x=O) Comente de huecos en el colector colindando con la base
In(x=w) Comente de electrones en el emisor colindando con la zona nIp(x=w) Comente de huecos en el emisor colindando con la base
Imos
Comente del canal MOS
&
Resistencia de base
I+Cb, Corriente a través de la capacitancia de unión base-emisor
I+Cbcd Comente a través de la capacitancia de difusión base-emisor
I+Cdu Corriente a través de la capacitancia de unión drenaje-fuente
I+Cgdj Corriente a través de la capacitancia de unión compuertadrenaje
I+CgdO Comente a través de la capacitancia de traslape compuertadrenaje a polarización cero
I+C,,O Corriente a través de la capacitancia de traslape compuertafuente a polarización cero
I,,
Idr
Tabla 1.4.2(b) Parámetros del modelo del IGBT implementado como subcircuito.
Parámetros fisico y del material
q
k
vT
ni
VD
E,¡
Ii.
PP
D.
DP
D
VS.
VID
Carga elemental
Constante de Bolzmann
Voltaje térmico
Concentración intrínseca del silicio
Voltaje de difusión
Constante dieléctrica del silicio
Movilidad de electrones
Movilidad de huecos
Constante de difusión de electrones
Constante de difusión de huecos
Constante de difusión ambipolar
Velocidad de saturación de electrones
Velocidad de saturación de huecos
Parámetros de diseño
Nn=NB
WE
A
A.d
Vlh
KP
Theta
L"e
n
CPO
CgdO
L,
L,
R,
10
Dopado de la zona nAncho de la zona nÁrea activa
Área de traslape compuerta-drenaje
Partimetros eléctricos
Voltaje de umbral
Parámetro de transconductancia
Parámetro de la modulación de la movilidad
Comente de saturación de electrones en el emisor
Coeficiente de emisión de la unión pn
Capacitancia de traslape compuerta-fuente a polarización cero
Capacitancia de traslape compuerta-drenaje a polarización cero
Inductancia parásita del emisor
Inductancia parásita de la compuerta
Resistencia de la compuerta del poli-silicio
Tesis: Desarrollo e Implemntación de un Rocedimiento de Extracción de Padmenos para un Modelo Flrico de IGBT
*
CAPiTULO 1
I
'
.* .c19r.
INTRODUCCI~N
El modelo del IGBT implementado en Pspice se comporta como un transistor bipolar
pnp cuya base es controlada por un MOSFET y por ende consiste en una parte unipolar y una
parte bipolar. El MOSFET interno fue descrito con el modelo estándar disponible en Pspice.
La comente de drenaje es determinada por una fuente de comente controlada usando las
ecuaciones de Shockley. Solamente los elementos parásitos de las capacitancias de compuertadrenaje y drenaje-fuente han sido agregados externamente considerando sus dependencias de
voltaje y comente. Todos los elementos internos consisten de resistencias, capacitores y
fuentes controladas de voltaje y comente. El modelo del transistor bipolar interno contiene un
diodo entre base y emisor, alimentando la comente de electrones en la colindancia del colector
con la región n- (In(x=O)), la resistencia de base RBque depende del voltaje y de la comente y
dos fuentes de comente para las comentes de huecos en la colindancia del colector y el emisor
con la zona n- (Ip(x=O) y Ip(x=W)). El diodo base-emisor fue descrito utilizando el modelo de
Pspice disponible internamente. Los elementos concentrados del circuito RB, Ip(x=O), y
Ip(x=W) son representados por fuentes de comente y voltaje (dispositivos E y G) controlados
por un grupo de ecuaciones analíticas derivadas de la fisica de los semiconductores.
Es importante mencionar que los modelos presentados anteriormente (Fig. 1.4.1 y 1.42)
presentan muchos parámetros en común. Más aun, muchas de las ecuaciones que contemplan
cada modelo son iguales. Por lo tanto, la metodología de extracción de parámetros aplica en
muchas ocasiones para ambas estructuras. Sin embargo existen algunas ecuaciones totalmente
diferentes, lo que se debe parcialmente a las distintas tecnologías.
1.5 Estado del arte de extracción de parámetros
La extracción de parámetros es básicamente la obtención de los valores de las variables
de entrada que necesita el modelo matemático para proporcionamos algún comportamiento
requerido. Existen diferentes parámetros, como las constantes físicas, parámetros del silicio,
de diseño, y parámetros eléctricos (los cuales para su extracción necesitan algunos métodos de
mediciones eléctricas entre otros).
En [25] se propone una forma de extraer algunos parámetros eléctricos basándose en un
modelo de IGBT-PT con una configuración Hamerstein. En este artículo se asegura que el
comportamiento es casi tan bueno como un modelo físico. Los parámetros en DC de este
modelo son obtenidos directamente de la curva estática de V-I mediante el ajuste de mínimos
cuadrados. Otro procedimiento es usar para cada VGEtres constantes A l , A2,A3 hasta extraer
la correspondiente curva estática de V-I ( IC vs VCE). Sin embargo, algunos parámetros son
obtenidos mediante la simulación de un modelo físico y utilizando las hojas de datos del
fabricante de IGBT's. Si el modelo fisico es utilizado para extracción de parámetros, las
funciones de rampa pueden ser también eficientemente utilizadas para extraer los parámetros
de capacitancias (Fig. 1.5.1).
Tesis:
Desamllo c Implcmnitación de M PmediMniui de Extraceidn de Pacimthnr para un Modelo Fisim de IGBT
11
INTRODUCCI~N
CAPiTULO 1
3)
Fig. 1.5.1
(1). Circuito para extraer C, (CG~).
(2). Circuito para extraer,C
,
(Card).
(3). Circuito de prueba para extraer C.XO(Cos).
Utilizando métodos de mínimos cuadrados, los parámetros pueden ser extraídos por
mediciones eléctricas o por simulación de modelos fisicos. También se puede utilizar otros
sistemas de identificación lineales y no lineales para extraer parámetros.
En 1261 se presenta una mejora del modelo del IGBT en Pspice para vencer a los
modelos incompletos. También se desarrolló un procedimiento con nuevos métodos de
extracción de parámetros. El modelo propuesto es validado comparando algunas simulaciones
de trazos experimentales en condiciones estáticas y dinámicas para IGBT's rápidos y lentos en
diferentes condiciones de trabajo.
En [27] no se presenta ninguna relevancia en los efectos de la parte del transistor PNF'
ni en los efectos de la parte MOSFET, además la estructura de la base y la condición de alta
inyección no son consideradas. En cambio en [26], los parámetros usados para definir la
ganancia de corriente y la transconductancia del transistor interno son obtenidos suponiendo
elementos ideales. Por lo tanto esto no permite el perfecto modelado del comportamiento del
IGBT en todas las condiciones de comente y voltaje.
Hasta ahora no se ha presentado en la literatura una metodología completa de
extracción de parámetros que contemple las dos estructuras de IGBT. Por eso, esta tesis centra
su importancia en diseñar e implementar un procedimiento de extracción de parámetros para el
modelo fisico del IGBT tanto de estructura PT como NPT.
12
P
Tesis: Desarrollo e Implemntaci6n de un Procedimiento de Exmcci6n de Parhcms para M Modelo Físico de IGBT
ANÁLISIS DEL MODELO IGBT
CAPiTULO 2
CAPITULO 2
ANÁLISIS DEL MODELO DEL IGBT
2.1 Introducción
En este capítulo se presentan las ecuaciones del modelo fisico del IGBT que involucran
a los parámetros a extraer. De igual manera se describe el fenómeno que describe cada
ecuación. Por otra parte, se muestra un análisis de variación de parámetros utilizando el
modelo estándar de IGBT del simulador de Pspice. La finalidad de presentar estas
simulaciones es conocer la sensibilidad de los resultados de simulación ante variaciones de
parámetros del modelo para tener en cuenta que tan precisos deberán ser obtenidos estos
durante la metodología de extracción. Así mismo se presentan tablas comparativas para
identificar que parámetros son mas influenciados en condición estática y dinámica
respectivamente.
Tesis:
Dcsarmllo e Implemnfación de un Procedimientode Exmcci6n de Px6mbos para un Modelo Físico de IGBT
13
ANALISIS
CAPiTULO 2
DEL MODELO IGBT
2.2 Ecuaciones del modelo del IGBT
Las ecuaciones que se presentan en esta sección implican directa e indirectamente los
parámetros a extraer. Pot lo tanto, se hará omisión del juego completo de ecuaciones que
describe el comportamiento del IGBT (APÉNDICE 1 y 2).
Irnos(VGS) + KP, Theta, Vr, KF
La representación básica de un IGBT consiste en una conexión darlington entre un
MOSFET en la entrada y un transistor PNP en la salida [26], [29], [27], [28] como se muestra
en la Fig. 2.2.1
T-
emisor
Fig. 2.2.1 Circuito básico equivalente del IGBT.
La ecuación generalmente usada para representar las dos contribuciones de la comente
total (IC) es la siguiente [20], [29], [30]:
(2.2.1)
IC= Irnos + Ipnp = [1+P(Ipnp>VCE)IIrnos.
Donde P(ipnp,VCE)] es la ganancia bipolar expresada como una función de la comente
bipolar y VCE es el voltaje aplicado entre colector-emisor. Así, las ecuaciones más
aproximadas para describir el comportamiento de la comente del MOSFET I,, en función de
VGS son las siguientes relaciones conocidas como las ecuaciones de Shockley [29], 1201, [lo],
~ 4 1~311:
,
Imos=
o
(2.2.2)
KF%
i
+ Theta.(vCE- vT)
KP'(VGS- ')T'
_.
Tesis:
(2.2.3)
(vCS- vT)'vDS
(2.2.4)
Dcsamllo c Im!Aemoiaci6n dc M Procedimiento de E m c c i 6 n de Parhems para un Modelo Flsieo de IGBT
ANÁLISIS DEL MODELO IGBT
CAPiTULO 2
Este conjunto de ecuaciones describe el comportamiento del MOSFET interno del
IGBT, tanto de la esiructura PT como NPT, durante tres fases de operación. Estas fases
ocurren cuando el canal aún no está formado (2.2.2), cuando el canal se encuentra en la región
lineal (2.2.3) y cuando el canal se encuentra saturado (2.2.4). Por lo tanto de la ecuación
(2.2.4) se puede extraer Kp, Theta y VT conociendo previamente la función de Irnor(V~s)
y de
la ecuación (2.2.2) se puede extraer independientemente Kp conociendo previamente los
demás parámetros involucrados.
Esta función representa la capacitancia total que existe entre compuerta-drenaje(CGo) en
donde esta capacitancia es la unión sene de una capacitancia de Óxido (Coxd) y una
capacitancia de deflexión (Cgdj) (Fig. 2.2.2) la cual se encuentra en función del voltaje
aplicado VOS[201, [291, P81, [311, [ill, [241, 1321.
Emisor
w
Y
Compuerta
i
P+
I
Z
Cebj+Cebd
I
n
u Anode
Colectoi
Fig. 2.2.2 Estructura interna del IGBT de tecnología NPT.
Para describir con mayor precisión el comportamiento de COSse muestra la siguiente
ecuación:
,I
'DG=
I
(2.2.5)
'oxd
cdgj'coxd
'dgj
QDGECoxd'VDS
'oxd
(vGS - 'TD)
"DS
(2.2.6)
(2.2.7)
Tesis: Desamillo e Implemntacih de un h e d i m i e n t o de hxbdeeión de Par6mms p" un Modelo Físico de IGBT
15
CAP~TULO2
ANÁLISIS DEI. MODELO IGBT
De la ecuación (2.2.5) se puede observar que CDGes aproximadamente igual a Coxd,
siempre y cuando el voltaje aplicado entre drenaje-fuente VDSsea muy pequeño ((VGS-VTD)
2
VOS).Esto es debido a que c g d j está en función inversa al VDS.Por otro lado, cuando VDS>
(VGS-VTD)se tiene que CGDes igual a Cgdj en serie con
Esto se debe a que c g d j toma
valores significativos y por lo tanto la capacitancia resultante es el producto sobre la sumatoria
de ambas. La evolución que presenta VDSpermite la extracción de Coxd y c g d j por medio de las
ecuaciones (2.2.5) y (2.2.6) respectivamente, y por medio de la intersección de los dos
comportamientos se hace posible la extracción del voltaje de umbral de deflexión entre
compuerta-drenaje(VTD) igualando las condiciones de cada ecuación.
El dopado en la zona n- (NE)es un parámetro de diseño y por lo tanto es más dificil de
determinar que un parámeiro eléctrico; sin embargo existen técnicas aproximadas para su
obtención, aunque algunos autores lo suponen por “default” [20], [28], [29], [18], [31], [24],
[32], [33]. Una técnica para extraer NBes hacer uso de la ecuación (2.2.8), la cual involucra
directamente la medición estática del voltaje de ruptura (VB~)
y se sustenta por la analogía de
una unión pn inversamente bloqueada en estado de ruptura [15], [34].
(z)2
3
-
60.
N,=
. 1Ol6
(2.2.8)
vB,
WB(NBr
VBr)
WB
Cuando se aplica el voltaje VBren un IGBT, se forma en la unión pn un campo eléctrico
critico lo cual da como resultado la expansión del campo eléctrico al ancho de la base en la
zona ñ(WB) (Fig. 2.2.2). Considerando esto, se puede hacer uso de la ecuación (2.2.9) para
determinar WB [APÉNDICE 11, [15].
(2.2.9)
16
Tesis:
Dcsarmllo e Implementsci6n de un Procedimientode Exmccih de Padmetros pata un Modelo Físico de lGBT
ANALISIS DEL MODELO IGBT
CAPíTULO 2
La ecuación (2.2.9) aplica para la estructura PT y NPT, aunque resulta poco precisa la
medición de VBrpara la estructura PT debido a la presencia de la zona buffer, la cual se
encarga de limitar el campo eléctrico.
CgdJ(V0G)+ &D(cgdj) + &D
cdsj(vDS) -+ ADs(Cdsj) + ADS -+ A
Con la medición directa o indirecta de C g d j ( V ~y~ CdsJ(VDS)
)
se pueden obtener las
superficies de traslape entre compuerta-drenaje (&D) y drenaje-fuente (ADS)(Fig. 2.2.4) Con
estas dos superficies se obtiene el área activa (A) la cual es la sumatoria de ambas
[APÉNDICE 11, [20], [29], [9], [24], [32], [33]. Las ecuaciones que involucran estas areas son
las siguientes:
(2.2.1O )
(2.2.11)
A= AGD+ A,,
I,-(t)
(2.2.12)
+ Tau e Isne "IGBT-PT"
La ecuación que se propone en este punto parte de una solución analítica [20], [18] que
toma la comente de base en estado estable (Ibss) descrita por la ecuación (2.2.13). Esta surge
de las ecuaciones de transporte ambipolar para las condiciones de frontera del transistor.
(2.2.13)
Tesis:
Desamlla e Implemntacibn de un h e d i m i e n t o de Exbacción de ParSmetrospan un Modelo Fisico de IGBT
17
CAPÍTULO2
ANÁLISIS DEL MODELO IGBT
La solución analítica de (2.2.13) en función del tiempo da como resultado las ecuaciones
( 2 . 2 . 1 4 ) ~(2.2.15) [18].
(2.2.14)
Tau
-
Isne
2
2
2
q .A .Dp,ni
IK.Tau
(2.2.15)
Por medio de la ecuación (2.2.14) se puede obtener Tau realizando simplemente un
despeje de la ecuación y realizando la medición durante la cola de apagado de la comente de
colector (IT(t))
AQB(VCE)4 Isne "IGBT-NPT"
'
Debido a que la estructura del IGBT-NF'T tiene como característica principal la
capacidad de distribución homogénea de portadores minoritarios en la base del transitor
bipolar, ocurre que la fase de redishibución es mas pronunciada. Tomando en cuenta que
técnicas de control del tiempo de vida, se puede considerar Tau como un parámetro por
default, el cual tiene un valor elevado. Por otra parte, la intensidad de comente de electrones
inyectada al emisor ( h e ) durante el apagado del IGBT, está relacionada con la carga
desalojada en la base n-, tal como se muestra en la ecuación (2.2.16) y (2.2.17) analíticamente
analizadas en [24].
(2.2.16)
donde:
(2.2.17)
18
Tesis: Desamllo e Implcmcntación de un Procedimiento de ExbacciOn de Parámetmr para un Madelo Fisico de lGBT
E
ANÁLISIS DEL MODELO IGBT
CAPíTULO 2
2.3 Variación de parámetros
Condición estática
Lo que se pretende con la variación de los parámetros en condición estática es tener una
referencia de que tanto afecta la variación de los parámetros durante el estado estable del
IGBT. Esto se logra por medio de un análisis en CD (Comente Directa) y consiste
básicamente en proporcionar al IGBT un voltaje de compuerta-emisor (VGE)y simular ia
comente de colector (Ic), todo en estado estable. Lo anterior se puede obtener por medio de
un esquema tipo cortocircuito con un tren de pulsos escalonados, en donde cada pulso
proporciona un voltaje estable diferente con una duración de aproximadamente 10 ps por una
tiempo de apagado de 160 ps. (Fig. 2.3.1), esto es para evitar el sobrecalentamiento durante el
encendido, ya que el IGBT se encontrará operando en modo corto circuito. Por otra parte, en
este esquema se obtiene la medición de Ic(t) e VGE(t) con lo cual se puede eliminar el tiempo,
considerando el retrazo de las puntas de medición y obtener la función de transferencia típica
( ~ ( V G E (Fig.
) ) 2.3.2).
2W[A]
-
O
5
Fig. 2.3.1 Corto circuito pulsante.
,
7.33
9.67
I2
VGE
14.33
16.67
19[V]
Fig. 2.3.2 Función de transferencia típica rC(vGE),
Según como la función de transferencia se vea afectada por la variación de algún
parámetro, indica si el parámetro es poco sensible, sensible o muy sensible en condición
estática. Lo anterior es con la finalidad de detectar que parámetros influyen severamente en
esta condición y así mismo para detectar que tan precisa deberá ser la calidad de la extracción.
Pspice cuenta con una opción exclusiva para realizar un análisis en CD en donde se
necesita un circuito muy simple (Fig. 2.3.3); se define en un menú principal el voltaje inicial,
el voltaje final, el intervalo de variación lineal de la variable de entrada (VG) y la variable de
salida (IC). En un segundo menú se presenta una variante para poder hacer un análisis
paramétrico dentro del análisis de CD. Este fue el tipo de análisis que se realizó en las
siguientes simulaciones.
Tesis:
Desarrollo e Implementación de un Pracedimicnta de Exmcción de Parámmos Dam un Modelo Finca de IGBT
~
I,
CAPiTULO 2
ANÁLISIS DEL MODELO IGBT
L
-
Fig. 2.3.3 Circuito para la simulación de la función de transferencia
El circuito de la Fig. 2.3.3 es el circuito simulado para el análisis en CD en donde
V1=VCE=1OOV, V~=VGE=
O...20V. LOS parámetros que se variaron para obtener las diferentes
funciones de transferencia se muestran en la Tabla 2.3.1 y en la Fig. 2.3.4 (a,b ...k,l.) se
muestran las simulaciones obtenidas. El rango de variación esta comprendido entre +/- 20%
del valor nominal. Para este caso se utilizaron los parámetros del único IGBT que contiene la
versión demo de Pspice (IXGH40N60).
Tabla 2.3.1 Parámetros eléctricos analizados
.
.V.
(a) VT= 4.2
L"
I
.IC<.<.>
+/- 20%
.
. . .
"."
@) Kp = 50 AN' +/- 20%
~~
Tesis:
Dcsamllo e Implemntaci6n de un Pmcedimimto de Extracei6n de Parsmetros para un Modelo Fisico de IUBT
-
."_~
.......................................................................................
.";
,-;
.
.
.
.
.
.
.
.-__
.
",
I
1m111,
xp
*-
CAPITULO 2
1
.
.
.......................................................................................
.
$. >
.
I<
<..
..".
............................
...............................I.n.
.
.
.
I*
u
I
11,11<>
( c ) Theta = 0.02 V ' +/- 20%
:/
ANÁLISIS DEL MODELO IGBT
.
.
.
.
. .
.
,
........ ~ .........
. ~.....
.~
....................................
>,"
11.
...,
(d) KF= 0.36 +/- 20%
.Y
,._
.........................................................................................
. * _.........................................................................................
~~
r
.........................................
,,.
//
~
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CAPfI’ULO 2
ANÁLISISDEL MODELO IGBT
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(I) Tau = 287.56 ns +/- 20%
Fig. 2.3.4 Función de transferencia variando los parámetros a extraer
Lógicamente los parámetros que más afectan la variación de la función de transferencia
son los parámetros estáticos como VT, Kp y Theta los cuales forman parte de la ecuación
I m o s ( V ~tanto
~ ) del modelo del IGBT PT como NPT (Apendice 1 y 2). De este análisis
podemos destacar que los tres parámetros involucrados son muy sensibles a variaciones dentro
de un determinado rango de +/- 20%. Además, existen otros parámetros involucrados en esta
variación que son: NB, We, A y Tau, los cuales influyen ligeramente en la variación, mientras
que KF, VTD,CGS,C o x & AGD,no presentan gran diferencia.
Condición dinámica
La Fig. 2.3.5 muestra el circuito troceador utilizado para analizar mediante la variación
de parámetros el grado de sensibilidad que tiene la comente IC y el voltaje VCEen condición
dinámica, mientras se hace variar un parámetro +/- 20% de su valor nominal (IGBT
iXGH40N60). Mediante un “análisis performance”, disponible en Pspice, se puede calcular
una curva que determine el tiempo de subida (tr) y bajada (tf), Así como el tiempo de retardo
(td) de la corriente ICy del voltaje VCEdurante el transitorio de encendido (on) y de apagado
(off) (Fig. 2.3.7).
HFA25TB60
v2
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Fig. 2.3.5 Circuito troceador para el análisis transitorio
22
Tesis:
Derarmllo e Implemntaci(m de M Pmcedimiento de Emseeibn de Pat-Amebos para un Modelo Físico de IGBT
..
ANÁLISIS DEL MODELO IGBT
CAPiTULO 2
lmax
VCE.
...
!...
12
11
10
IO
13
11
13
12
encendido
Apagado
Fig. 2.3.6 Defn~iciónde td, t r y tfdurante los transitorios encendido-apagado
En la Fig. 2.3.6 se define td, t r y tf en donde:
tdi(on) Tiempo de retardo de la comente IC durante el encendido, para tdi(on) = tl-tO donde
tO es el comando de encendido de VGy tl es el 10% de IC nominal
tri(on) Tiempo de subida de la comente IC durante el encendido, para tri(on) = t2-tl donde t l
es el 10% de ICnominal y t2 es la corriente máxima de IC(Icmax)
tfv(on) Tiempo de bajada del voltaje durante el encendido, para tfv(on) = t3-t2 donde t2 es la
y t3 es el 3% del VCE.
comente máxima de IC(Icmax)
tdv(off) Tiempo de retardo del voltaje VCEdurante el apagado, para tdv(off) = tl-tO donde tO
es el comando de apagado de VG y tl es el 10% de VCEnominal
trv(off) Tiempo de subida del voltaje VCEdurante el apagado, para trv(off) = t2-tl donde tl es
el 10% de VCEnominal y t2 es VCEnominal
tfi(off) Tiempo de bajada 'de la comente IC durante el apagado, para tfi(off) = t3-t2 donde t2
es VCEnominal y t3 es el 0.2% del VCE.
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APAGADO
Desarrollo e ImpIementaci6n de un Fmcediminilo de Extracci6n de Parámetros para un Modelo Físico de IGBT
23
CAPfTULO 2
24
Tesis:
ANÁLISIS DEL MODELO IGBT
Desarmllo c Implemntación de un Prnedimienui de Extracción de Parhems para un Modelo Fisieo de IGBT
ANÁLISIS DEL MODELO IGBT
CAPiTULO 2
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CAPiTULO 2
ANÁLISIS DEL MODELO IGBT
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26
Tesis:
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APAGADO
Desarrollo e Im~lemnitaci6nde un Rocedimiento de E m c c i h de Pafámhns para un Modelo Flsico de IGBT
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Desarrollo e Implementación de un Procedimiento de Exmcción de Parhemis para M Modela F U u i de IGBT
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CAPiTULO 2
ANÁLISIS DEL MODELO IGBT
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ENCENDIDO
28
Tesis:
(k) 37.5E-6m2+/- 20%
APAGADO
Desamllo e Implemnfación de un Pmcedimimm dc Exmceián de Parámems para M Modelo Fkico de IGBT
I
ANÁLISISDEL MODELO ICBT
CAPiTULO 2
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(I) 287.56 ns +/- 20%
APAGADO
Fig. 2.3.7 Transitorio de encendido y apagado utilizando los parametros a extraer
Resulta muy dificil, al igual que en el caso anterior, realizar un análisis de sensibilidad
porcentual de comente y de voltaje debido a que la salida de comente Ic(t) y voltaje VCE(t)
varían tanto en desplazamiento de tiempo (P.e Fig. 2.4.2.a,f,g) como de pendientes en
diferentes áreas del dv/dt y di/dt @.e Fig.2.4.2.b,h,i). Sin embargo, se puede hacer una
comparación porcentual del tiempo de subida tr, bajada tf y retardo td.
2.4 Resultados de sensibilidad de los parámetros
Existen algunos parámetros muy sensibles en el análisis en CD pero que no lo son en el
análisis transitorio, como por ejemplo VT y Theta. De igual manera existen otros parámetros
muy sensibles en el transitorio que no lo son en el comportamiento estático, P.e Ns y A. La
Tabla 2.4.1 muestra los resultados obtenidos de estos dos análisis, en donde se calculó la
variación porcentual de td, tr y tf cuando cada parámetro vana +/- 20% de su valor nominal.
La Tabla 2.4.2 muestra, de manera resumida, la sensibilidad de los parámetros para los dos
análisis por separado, dándonos el grado de precisión con el cual deberán ser obtenidos lo&
mismos.
Tesis:
Desarrollo e Implemniación de un Proeediniiento de Extracci6n de Padmetros para un Mcdclo Fisico de IGBT
29
CAPiTULO 2
ANÁLISIS DEL MODELO IGBT
Tabla 2.4.1 Resultados obtenidos del análisis estático y dinámico
ANÁLISIS TRANSITORIO
Parámetros
I
Encendido
Apagado
Tabla 2.4.2 Resultados resumidos de la sensibilidad de parámetros
Parámebos
V,
Entrada +I- 20%
4.2
Sensibilidad
Análisis transitorio
I
Análisis en CD
V
+++
+++
++f
f++
50
A"
Theta
0.02
V-'
KF
0.36
CGS
131.9
nF
+++
-
Cord
53.1
nF
ftt
.
KP
VTo
2.6570
+
+
+
v
Nada wtisible -
~"
ANÁLISIS
EN CD
Poco scnsible
+
++
-
Sensible ++
Muy sensible +++
TCSIS: D~snrrolloc Implemniaci0n dc un Procedimiento de Extracci6n de Parimerror para un Modelo Firico de I C R I
CAPiTULO 3
METODOLOGIA
DE EXTRACCION
CAPíTULO 3
METODOLOG~ADE EXTRACCI~N
3.1
Introducción
En este capítulo se abordan las metodologías de extracción que resultaron más
adecuadas en el desarrollo de la tesis, se tomaron en cuenta como parámetros de selección la
calidad de extracción y sencillez de implementación, considerando que los circuitos
resultantes serán montados en un banco de pruebas automatizado como trabajo futuro.
‘l-esis.
Oerarrollo e Impleinenlación de un I’rocediniienlo dc Extracción de I’arimetras para un Modelo Fisico de IGDT
31
CAPil’ULO 3
3.2
METODOLOGIA DE EXTRACCIÓN
Metodología desarrollada
La metodologia propuesta extrae 13 parametros de los cuales 7 son eléctricos y 6 son de
diseño, los cuales tienen valores que varían de un dispositivo a otro. La Tabla 3.2.1 muestra
los parametros obtenidos con esta metodología. Así mismo se muestra la sensibilidad de la
simulación ante variaciones de cada parámetro, en donde los signos -, +, ++, +++ indican
nada sensible, poco sensible, sensible y muy sensible respectivamente. Esto es como resultado
del análisis paramétrico realizado en el capitulo 2.
T a b l a 3.2.1 Parámetros e x t r a i d o s
I
RESULTADOS DE SENSIBILIDAD DE
PAM‘METROS
Análisis
I
Parúmetros eléctricos
vT
Voltaje de umbral compuena-fuenle
KP
Factor de transconductancia del MOSFET
Theta
+++
+
Factor de la region del triodo interno del MOSFET
VTD Voltaje de umbral d e deliexion compuena-fuente
CGS Capacitancia compuena-fuente
Cord
1
Capacitancia del oxido en la trayectoria drenaje-compuerta
Parúmetros de diseño
Nada sensible -
Poco sensible +
Sensible
tc
I
I
CD
Sensibilidad
+++
+++
Factor del campo transversal del canal del MOSFET
KF
iransitorio
Análisis t
+
+
+++
+++
+++
++
Sensibilidad
Muy sensible
++i
Para extraer los parámetros de la Tabla 3.2.1 fue necesario desarrollar una metodologia
de extracción, la cual se basa básicamente en dos tipos de medicione: estáticas y dinámicas;
estas, se subdividen de acuerdo al tipo de parámetro y circuito.de prueba usado para la
extracción (Fig. 3.2.1).
~-
lcsir:
Ocrarrollo c Iniplcmwidci0n de tin Procedimicnto <IC ExiracciOn de Parániciror para un Modelo Fisico dc I G B l
CAP~TULO3
I
METODOLOCÍA DE EXTRACCION
Fig. 3.2.1 Diagrama a bloques de la metodologia de extracción de parametros
En la metodología propuesta en la Fig. 3.2.1 es conveniente aclarar que la extracción de
I)
algunos parámetros involucra el conocimiento previo de otros. Por lo tanto, es necesario
definir una secuencia lógica de extracción que nos permita obtener automáticamente todos los
parámetros mencionados en la Tabla 3.2.1. La Fig. 3.2.2 muestra un diagrama de flujo que
define claramente la secuencia del proceso de extracción.
,I
Terir:
Oesamllo e Implyenlacinn de un Procedimiento de Exlracckin de PaRrnetros para un Modelo Fisk0 de l C ü r
33
CAP I TULO 3
METODOLOG~A
DE EXTRACCION
t
t
V i . KP, Theta, KF. NE.WE. CGS,Coxo, VTO,AGS. A, Tau. lsne
Fig. 3.2.2 Diagrama de flujo de la secuencia de extracción de parámetror
Para iniciar el proceso de extracción se necesita definir el tipo de IGBT (PT o NPT). Si
la estructura seleccionada es PT, se realizarán las mediciones en los circuitos de prueba
1,2,3,4,5,6; si la opción es NPT, se realizarán las mediciones de los circuitos 1,2,4,5,
almacenando posteriormente los datos de la medición en archivos con extensión CSV.
Después se procederá a realizar la extracción de VT que es necesaria para la extracción de
Theta, Kp, KF, Cus, Coxdy VTD.Enseguida el algoritmo preguntará de nueva cuenta que tipo de
dispositivo es, para postenormente calcular Nn con el método según sea el dispositivo.
se obtendrá A. Continuando, el algoritomo
Después se calculará Wo, AGOy con ayuda de hD
de nuevo preguntará el tipo de dispositivo y aplicará el método correspondiente para extraer
Tau y Jsne concluyendo el proceso de extracción. Los algoritmos fueron impleinentados en el
paquete matemático Matlicad V.7. En la Tabla 3.2.2 se muestran los resultados obtenidos para
6 diferentes dispositivos.
CAP~TULO3
METODOLOG~ADE EXTRACCION
Tabla 3.2.2'Parametros extraidos con las metodologias propuestas
* indica que se supone por default
3.3 Extracción de VT,,CGS,Cord,AGDy VT,
3.3.1 VT (Voltaje de umbral)
A)
Parametro
El voltaje de umbral se conoce como el voltaje compuerta-emisor (VGE) mínimo y
suficiente para permitir un flujo de comente a través del canal MOS e iniciar la evolución de
la comente de colector (IC). En este trabajo, igual que en algunas hojas datos de IGBT's (P.e:
IRGPHSOF), VT se obtiene cuando la comente IC es de 250 A.
B)
Método de extracción
La metodologia propuesta para extraer el parámetro de VT consiste en determinar
mediante un algoritmo computacional el valor de VU, para el cual la comente IC es igual a 250
PA. Esto se logra haciendo un bamdo de V G por
~ medio de una rampa de voltaje de larga
duración (4.5 ms) con la finalidad de que el retardo entre las puntas de comente (611s) no
Tesis:
Dcranollo e Implcmentiieión de un Procedimienio dc Exiraccih de Parametros para un Modelo Fisico de IGBT
35
METODOLOGiA DE EXTIUCCION
CAP¡TiII.O 3
influya en la medición y estabilizar así el voltaje aplicado entre compuerta-eniisor. También se
monitorea IC durante el transitorio de encendido del IGBT con carga resistiva, lo cual permite
limitar la corriente máxima a través del dispositivo. De esta manera se puede ajustar la escala
de medición a un valor muy pequeño y asi obtener la medición detallada de 250 pA (Fig.
3.3.1)
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Fig. 3.3.1 Medición de V,, y IC
Para obtener VT fue necesario almacenar los datos de la medición en un archivo para
posteriormente procesar la información por medio de un algoritmo computacional. El número
de puntos seleccionados para la digitalización fue de 500 debido a que un número mayor
provoca pequeños disturbios en IC, con lo cual se pierde la tendencia de la corriente real.
C)
Circuito de prueba
Debido a que el parámetro VT es indispensable en la obtención de otros parámetros, se
decidió realizar un circuito independiente para la extracción de este parámetro. El circuito
propuesto en la Fig. 3.3.2 permite obtener un VT con mayor precisión que otras alternativas
analizadas.
Rc
vgg=o ..5
D=lOus
F=S7Khz
Reloj
E
100
In, de inicio
T
r""1
Contador dc 8 bit
&
Fig. 3.3.2 Circuito de prueba 2: Circuito en ranipa.
IO V
CAPÍTULO 3
METODOLOGIA
DE E X T R A C C I ~ N
El funcionamiento del circuito de la Fig. 3.3.2 consiste en aplicar inicialmente un pulso
de reloj (57Khz) a un contador de 8 Bits que inicia un conteo monoestable a partir del cierre
del interuptor de inicio. Así mismo, durante el conteo la señal es entregada a un convertidor
D/A el cual da como resultado una rampa escalonada en donde cada escalón tiene un periodo
T = 17.57 ps y por lo tanto la duración de la rampa es igual a 256 x T = 4.5 ms. Con los
tiempos definidos el retraso de la punta de comente es despreciable y se obtiene con seguridad
la estabilización de la comente IC con respecto al voltaje V G ~Por
. otra parte, se cuenta con
una resistencia de carga RC = IOOQ con la finalidad de limitar la comente en el encendido
total del IGBT. Con esto, se asegura que la punta de comente no se sature y se obtenga la
medición detallada de 250 PA.
3.3.2 Ccs (Capacitancia compuerta-fuente)
A)
Parametro
Este parámetro es la capacitancia del óxido que corresponde al traslape compuertafuente y puede ser determinado cuando el IGBT aún no se encuentra en conducción, e$ decir
con la condición Vos> (VGS-VT)donde VDS=VCE-O.~V.
Esta condición se localiza durante el
transitorio antes del encendido del IGBT, es decir antes de que empiece la evolución de la
comente IC.
B)
Método de extraceion
El método consiste en considerar el circuito de la malla de entrada del IGBT (Fig. 3.3.3)
como un circuito RC en donde R = & y C = CGS.Esta suposición es válida si y sólo sí (VGSVT) 5 VOS,debido a que Cdgi es muy pequeña puesto que Cdgl se encuentra en serie con Coxd.
Se puede asumir que la capacitancia total compuerta-drenaje CGDes despreciable (CGD=
(Coxd.Cgdj)/( Coxd+ cgdj)) dando por resultado su mínima influencia en la carga de la compuerta.
Por lo tanto, la capacitancia que tiene efecto en la entrada es CUS.Por otra parte, para asegurar
aún más la mínima influencia de GGDse debe considerar que la comente IGDo dVGD/dt sean
aproximadamente iguales a cero (esto porque i G D = CcD.dVGddt.) La manera en la que se
puede hacer muy pequefio el valor de CGDes aumentando V,-E y manteniéndolo constante y
para minimizar el valor de Vco/dt se puede hacer que la carga en la compuerta sea muy lenta.
Esto se logra aumentando RG o proponiendo una comente IG muy pequeña.
Tesis:
Derarrollo c I m p l e ~ n t a c i o nde un
I’rocedimicnto dc
Exlncri6n de Paidmetros para u11Modelo 1:isico de IGBT
37
CAl,¡lULO 3
ME-rODOLOGlA DE EXTRACCIÓN
V g b 4 .VT
Fig. 3.3.3 Circuito RC en la malla de entrada del IGBT.
Desarrollo:
(3.3.1 )
Despejando ,C,
(3.3.2 )
donde:
IGdt
(3.3.3 )
se tiene que :
I
S,‘i
VGS (t2 - t i ) ‘QG
(3.3.4)
si IG se mantiene constante
‘GS=
IG
VGS (t2 - t i )
(3.3.5 )
La medición de C ~ s s realiza
e
durante la fasei (Fig. 3.3.4) con t i a 2V y 12 a VT sobre la
curva de la carga en la compuerta. Estos valores aseguran que la evolución de VGEesté sólo en
función de CGS,mientras VCEes constante. El valor de 2 V se tomó por las características
particulares del circuito impulsional en estado apagado y por la estabilización de IC. El voltaje
V, se seleccionó porque es el valor más alto que cumple la condición necesaria para medir
CGS( Vix>(Vcs-V-r)).
METODOLOG¡A DE EXTRACCIÓN
CAPITULO 3
__
I
/. ..
-
I
-.--
O
I .6
3.2
4.6
tiempo
I
i3
6.2
1
6.3
9.2(ns)
V r d l OVlOiv)
--____
VG (3ViDiv)
____
IC ll0mAiOi"l
Fig. 3.3.4 Carga en la compuerta para obtener CGS.
Para asegurar una mayor exactitud en la obtención del parámetro CGS,se calculó QG
dentro del algoritmo cornputacional y se aplicó (3.3.5) suponiendo una curva lineal de VGE
debido a la fuente de comente constante IC en el intervalo de t l a t2 (fase 1) de la Fig. 3.3.4
C)
Circuito de prueba
Para medir CCSse propuso un circuito que analiza con detalle la evolución de VGE,IC. IC
y VCE utilizando una fuente de comente constante en la compuerta y como carga una
resistencia
entre la fuente de alimentación y el colector del IGBT, la cual limita la comente
IC (Fig. 3.3.5)
vgg=25v
D=I Ous
Fig. 3.3.5 Circuito de prueba 4: IG = Const.
Trria.
l X ~ a n o l l o eImplemeniacirin de un Proccdimieniode Exrrjccisn de Paidmetros p a n un Modelo Firico de IGBT
39
Inicialmente el transistor bipolar del. impulsor se encuentra saturado, por lo tanto, la
corriente de la Fuente constante fluye a través de éste. En contra parte, cuando se le aplica ai
impulsor un pulso monoestable, el transistor bipolar deja de conducir y entonces la corriente
de la fuente constante es forzada a circular a través de la compuerta del IGBT. De esta manera
la evolución de la tensión se comporta linealmente.
3.3.3 Coxd
(capacitancia del óxido)
A)
Pasametro
Este parámetro es la capacitancia de óxido que separa a la compuerta de la zona de
deflexión y la cual corresponde al traslape compuerta-drenaje (Fig. 3.3.6)
Emisor
I
3 Anode
Colector
Compuerta
I
Fig. 3.3.6 Estructura interna del IGBT de tecnologia NPT
En la Fig. 3.3.6 se puede observar la distribución de los elementos internos que modelan
el comportamiento del IGBT, de los cuales destacan las capacitancias en la región de
deflexión (Cds; y Cgd,). Dichas capacitancias están en función directa ai voltaje aplicado (VCE)
lo que es consecuencia de la modulación en la zona de deflexión.
BI
Método de exrsaccioii
El método consiste en realizar la medición de la capacitancia total (Cord + CGS)durante la
fase 3 (Fig. 3.3.8) y utilizando CCS,obtenida anteriormente, calcular C o l d . Durante esta fase la
capacitancia de deflexion compuerta-drenaje C,dj toma valores muy grandes, debido a que Vc,:
es bajo (conducción) de esta forma en la capacitancia compuerta-drenaje
valor de Coxd Ya que C G O ?5
(coxd. cgd))/ (Coxd + c g d i
7 -Coxd
1)
CG[)
predomina el
cgd,’>co,d.
I
VDS= Von
G
Malla de entrada
Malla de entrada
Fig. 3.3.7 Circuito RC en la malla de enbada del IGBT
Del circuito equivalente se obtiene:
(3.3.6)
despejando Coxd se tiene:
1
VGs (t4 - t3)
‘Oxd=A
,A Q,.
lf3
(3.3.7)
t4
- cGs
considerando IG constante se obtiene::
C
=
OXd
1,
VGS (t4 - t3)
-
CG.
(3.3.8)
La medición de Coxdse realiza durante la fase entre el instante t3 y el instante t4 situado
dentro de la carga lineal de la fase 3 (Fig. 3.3.8). Estos valores aseguran que la evolución de
VGEesté en función única de Cond y CGS.Para obtener t3 automáticamente, se evalúa un error
estimado entre VGS y una interpolación lineal que comienza de 12 V a 9V los cuales son
Terir:
Deranollo e Implemcniacdn de un I’rocedimienm dc Exirilcci6n de Parimelros para un Modelo Fisico de IGBT
41
CAPITULO
3
METODOLOCIA DE i~XTRACClON
valores que aseguran estar en la fase 3. Para la obtención de t4 sólo se propone u n valor que
asegure estar en la fase3.
O
I .6
______
____
3.2
4.8
tiempo
G.2
8.3
9.2(ns)
VcE( IOV/Div)
V, (3ViDiv)
I, (IOmA/Div)
Fig. 3.3.8 Carga en la compuerta para obtener Coxd
El resultado que se obtiene durante la fase3 es una capacitancia equivalente que es la
suma de c o x d + CGS Esto se debe a que el voltaje aplicado entre drenaje-fuente es muy
pequeño y por io tanto la capacitancia de deflexión c g d j se vuelve muy elevada. En
consecuencia, la capacitancia que prevalece en serie con CGSes Cox+Una vez que se conoce
CGS,se puede sustituir en (3.3.8) y obtener Coxd.
C)
Circuito propuesto
El circuito propuesto para medir C o x d por medio de la carga de la compuerta es el
mismo que el circuito utilizado para medir CGS(Fig. 3.3.5)
3.3.4 V T (Umbral
~
de deflexión del traslape compuerta-drenaje)
A)
Parametro
Este voltaje es la tensión minima y necesaria para modular la zona de defiexión que se
encuentra en la trayectoria de C U D ( C U D = C o r d // c g d j -Anexo1 ( I 7b)-). c g d j es una capacitancia
de deflexión que está en función inversa del voltaje aplicado VDG(Anexo 1 (17)). De aquí
resulta, que cuando VDS< VGS-VI-D+ C G ~=>Coxdy cuando VDS2 VGS-~.I.I)
+ Cco = Cold
METODOLOGIA DE EXTRACCION
CAPiTULO 3
Cgd,. Por lo tanto, la transición de estas dos condiciones ocurre exactamente cuando VGS= V.rD
y que se presenta en la intercepción de los cambios de pendientes dV,-,/dt (Fig. 3.3.9)
B)
Método.de extracción
El método consiste en generar una interpolación lineal a partir de los puntos VcE(P1) =
2V y vCE(P2) = 6V en donde se asegura que VDS < VGS-VTD.Después se realiza la
intersección entre la curva generada y VCEestimando un error entre ellos de 0.5V (Fig. 3.3.9).
__
..
....
nterrcrccidn
3.2
I .6
O
----.V,
v,,
4.8
...
tiempo
.
6.2
7.8
9.2(nr)
(9VlDiV)
(3.3V/Div)
Fig. 3.3.9 Carga en la compuerta para obtener V,,
Para considerar que la intersección, es el punto en el cual ocurre la transición de
capacitancias, se debe considerar"que VDS= VcE - 0.6 y con el valor de VDs obtenido se
pueden igualar las condiciones y establecer que VTD= V G -~ VDS. Cabe aclarar que este
procedimiento de extracción es un método aproximado, considerando la poca sensibilidad que
tiene este parámetro dentro del modelo.
C)
Circuito propuesto
El circuito propuesto para medir V T por
~ medio de la carga de la compuerta es el mismo
circuito utilizado para medir CGS(Fig. 3.3.5)
3.4 Extracción de Theta, Kp, y KF
A)
Porameiros
Como se observa en el modelo del IGBT (ANEXO 1 Y 2) los parámetros Theta, K I y~ KI:
determinan el comportamiento de la corriente en el canal del MOSFET interno (Imos) en
función del voltaje de entrada (Vu& donde Kr se define como el factor de la
transconductancia; Theta como el factor del campo transversal en el canal y KF como el factor
del la región del triodo. Existen tres fases o regiones de operación para I,,,
la fase, cuando el canal se encuentra abierto
C
' isC
T'
'DS'
'GS
(3.4.1)
2" fase, cuando el canal esta formado (Región lineal).
3" fase, cuando el canal esta saturado (Región de saturación)
KP'(VGS-
Irnos ('")=2.[
'T)*
1 + Theta (VGs - VT)]
- T'
(3.4.3)
La Fig. 3.4.1 muestra la ubicación ideal de la región de saturación y lineal para varios V ~ E
Fig. 3.4.1 Corriente Imo5(Vos)para varios V,,
La 1" fase es cuando Vu, < VT (3.4.1). En esta condición no puede existir corriente
I n i o r ( V ~debido
~ ) a que VGSno alcanza el voltaje mínimo necesario para que el canal MOS este
formado y pueda conducir. La 2" fase es cuando VOSS V ~ S - V (3.4.2).
T
En esta condición VDS
no puede proporcionar la corriente máxima del MOSFET interno según sea la demanda de
VGS. De esta manera, la corriente evoluciona lentamente. La 3" fase es cuando VDSc VGS-V.~
(3.4.3). Bajo esta condición VDS es lo suficiéntemente grande para proporcionar la corriente
demandada por VGS,de manera que el incremento de ImoS(V~s)
es grande, por ser una función
..
cuadrática en la zona máxima de saturación.
B) Método de extracción
Debido a que no se puede medir directamente la comente en el canal MOS del IGBT, es
conveniente encontrar la relación de la comente total del IGBT (I C) en función de I,,
sabiendo que IC = I,, + ibip, es decir, la comente total es igual a la suma de la comente de
electrones en el canal MOS (Im,) más la corriente de huecos en el bipolar interno (ibtp) . Bajo
esta consideración se puede encontrar la relación bl = I,,, / iblp realizando una simulación en
un análisis en CD para el circuito de la Fig. 3.4.2
Fig. 3.4.2 Circuito simulado en Pspice para encontar la relación bl
El análisis en CD se realizó aplicando un voltaje de entrada VG = O...2OV con intervalos
de O.lV, voltaje de alimentación V1 = 20V usando el modelo del IGBT estándar y el modelo
del MOSFET. Para conocer la relación b l es conveniente considerar en el circuito de la Fig.
3.4.2 que I,, e IC se representan por la comente de un MOSFET y un IGBT respectivamente
en donde los parámetros del MOSFET se hacen idénticos a los parámetros comunes estáticos
que contiene el modelo del IGBT (VT, Theta, Kp). Cabe hacer notar que en Pspice existen
vanos modelos de MOSFET y que el más recomendable para esta simulación es el nivel 2
debido a la semejanza que se tiene con el MOSFET interno del modelo del IGBT. En la Fig.
3.4.3 se muestra la comparación simulada de la comente del MOSFET y del IGBT mientras
que en la Fig. 3.4.5 se muestran la simulación de la relación bl de estas dos comentes.
>-,
,.,..~ . ........
.
~~~
,,
,,,': .
..
I
I
..
Fig. 3.4.3 Simulación de las corrientes.
...... ..
~~
~
.... . .. .. . . . ~~, . .......
~
:
.
.
Fig. 3.4.4 Simulación la relación b l =
. .....
CAPiTIJLO 3
METOI)OLOG¡A DE EXTRACCION
Para asegurar aun más esta relación se realizaron varias simulaciones para IGBTs de
diferentes fabricantes utilizando el modelo estándar de Pspice con el cual se obtuvo una
relación aproximada b I = I,,, /Iblp = 2
bl=2
(3.4.4)
despejando Irnos
PGS)
(3.4.5)
sustituyendo bl=2 en (3.4.5) resulta:
(3.4.6)
donde
p=
~
(I
P
X
--
C) Circuito propuesto
Medición de la función de transferencia
El método consiste básicamente en medir IC en función de VGS,cuando este último se
incrementa en forma de rampa pulsante con la condición de que VCE se mantenga constante a
un valor mayor que V C -~VT. Para este caso se propuso VCE = 15V. En la Fig. 3.4.5 se
muestra el circuito para la medición de la función de transferencia iC(vGS).
Sin embargo, cabe mencionar que este valor de bl es válido para la estructura PT,
mientras que en el caso de la estructura NPT bl corresponde a la relación de movilidad de
electrones y huecos, es decir b l = p d p p = 3.
46
'Icsis:
Oesarrollo e I m ~ l e m n l a c i ó ndc un I'roccdiniicnio de ErlracciOii de Patiiiieirar pari un Modelo Fisicii de I G U l
METODOLOGiA DE EXTRACCIÓN
14
CAPiTULO 3
Int. de inicio
Vgg=O...5
/
D=lOus
F=6Khz
O
n
Reloj
Contador de 8 bit
I
Convertidor DIA
vl
A
t
Buffer de comente
y tension
I
I
impulsor
como troceador
47mF
Fig. 3.4.5 Circuito de pNeba 1: Corto circuito pulsante.
Para generar la rampa escalonada en la compuerta del IGBT es necesario alimentar por
medio de un reloj a un contador monoestable, el cual inicia su operación cuando se activa el
intenuptor de inicio, posteriormente la cuenta digital es transferida a un convertidor D/A
dando como resultado una rampa monoestable. Después ésta señal es amplificada en comente
y tensión para postenormente trocearla por medio de un impulsor que tiene el mismo reloj
como troceador, el cual proporciona una rampa escalonada en donde los pulsos son totalmente
rectzngulares. Esta forma de pulso es muy conveniente debido a que se asegura la
estabilización de la tensión en la compuerta.
Con la obtención de Irnos(V~s)
se pueden calcular los parámetros de Theta y Kp utilizando la
ecuación (3.4.7), con la condición VDS2 (VGS- VT) que asegura la operación en la zona de
estrechamiento o saturación.
(3.4.7)
En la ecuación (3.4.7) podemos identificar tres incógnitas (KP , VT y Theta) de las cuales
VT es conocida porque este pprámetro se obtuvo anteriormente. Ahora (3.4.7) se convierte en
una ecuación con 2 incógnitas (Kp y Theta) y llevándola a la forma general de una
combinación lineal de funciones (3.4.8) se obtiene (3.4.9)
Tesis.
Denarrollo E Implemeniaci0n dc un Procedimiento de Exiracción dc Pannieiror para un Modclo Físico <le IGBT
47
(3.4.7)
(3.4.8)
para:
(3.4.9)
donde:
a l , a2, ... Coeficientes indeterminados
fl , f2,... funciones predefinidas
N
Número total de funciones
n
Número de coeficientes indeterminados
L
Número de puntos dados
de (3.4.7) se puede deducir en forma general que:
( 3.4.10 )
Así mismo (3.4.1 I ) se puede resolver mediante la eliminación de Gauss y con ello se
obtienen los valores de a l , a2 y a3. Posteriormente, sustituyendo a l , a2 y a3 en (3.4.10) se
obtiene Kp.Cabe aclarar que para hacer que las funciones fi(vGS), f2(V& y f3(VGS) sean
predefinidas fue necesario proponer en el algoritmo un valor de Theta inicial y después
disminuirlo iterativaniente hasta encontrar un valor de Theta óptimo en el cual el error (3.4.12)
entre la curva medida I m o r ( V ~y~la) curva ajustada f,(VCs) es mínimo según la técnica de los
mínimos cuadrados.
48
.Tcsir:
Dcsdrroiii>c Iniplenieniacidn de un I'ruecditiiienlo de Ixiraccidn dc Par'3niclior para un Modcio IVisico dc IGBT
CAPirULO 3
1
METODOLOGiA DE EXTRACCION
(3.4.12)
El parámetro KF definido como un factor constante, llamado factor de la región de tnodo,
se puede calcular despejándolo de (3.4.13) y sustituyendo los valores anteriormente obtenidos
de Theta y K p así como el valor de Imos(Vus)obtenida mediante la medición de la función de
transferencia por medio del circuito de la Fig. 3.3.5. La condición de esta medición es
simplemente proponer VCE= 8V, con la finalidad de hacer que el circuito opere fuera de la
zona de estrechamiento ((Vos -VT)>VDS)
De (3.4.13) se puede observar que se trata de una ecuación con una incógnita (KF)
debido a que los parámetros restantes son conocidos hasta este momento, por lo tanto se puede
obtener fácilmente KF mediante el ajuste de la I m o s ( V ~ ~ ) .
3.5 Extracción de N g , Wg
3.5.1
A)
Ne (Dopado en la zona n- para el IGBT-PT y NPT)
Pardmetro
NB es la concentración del dopado en la zona n- que se encuentra en la estructura
interna del IGBT y determina junto con el ancho WB la capacidad de bloqueo del dispositivo
B1) Método de extracción (1GBT-PT)
Considerando que el voltaje de ruptura teórico (Ve,) de un dispositivo semiconductor de
potencia está en función del dopado de la zona n- y considerando que Vgr no es proporcionado
por el fabricante, se puede determinar Vsr por medio de un circuito de prueba no destructivo.
Generalmente el Vcemaxmedido es superior al voltaje que especifica el fabricante de IGBT’s
en sus hojas de datos por lo que se puede considerar al voltaje medido como el voltaje de
ruptura (VgJ. Con la obtención dé Vgr se puede determinar el dopado en la base del IGBT.
Tesis:
Desarrolla e Implemniación de u~‘Pmcdimientode Extracción de Padmetros para un Modelo Físico de LGBT
49
CAP~TULO3
METODOLOG~ADE EXTRACCI~N
Asumiendo que para el voltaje V B se
~ alcanzó el campo eléctrico crítico en la unión pn se
puede hacer uso de la ecuación empírica (3.5.1) propuesta en [15]. La Fig. 3.5.1 muestra el
comportamiento de V B en
~ función del dopado Ne. Cabe señalar que V C Eque
~ proporciona
~ ~
el fabricante no es el voltaje de ruptura V B ~sino
,
el valor que garantiza el área de operación
segura.
N,=
VB,
(3.5.1)
CI) Circuito propuesto (IGBT-PT)
Para obtener Vsr y sustituir este valor en (3.5.1), es necesario realizar una medición
directa al IGBT mediante un circuito de prueba no destructivo; lo anterior se logra por medio
del circuito de la Fig. 3.5.2, donde V2 proporciona una rampa de tensión de O a 500 VCD y
V1 proporciona un nivel de 500 VCD. AI estar conectadas las fuentes en sene se suman y
proporcionan la tensión de prueba, inicialmente el IGBT se encuentra forzado al apagado por
estar cortocircuitadas las terminales compuerta-emisor, los interruptores auxiliares Auxl y
A m 2 se utilizan para proteger al dispositivo bajo prueba (DUT) en el momento de conducción
del IGBT, estos dispositivos conmutan a una frecuencia de reloj de 4.5 KHz con un Ton =
lops, la finalidad de colocar dos dispositivos auxiliares es para eliminar la posibilidad de
destrucción por sobre-tensión.
50
_
.
Tesis:
Desanollo c Implemntación de un Procedimientode Exnaeción de Parimcüor para un Modelo Físico de IGBT
METODOLOGIA DE EXTRACCIÓN
CAPh'ULO 3
Rc
O-50W
t
c
v3
-
*u*
LL
vcc =
- 1
Es importante señalar que el dispositivo DUT no sufre destrucción, debido a que entre
las fuentes y los interruptores auxiliares se encuentra una resistencia de 3.9 KQ, la cual limita
la comente y absorbe en su mayoría la tensión aplicada de las fuentes en el momento de
conducción del dispositivo bajo prueba.
B2) Método de extraccibn (IGBT-NPT)
que especifica el
El método para el IGBT-NPT consiste en obtener V Ba~partir de
fabricante de IGBT's en sus hojas de datos y multiplicar el valor por una constante K obtenida
experimentalmente (K = 1.92) ecuación (3.5.2). Sin embargo, se puede hacer uso del mismo
circuito propuesto para el IGBT-PT y obtener el VCE,,,~~
debido a que tanto la medición como
el dato del fabricante son muy semejantes.
K= 1.92
Otro método para determinar Vur seria someter al dispositivo a una prueba destructiva.
En esta solución existe el compromiso de sacrificar un dispositivo (IGBT) para la obtención de
un parámetro más exacto. Considerando que actualmente los IGBT, tanto discretos como
modulares, tienen costos elevados, se decidió tomar la primera opción; en este punto, durante
el desarrollo de la metodología, se propuso implementar un circuito de prueba no destructivo
CAP~TULO3
METODOLOGIA DE EXTRACCIÓN
con la finalidad de obtener un VB, más exacto, pero los resultados no fueron satisfactorios
debido a que el voltaje VCEmaxse amarra a un valor límite. Esto se debe a que la expansión de
la zona n- se ve limitada por la zona buffer. El propósito de utilizar el IGBT-NPT BUP307
para esta metodología es por el conocimiento previo NBdirecto del fabricante. De esta manera
se obtuvo la relación Ver = (K)(vc~,,,) donde K = 1.92. Sin embargo esta metodología no
aplica para IGBT’s de estructura PT.
3.5.2
A)
We (Ancho de la base metalúrgica)
Parámetro
WB es físicamente el grosor que tiene la zona n- en la estructura interna del IGBT
B)
Método de extracción
Asumiendo que el ancho de carga de espacio ZCE esta en función de VB provocada por
la expansión del campo eléctrico en la base, se puede estimar el ancho de la base metalúrgica
con la ecuación (3.5.3) propuesta en [l]. Sin embargo, para el diseño del IGBT WS se hace
más ancho que la zona de carga de espacio en la ruptura:
(3.5.3)
3.5 Extracción de AGD,A
3.6.1 AGD(Área de traslape compuerta-drenaje)
A)
Parámetro
Este parámetro &D e l físicamente el área que se encuentra bajo la zona de compuerta
/
del drenaje y que contempja la zona n- y la región de deflexión (Fig. 3.3.6). Por medio de las
ecuaciones de la capacitancia de unión y carga compuerta-drenaje del Anexo1 (20) y (21) se
puede obtener la siguiente expresión en donde C,d, esta en función del voltaje aplicado (V,
‘VTD).
52
Tesis.
D~SPTOIIO
c lrnplcmenlacion de un Proeediniienio d e Extracci61i de l’arirnctros para un Mod& I:isiio de IGBI‘
CAPíTULO 3
METODOLOGIA DE EXTRACCIÓN
I1
(3.6.1)
donde:
B)
VDG=VDs- VGs
(3.6.2)
Método de extracción
En (3.6.1) se observa,que Cgdj esta en función inversa del voltaje aplicado (VDG+ VTD)
en donde VTDes el voltaje mínimo de deflexión drenaje-fuente y VDG= VDS-VGS.También se
observa que la variación devoltaje provoca una variación de capacitancia de manera no lineal.
De esta manera se puede realizar una medición de la capacitancia con respecto a un punto de
voltaje dado iterativamente hasta obtener Cgdj(Vm) y obtener &D mediante el ajuste de la
Lo anterior requiere de la
curva. Otro método sería realizar una medición directa de Cgdj(V~~).
utilización de un LCR para medir una capacitancia a una frecuencia constante y con un barrido
de voltaje. En la siguiente gráfica se muestran las curvas de VCE,VG y VDGdel IGBT BUP307
obtenidas con el circuito de la Fig. 3.3.5, donde VDG= VCE- VG. El principal interés de
mostrar el comportamiento de estos voltajes es determinar en que punto del voltaje VDGse
debe realizar la medición de la capacitancia C,dj.
VG (iOV/Div)
......<............
V&lOV/Div)
V~(lOV/Di")
Fig. 3.6.1 Carga en la compuerta para obtener AGD(IGBT-BUP307).
Tesis:
Desarrollo e Implcmentaci6n'deun Procedimiento de Extracci6n de Parimehas para un Modelo Fisico de IGBT
53
METODOLOG~ADE EXTRACCIÓN
CAP~TULO3
En la Fig. 3.6.1 se puede observar que la caída de VCDocurre en el momento en el cual
VGEalcanza su voltaje de umbral y en ese instante se puede empezar a tomar la medición de
CgdJ. Por otro lado, el punto final en el cual se puede realizar la medición de CgdJ es cuando
VCDalcanza el cruce por cero más el voltaje VTD.Para obtener una mejor medición se estimó
un valor intermedio entre los dos puntos extremos de medición resultando VDG= 25 V. Según
el modelo (Anexol), la capacitancia c g d ] predomina en la parte plana sobre la curva de QGvs
VGScomo consecuencia de la variación del voltaje (dVm/dt) (Fig. 3.6.2) y para su extracción
se necesita hacer una medición detallada desde VGS= Vcs(t2) hasta VGS= V ~ s ( t 3 )(Fig. 3.6.4).
Con esta configuración y a través del osciloscopio se puede tener una mejor precisión de la
medición. Para la medición se utilizó el mismo circuito empleado para extraer CGS(Fig. 3.3.5)
D
Fig. 3.6.3 Malla equivalente de entrada.
Fig. 3.6.2 Medición en el plato.
El comportamiento de VGSen la zona plana (plato) se debe a que en ese momento IC =
IGDy entonces dVGs/dt = O e IcS= O. Por lo tanto se tiene un circuito equivalente (Fig. 3.6.3)
donde:
c gdJ. =c
oxd
.‘Gil
oxd -
(3.6.3 )
,c.
Para realizar la medición de CGD,se tomó la medición del dVcE /dt y de IC en el inicio de
la zona plana entre t l y t2 (Fig. 3.6.4). La finalidad de la medición en un intervalo de tiempo
muy pequeño es garantizar que VDGsea casi constante. Para asegurar aún más que el circuito
de la Fig. 3.6.3 sea válido se tiene que realizar la medición cuando dVcs/dt EO. El problema
que se tiene es que la medición no se puede realizar muy cercana a la zona plana de VCS
debido a que en ese rango VDOadquiere valores negativos. Sin embargo, para garantizar aún
más la exactitud de CgdjwIJG) se puede utilizar una fuente de corriente ICconstante puesto que
dVos/dt es ocasionado por la variación de ICy VCE.
54
Tesis:
Deramllo e Implcrnenlaci6n de un Pracedirnienlo de Extracción de Parámmos para un Modelo Fisico de IGBT
~
.~
~
.
~.
.
~
.
.
.
.
cu.
,
I
CAPfTULO 3
______
____
VcE( iOV/Div)
V, (3ViDiv)
,
1 '
;:,
11,
.
,., ., .,i'
'
METODOLOGIA DE EXTRACCION
tiempo
IG (IOmAíDiv)
Fig. 3.6.4 Detalle de dVce idt y de IGde la medición de la carga en la compuerta.
De la medición realizada se desprende (3.6.4)
'G
CGDI----
dvCE
donde:
(3.6.4 )
dt
(3.6.5 )
(3.6.6 )
Sustituyendo Caxd y CGDen (3.6.3) se obtiene el valor de CgdJ a un VDGdeterminado.
Este método se generaliza para obtener diferentes valores de CgdJ en función de diferentes VDS
y posteriormente se ajusta por mínimos cuadrados a la curva CgdJ(VDG) con la ecuación (3.6.1)
para obtener un valor de hD
que ajuste lo mejor posible la curva calculada con la curva
obtenida experimentalmente.
Un método alternativo para poder medir AGDes hacer uso de un puente de impedancias
(LCR), el cual permite realizar la medición directa de CgdJ en función del VDG(Fig.3.6.5)
Tesis:
-
Desarrollo e lmplementación de un Procedimientode Exbacción de ParSmetros para un Modelo Fisico de IGBT
55
hlETOBOI OGiA DE EXTRACCIÓS
CAI'¡ I'IJLO 3
..
o 01
---
.-.........
10
20
------
30
40
Cgd,íLCR)
CSd,(ajustada)
SO
VD-3
.
60
I
70
~
80
90(V)
Fig. 3.6.5 Curva de CIdi(VoG) ajustada con el valor calculado de AcD ( IGBT BUP307)
Utilizando la curva cgdj(v0C) de la Fig. 3.6.5 y la técnica de aproximación por mínimos
cuadrados se puede obtener &D por medio del ajuste de (3.6.1). De esta manera se asegura
que el valor de AGDconverja en la mayoría de los punto obtenidos con el LCR y con el
método propuesto (C,d,(LCR) y C,dj(ajustada) respectivamente). El propósito de esta
comparación es validar el método propuesto ya que la utilización de un LCR requiere de
mayor infraestructura.
C)
Circuito propuesto
El circuito propuesto para la medición de las curvas IC,VDGy VGSes el mismo circuito
propuesto para medir la carga en la compuerta (Fig. 3.3.5)
3.6.2 A (Área activa del chip)
A)
Parámetros
Este parámetro es la suma de las áreas de traslape compuerta-drenaje y drenaje-fuente y
corresponde al área activa (A) del chip (3.6.7)
A= ADS t Acs
(3.6.7)
donde:
Cdsj
-_
Tesis:
(3.6.8)
Desamllo e lmplementacidn dc un Procedimiento de Extracción de Parámetros para un Modelo Físico de IGBT
.I
CAPITULO 3
B)
Método propuesto
I ,
-
METODOLOG~ADE EXTRACCION
’.
Al Igual que en el método anterior, se necesita hacer una medición directa de C d r , en
función del voltaje aplicado (VDS+ 0.6V) (Fig. 3.6.6). Esto se puede realizar utilizando un
circuito independiente con VGE= OV. La consideración que se necesita para realizar esta
medición es tomar el mismo valor de VGDque se tomó anteriormente para medir c g d j con la
finalidad de usar los parámetros simultáneamente para que el análisis aplicado al desarrollar
las ecuaciones (3.6.7) y (3.6.8) sea válido, Así:
(3.6.9)
- VCE(1OvldiV)
___
IC QOmAldiV)
Fig. 3.6.6 Formas de onda de IC y VcE.
C)
Circuito propuesto
Para comprobar el método propuesto a partir de una medición eléctrica, se utilizó el
circuito de prueba de la Fig 3.6.7
Rc=560
V
nT
7
J
Rc=560
+
-*v c + ? q
d
-
S
Circuito equivalente
Fig. 3.6.7 Circuito de prueba 5 : Carga de Cos.
Tesis:
Desarrollo e Implemnlación de un I’rocedimicnto de Exlncción de I’arárnclror para un Modclii Fisico de IGBT
57
C AP IT U L O 3
METODOLOGIA DE EXTRACCIÓN
El funcionamiento del circuito de la Fig. 3.6.7 consiste en someter al IGBT a un pulso dc
tensión de VCC= 50 V con Ton = lops aplicado entre colector emisor y cortocircuitar la
compuerta con el emisor, de esta manera se asegura que el IGBT no conduzca y que la carga
entre colector-emisor sólo esté en función de COS.
Del circuito equivalente de la Fig. 3.6.7 resulta que:
c
.=-
IC
(3.6.10)
dsJ dV,,
donde:
dt
(3.6.1 1)
Generalizando la ecuación (3.6.10) y aplicando la diferenciación para vanos valores de
VCE se obtiene la curva Cds,(VoS). Posteriormente se ajusta la ecuación (3.6.8) por mínimos
cuadrados hasta obtener un ADS que conveja en la mayoria de los puntos calculados con la
curva de C&,(Vd$)obtenida experimentalmente.
Un método alternativo para poder medir A, es hacer uso de un puente de impedancias
(LCR) el cual facilita la medición directa de Cdr, en función del VDS. Con esto se obtiene la
curva Cd,,(LCR) (Fig. 3.6.8).
4.. .......
I i ! ! l , :
-
1
__
"
.........
"1
.
.......
I
2
~
I
I
..
j . . . ~ ......
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I
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.¡..........
I
1
I
~
:
i
!~...~
.... ...I
!
I
...
,.:
I
1I
!
El cálculo de ADSse obtiene ajustando la cÚrva medida Cdsj(LCR) a la ecuación (3.6.8)
aplicando la técnica de los mínimos cuadrados, de esta manera se obtiene una ADS que
converja en la mayona de los puntos obtenidos con el LCR. El propósito de esta comparación,
al igual que en el caso anterior de extracción, es validar el método propuesto.
58
Tesis.
Desirrallo e Iniplcmenlación <ICun I'ioceditiiicniu dc ExtrxciOii <ICI'atiniciros para un Modelo Firico de IGBT
CAPiTULO 3
METODOLOGiA DE EXTRACCIÓN
I1
3.6 Extracción Tau e Isne
3.7.1 Tau y Isne para el IGBT-PT
A)
Parámeiros
Tau es el parámetro que define el tiempo de vida de los portadores de carga e Isne la
comente de saturación de electrones en el emisor, ambos parámetros influyen durante la fase
"cola de apagado del IGBT" en donde se presenta el fenómeno de redistribución ambipolar.
Por consiguiente, la medición de éstos dos parámetros se realiza durante en el apagado del
IGBT.
B)
Mitodo de extracción
Para comandar el apagado de un IGBT se necesita aplicar una tensión de compuerta
inferior al voltaje de umbral (VT). Posteriormente, la comente de colector comienza a decrecer
rápidamente en una primera fase (corriente de electrones I,,,) y con una pendiente más lenta
en una segunda fase (comente de huecos), debido al restante exceso de portadores
minoritarios en la base del tran'sistor bipolar (Fig. 3.7.1).
ik
Ik(0.) .......
VCB
P"en
F.<F
Ir@+).
I.
,.*e
de Rd,lt"b,d6"
.........................
.........................
t
Fig. 3.7.1 Gráficas de corriente y voltaje al apagado del IGBT.
La explicación de las diferentes fases es debido a que la fuente de portadores
mayoritarios (comente de electrones en la base) se encuentra ausente durante la segunda fase
y los portadores minoritarios de exceso almacenados en la base decrecen por recombinación y
por inyección hacia el emisor. Los portadores minoritarios en la base continúan siendo
inyectados por el emisor y son desalojados en la unión base-colector y recombinación en la
base. Esta recolección de portadores minoritarios (huecos) es igual a la corriente total del
Tesis-
Ueranollo c Irnplcnrniacisn de un Pracedimienia de I:rlraeci6n de Parjmeiros p a n un Modclo Fisico de IGIIT
59
CAPíTULO 3
METODOLOGIA DE EXTRACCIÓN
IGBT durante la segunda fase, en la cual el voltaje
de
ánodo se mantiene constante, este efecto
.. .
,.
se puede representar por las ecuaciones (3.7. I ) y (3.7.2) propuestas en [18].
IC( t)'
IT
r
(o. .)
+
t
1
(3.7.1)
donde:
2
Ik=
2
q .A .D .n:
P
IsneTau
(3.7.2)
Realizando la medición de Ic(t) para determinar el punto de intersección de la
extrapolación durante la zona de redistribución (IT(O+)) y midiendo la comente de rodilla (IK),
se puede ajustar la curva medida a una curva calculada utilizando la ecuación (3.7.1). Para
determinar Tau se utilizó un algoritmo iterativo (Fig. 3.7.2) que decrementa el valor de Tau
hasta encontrar un error mínimo entre la curva ajustada y la curva medida. Isne se obtiene
sustituyendo los parámetros encontrados de IK y Tau dentro del mismo algoritmo haciendo uso
de la ecuación (3.7.2).
Fig. 3.7.2 Diagrama de flujo para extraer Tau y Isne.
60
lCsis.
Vesairollo e Irnplcmcntaci6n de un Procedimiento de Extrncri6ii d i Parjnieiros p a n un Modelo Firico de IGBT
CAPITULO 3
!
METODOLOGIA
DE EXTRACCION
Los valores iniciales que necesita el algoritrho son Ic(t), un valor de Tau inicial, un error
nuevo@) igual a cero (E=O) y un valor de error mínimo (Emin) inicial, para que el algoritmo
converja. Siempre se propusieron valores iniciales óptimos como un Tau bastante grande y un
Emin negativo para que la primera condición sea positiva, posteriormente se asignan Emin=E,
se decrementa Tau y se calcula un error nuevo entre la curva calculada de Ic(t,Tau) e lC(t).
Esto se repite iterativamente hasta encontrar un Tau que proporcione un error mayor al error
anterior (Emin), y después se calcula Isne con el valor de Tau obtenido.
C)
Circuiio propuesio
Una manera de minimizar el tiempo de propagación de la primera fase, es utilizando un
I/
circuito básico operando en modo corto circuito (Fig.1.6.1.3). De esta manera se asegura que
el voltaje entre colector-emisor siempre se mantenga constante aún durante el transitorio de
apagado del IGBT.
II
Fig. 3.7.3 Circuito d e prueba 6: Corto circuito (IGBT-PT)
El circuito de la Fig. 3.7.3, muestra el esquema implementado para medir la corriente de
apagado en el IGBT y llevar a cabo la extracción de Tau e h e . Las condiciones de operación
de este circuito son las siguientes: VCC = IOOV, V,, = -15 a 1OV y D = lops. El circuito
propuesto es sin duda un esquema muy simple, y por io tanto la confiabilidad de extracción es
mayor debido a la ausencia de otros parámetros externos que se pudiesen involucrar en la
II
medición.
Tesis:
Desarrollo E Implerneniacibn dr un I’roccdiliiienio dc Exiro~ciOndc IParaiiieiios parpi
Mudelii l;is#cc)de I C B I
61
CAPITULO
3
METODOLOCiA DE EXI'RACCIÓN
3.7.2 lsne para el IGBT-NPT
A)
Parumerro
Todos los parametros obtenidos en este trabajo de'tesis, aplican también para el IGBT de
estructura NPT con excepción de NR, Tau y h e . Considerando que el tiempo de vida
ambipolar para la estructura NPT es muy grande, se puede omitir este parámetro proponiendo
un valor constante por default y determinar sólo h e .
B)
Méiodo de exiracción
E1 método consiste en medir la carga desalojada en la base n- (AQH ) durante el apagado
del IGBT de tl a t2 en donde tl es el tiempo inicial en donde comienza el 2do dv/dt de Vci-: ,
es decir cuando las capacitancias de deflexión son menos significativas, y t2 es el tiempo final
en el cual VC- alcanza el voltaje de la fuente sin considerar el sobretiro de tensión que es
provocado por las inductancias parásitas (Fig. 3.7.4)
ticnip0
VcE(50V/Div)
iC ( 2 . 5 ~ i ~ i v )
Fig. 3.7.4
Apagado del IGBT utilizando el circuito de la Fig. 3.7.5.
Para obtener A Q R se realizó la integración definida de la corriente IC entre t l y t2. Para
esto, se almacenaron los datos de la medición de la Fig.1.6.2.1y se calculó la iiitegral
aplicando métodos numéricos. Posteriormente se sustituyeron los valorcs obtenidos
previamente de AQo, NI,, IC y A en (3.7.3) y (3.7.4), propuestas en [24], para ohtener Istie.
(1
-
0.
2.w,
+ f.wRLZ
(3.7.3)
donde:
(3.7.4)
Para obtener un valor de Isne más preciso, es conveniente realizar por lo menos tres
mediciones de AQB(VCE)a diferentes VCE(100, 200 y 300V) y posteriormente ajustar la curva
AQB(VCE)"calculada" utilizando mínimos cuadrados. Lo anterior asegura que AQB(VCE)
converja en la mayoría de los puntos de VCE y con ello obtenemos un parámetro más
confiable.
C)
Circuito propuesto
El circuito propuesto para medir la cola de apagado de la comente es un circuito
troceador con carga inductiva, como el que se muestra en la Fig. 3.7.5.
Fig. 3.7.5 Circuito de piueba 6: Troceador (IGBT-NPT).
Tesis:
Desamollo e Iniplenienlaci0ii de un Procediniicnm de Exlmcci6n de ParArnelror pw'u un Modelo I'iiico de IGBT
63
cAPiwLo 3
MElODOLOGiA DE EXlRACCION
Las condiciones de operación del circuito troceador propuesto son las siguiente:
LK=150nH, Le=14nH, RL= 0.5 R, ICD=lOA, Vgg=O-lSV, Lg=lOnF, TR=25ns, TF=450ns,
VBB=200V, Rg=470, DI =HFA25TB60, D2=HFA25TBGO.
Las inductancias parásitas (LK y Le) se caracterizaron por medio de la medición directa
de L=VL/(dI,/dt) Sin embargo, la medición de la capacitancia parásita en paralelo con el DUT
no se pudo obtener con precisión debido a que esta capacitancia fue minimizada utilizando
diodos rápidos y soldando los dispositivos en la placa de prueba.
. - . .
. -. . .
.-
CAPiTULO 4
RESULTADOS EXPERIMENTALES
CAPITULO 4
RESULTADOS EXPERIMENTALES
4.1 Introducción
I,
En esta sección se muestran los resultados obtenidos para cada parámetro aplicando la
metodología seleccionada en el capitulo anterior. La organización de este capítulo es la
siguiente: primero se presentan las mediciones obtenidas para cada grupo de parámetros,
después se aplica el método propuesto, enseguida se calculan los parámetros, Se muestran las
curvas obtenidas y al final se presenta una tabla comparativa de los resultados usando
diferentes métodos propuestos.
I/
Tesis:
Dcrarrollo c Irnplcmeniaci0n de un Procedimicnio dc ExlrdcciUn dc Parjniciror para
~iii
Modelo
Fisico dc I C l i 1
65
CAPITULO 4
RESULTADOS EXPERIMENTALES
4.2 Parámetros VT, Cgr,C o x d YVTD
4.2.1 Resultados para V,
A partir de la medición de la Fig. 4.2.1 la cual se presenta al principio del
funcionamiento del circuito propuesto para obtener VT la comente IC en función del voltaje
VCE empleando un algoritmo muy simple, que consiste en eliminar el tiempo y conseguir una
función de transferencia (Fig. 4.2.2).
5.0
5.25 5.5
5.75 6.0 6.25 6.5
6.757.0(V)
W G E )
Fig. 4.2.1 . Medición para extraer V,.
Fig. 4.2.2 Medición de la función de transferencia
De la Fig. 4.2.2 se puede obtener gráficamente el valor de VT cuando Ic(VGE)cruza por
250 pA. Sin embargo, el algoritmo implementado calcula con mayor exactitud este dato, para
este caso VT = 6.6722 V cuando IC = 250 pA para el IGBT-PT (CT30SM-12).
La Tabla 4.2.1 muestra la comparación de los resultados obtenidos para el parámetro VT
utilizando cuatro métodos diferentes. El método 1 se basa en la utilización del programa
interno de Pspice (Parts), el cual necesita los datos que proporciona el fabricante en sus hojas
(gráficas) en comparación con el método 2 que utiliza un rango de voltaje que propone el
fabricante. El método 3 resultaría muy conveniente para la metodología, puesto que se
aprovecharía la utilización del circuito de carga de compuerta, lo cual minimiza el número de
circuitos de prueba. Sin embargo éste método no es muy exacto, debido al retraso de las
puntas de medición y la inestabilización de la comente y del voltaje. El método 4 es más
exacto que los anteriores, debido a que en éste ultimo se emplea un circuito independiente que
minimiza la influencia del retraso de las puntas de medición y la inestabilidad del voltaje y de
la comente.
CAPiTULO 4
RESULTADOS EXPERIMENTALES
Tabla 4.2. I
Comparación de diferentes meiodos para la extracción VT. (IGBT-PT CT30SM-12)
V,=V,&=lmA)
de encendido
4.2.2 Resultados para CCS,Coxdy VTD
En la Fig. 4.2.3 se muestra la medición en la carga de la compuerta que permite la
extracción de CUSy Coxddurante las fases 1 y 3 respectivamente.
______
____
tiemnn
V,(iOV/Div)
VcL (3VIDiv)
IC íIOmA/Divi
Fig. 4.2.3 Medición de la carga en la compuerta para extraer Ccs y Coxd
Para obtener CGSy Coxdfue necesario implementar un algoritmo que pudiera calcular la
carga en la compuerta Qe (integral de la comente IC) y el incremento de VCSdurante las fases
1 y 3 por medio del métodd trapezoidal con las siguientes ecuaciones:
Inicio
Reciángulo
VGS ( t 2 - tl>=(vu)
b-
cGs="G.(t2- t i )
(vu)
1
.QBI
Triángulo
Final
(4.2.2 )
(4.2.3)
l c ~ i s : Dcsarrollo e Iniplcniciimión de un I'roccdimiento de ExIracciOn de Parheiror p a n un Modelo I:i~ico dc IGBl.
61
CAPITULO 4
RECULI'ADOS EXPERIMENTALES
Inicio
'oxd=
1
VGs (14- t3) .QDZ
Reciangulo
Triángulo
Final
(4.2.6)
- CGS
donde:
a=
b=
Localidad de VG(tl)= 2V
Localidad de VG(t2)= V,
c=
d=
Localidad de VG(13)
Localidad de VG(t4)
h = tiempo entre cada localidad
(muestreo)
La Tabla 4.2.2 muestra la comparación de los resultados obtenidos aplicando seis
métodos diferentes para extraer CGSy Cord. La desventaja que presenta el método 1 es que
necesita condiciones de operación diferentes para la extracción de CCSy Coxd a diferencia de
los métodos 5 y 6 que sólo necesita un circuito para ambos parámetros donde se generan
automáticamente las condiciones de medición. La principal desventaja de los métodos 2, 3 y 4
es que necesitan las gráficas que proporciona el fabricante en sus hojas de datos, otra
desventaja es que necesitan la introducción manual de los puntos que forman las curvas,
resultando un método tardado e impreciso. El método 5 se basa en la medición de la
compuerta durante una conmutación dura con carga resistiva, de esta manera se aprovechan
las dos condiciones necesarias para medir CGSy Coxd, la desventaja es que el incremento de
VGS no es lineal y la intersección t3 no es precisa dentro del algoritmo implementado. El
método 6 presenta interesantes ventajas en comparación con los demás, esto se debe a la
implementación de una fuente de comente en la compuerta, la cual carga linealmente las
capacitancias y hace más visible para el algoritmo la detección de t3.
Tabla 4.2.2
Comparación de diferentes métodos para la extracción de CGSy Caxd(IGBT-PT CT30SM-12)
CAPll ULW 4
!I
~~~
4.2.3 Resultados para VT”
El parámeiro V-rDse obtiene por medio de la evaluación de un error estimado entre VCE
y la inierpolación lineal V&” formada con VcE(P2)=2V y VCE(PI)=GV.La Fig. 4.2.4 muestra
la interpolación lineal VCE” y el punto de intersección V,(P).
- Vcr
(9V/Div)
......_........... VcE”(9V/Div)
.V,
(3V/Div)
Fig. 4.2.4 Medición de la carga en la compuerta para extraer VTD.
donde:
(4.2.7)
VTD= V,(P)
- (Vc,(P) - 0.6V)
(4.2.8)
Una vez obtenido..,el punto de intersección (P) se puede determinar VTD utilizando
(4.2.8). La Tabla 4.2.3 muestra los resultados obtenidos de VTDaplicando cuatro métodos
diferentes. El análisis de selección es similar al parámetro anterior, por ejemplo el método 2 y
’!
3 necesitan las gráficas que proporciona el fabricante en sus hojas de datos y el método 1
‘I1
carece de visibilidad para el algoritmo durante la intersección del punto “P”. El método 4 es el
I1
más adecuado para extraer este parámetro debido a la mayor visibilidad para el algoritmo y al
aprovechamiento de un circuito ya implementado para la extracción de otros parámetros como
CGS
y Caxd.
Tabla 4.2.3 Comparación de diferentes métodos para obtener la extracción de V,, (IGBT-PT CT30SM-12).
Medición de la carga
4.3 Parametros Theta, Kp y KF
.. . ..
. . . . .
.. .
La Fig. 4.3.1 muestra la medición de Ic(t) y VGE(t) utilizando el circuito propuesto para
esta metodología. En esta medición se puede observar que la señal de VGE(t) tiene una forma
de rampa troceada a partir de OV. Por otra parte, Ic(t) empieza a evolucionar a partir de que
VG,(t) sobrepasa el voltaje de umbral (VT). Como se puede observar, la corriente Ic(t) tiene un
comportamiento no lineal, el cual esta dada por las ecuaciones (4.3.2) y (4.3.3). Esto se debe a
que VCE= 15V y VGE(t) adquiere valores desde OV hasta 19V. Cabe aclarar que para la
medición de Ic(t) se utilizó un transformador de comente (TC) con una relación de 60:1, es
decir OSA corresponden a 30A.
.-
2
o
o
I20
!
80
-.
40
--
O
!
5.0
,--
__
I
!
7.33
-
9.67
12.0
L
14.33
1
16.67 19(V)
lc(V~,) medida
Fig. 4.3.2 Medición de la función de transferencia
Fig. 4.3.1 Medición para extraer Theta, Kp.
Por medio de un algoritmo computacional se unieron los puntos estables de Ic(t) y
VG,(t) de la Fig. 4.3.1 para formar una función de transferencia (Fig. 4.3.2) en la cual se
compensó el tiempo de retraso de la punta de comente y del TC (611s) con respecto al voltaje.
KP'(VGS-
(
'1.)'
1 +Theta VGs -'T)]
.3
(vGS-
'T)
"üS
(4.3.3)
CAPITULO 4
RESULTADOS EXPERIMENTALES
'
Con la función de transferencia obtenida en la Fig. 4.3.2 se puede aplicar cl método de
extracción para Kl,, Theta, y KF. lo cual consiste básicamente en ajustar la función de
transferencia con las ecuaciones (4.3.1), (4.3.2) y (4.3.3) a través del método de mínimos
cuadrados. Los resultados de este método se muestran el la Fig. 4.3.3 en la cual se observa la
comparación de Ic(VGE)medida y calculada con los parámetros obtenidos ( K p , Theta, KF).
5.0
7.33
9.67
IC(VGE)medida
o'noono Ic(VG,) calculada
12.0
VGE
14.33
16.67
19W)
Fig. 4.3.3 Comparación de IC(VGE)medida y ajustada
La Tabla 4.3.1 muestra la comparación de cuatro metodoiogías diferentes. El problema
que presenta el método 1, como ya se mencionó antes, es que utiliza el programa interno de
Pspice (Parts). Por otra parte, la principal desventaja del método 2 es que la función de
transferencia esta limitada a un valor de VGE inferior a 8V. Por lo tanto, los parámetros
obtenidos en el ajuste no garantizan la tendencia de Ic(VGE) para valores de VGEmayores hasta
15 V. Con el método 3 se obtienen mejores resultados debido a la mínima influencia de la
temperatura. Sin embargo, el circuito de prueba para este método es más complejo que el
método 4 con el cual se obtienen resultados poco influenciados por la temperatura. Por lo
tanto, el método más conveniente para la extracción de estos parámeiros es el método 4.
Tabla 4.3. I Comparación de diferentes metodologias para extraer Kp, Theta, KF(IGBT-PT IRGPHSOF).
Tesis:
l>er.mollo c Iriiplenirnioci6ii dc un Pruccdimienlo dc li&cci6n
dc Paniinctror para un Modela Fisico dc lGI3.l
71
CAPiTULO 4
RESUL7'ADOS EXPERIMENTALES
Parámetros NRy W,
4.4
4.4.1 Resultados para NU(IGBT-PT)
La Fig. 4.4.1 muestra los resultados obtenidos en la medición de VCI;,,,~~
utilizando el
circuito propuesto para esta metodologia. Este voltaje se define cuando la corriente de colector
IC alcanza un valor de 1 mA con el voltaje de compuerta nulo (VGE= OV). En la medición se
puede observar que VCE alcanza su valor máximo (VCEmar)en el momento en el cual IC
empieza a incrementarse. Es interesante notar que VcEmaxSE amarra al voltaje de ruptura de
840V aunque ia alimentación de voltaje del circuito sea de VCC = 900V (IGBT-PT
CT30SM 12).
1:1111
'I'"iiii
I,! l".S
4
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V?,..dO 2
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Fig. 4.4.1
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Medición de V,,
.....................
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............
LLI
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,,,,I .
-JJ
<,,,v..
IC para extraer VB,.
VcE(200V/Div)
IC (2mAIDiv)
Fig. 4.4.2
~..
.,
.
,..I
,
-a¿**&!-&.>
!.. ,.,'
~~~~
Detalle de I C
Tiempo
Fig. 4.4.: Medición del Vc,:n,a7
El fabricante normalmente da un valor inferior al medido (real). Esto se debe a que ai
fabricante sólo le interesa estar dentro de un margcn de seguridad que garantice estar dentro
del área de operación segura.
CAP I TULO 4
RESULTADOS EXPERIMENIALES
El algoritmo computaFional para determinar VC~:,,,~~
consiste en determinar la localidad
de tiempo, en la cual se encuentra una corriente IC > ImA partiendo de izquierda a derecha de
~ ~ ~ . V C E ~se~puede
. ~ igualar
la medición y obtener así el valor correspondiente de V C E Después
a V a y resolver la ecuación,(4.4.1) obteniendo así No.
(4.4.1)
4.4.2 Resultados para N" (IGBT-NPT)
Como se explicó anteriormente, la medición del V C E no~ aplica
~
para esta tecnología.
Esto es debido a que VCEmx# VQr.Lo anterior se demuestra con el conocimiento previo de
NB=0.83E14 con el cual se obtiene un valor teórico para el voltaje de ruptura V~,=2400V
(4.4.1) para un IGBT-NP? caracterizado por el fabricante (IGBT-NPT BW307). En la Fig.
4.4.4 se observa que la medición arroja V C E=1470V
~ ~ ~para este dispositivo, sin embargo el
fabricante especifica en sus hojas de datos V~~,,,=1200V. En ambos casos el valor es muy
inferior a vBr=2400v, 10'que quiere decir que la ruptura no sucede en ia unión pn, sino
probablemente en la estructura marginal del dispositivo.
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a wOniA<:
LCB-..;aat-~L-..L
Fig. 4.4.4
r;,,nn,<,
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-~.~
Medición de VcE,IC para extraer V,,,,,,,.
OII
:<t,,">\.8
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I1
,.
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j
, . ,
,
-ai6ain.riir/---~~"iv'
i,
>""
2\.2:i.i9
Fig. 4.4.5 Detalle de IC
I1
La dependencia que se obtiene para determinar VQ, se basa en considerar una relación
~ ~ ~ experimentalmente y el V Qque
~ se obtiene a partir de Nn.
constante entre el V C Eobtenida
La relación obtenida para esta estructura se muestra con la siguiente ecuación.
Tcris:
Derarrollo e Implemeniaci6n de un Procediniicnio dc I:rtricei(in de Pañmerroi para un Modelo Fisico de ICBT
73
CAP1 I’L LO 4
K t S U I . IAI)OS í~XI’EI<IMI~N
I’A1.I.S
VB = K(VCi:rnax)
donde:
K = 1.92
V C E= ~Valor
~ ~especificado por el fabricante en sus hojas de datos
(4.4.2)
4.4.3 Resultados para WB
A parir de la obtención de NE, ya sea de estructura PT o NPT, se pue
ner
10
de la base WE por medio de la ecuación (4.4.3), bajo la suposición de que el voltaje de ruptura
se alcanza cuando la zona de carga espacial (ZCE) se extiende al ancho total de la base (W,3)
(4.4.3)
En la Tablas 4.4.1 se muestran la comparación de los parámetros obtenidos para el
IGBT-PT con el método propuesto con respecto a los valores proporcionados por Parts, siendo
estos últimos valores por default. De aquí se puede observar que los valores obtenidos son
muy semejantes para ambos casos.
Así mismo la Tabla 4.4.2 muestra la comparación para el IGBT-NPT con el método
propuesto con respecto a los parámetros proporcionados por el fabricante. De igual manera, se
observa que los resultados son muy semejantes lo cual valida el método propuesto.
Tabla 4.4.1 Comparación de diferentes metodologías
para
la extracción de No y WD(IGBT-PT CT30SM-12).
.
“Fall timc(T,)”
Tabla 4.4.2 Comparación de diferentes metodologias para la extracción de No y WB (IGBT-NPT BUP307)
CAP~TULO4
RESULTADOS EXPERIMENTALES
4.5 Parámetros AGDy A
4.5.1 Resultados para Aci>
A partir de la medición de la carga en la compuerta (Fig. 4.5.1) se puede determinar la
(Fig. 2.5.1.2). El interés que se tiene para medir VDGes para
curva de VDG= (VCE-O.~)-VGE
obtener C g d j ( V ~por
~ ) medio de la diferenciación y comparar la gráfica con la obtenida con el
LCR (Fig. 4.5.3)
E"il.
SO.O\i(il9
m......,......~ . ,
1-s.I,!
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1
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- VG ( I OV/Div)
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7.6
9.5(iir)
I OViDiv)
V(,
Fig. 4.5.2 Medición de VG,VCE,VDG
para extraer Cgd,.
Fig. 4.5.1 Medición de la carga en la compueiia
in1 1 ....
5.7
................. V,,(IOVIDiv)
in> mxP-nm~c-ciirJ-rr56
I
8
18
1.9
O
!. .....
.
.
. _
. . . . . . . .
.1
<
cgdj
0.10
-o'ol10
IS
20
15
30
35
40(V)
............... Método (Piopuerlo)
Fig. 4.5.3 Comparacion de C,(V,)
Con las curvas obtenidas de Cgdj(VD~)
en la Fig. 4.5.3, se puede obtener el área AGD
mediante el ajuste de la ecuación (4.5. I ) .
RESULTADOS EXPERIMENTALt3S
CAP~TULO
4
(4.5.1 )
donde:
(4.5.2)
En la Fig. 4.5.4 se muestra la comparación de las curvas Cgdj(V0G) obtenidas con el
método propuesto, con el LCR y las calculadas con los parámetros. obtenidos por ajuste en
cada método.
in
I5
20
25
35
30
VDC.
4
0
~
8888 Medición (propuesto)
xx"Hc.
----
. ................ ..
Medición (LCR)
Cálculocon AG,(propuerm)
Cálculo con A m (LCR)
Fig. 4.5.4 Comparación de C,a,(VDG)
La Tabla 4.5.1 muestra la comparación de los resultados obtenidos para AGD.Sin lugar a
duda, el método 1 resulta ser más exacto que el método 2 debido a la medición directa de
C g d j ( V ~ ~Sin
) , embargo la desventaja que presenta éste método con respecto al otro es que se
necesita un LCR para la medición, lo cual resulta inconveniente para la metodología
propuesta, por ser un aparato muy costoso.
Tabla 4.5.1 Comparación de dos metodologias para la extracción de AGD(IGBT-NPT BUP307).
I
I
0.1375 cni'
I
0.1323 cni'
I
Y
CAP~TULO4
RESULTADOS EXPERIMENTALES
4.5.2 Parámetro A
Con la medición de la Fig. 4.5.5 se puede obtener C&,(V[>S)aplicando la metodología
propuesta para ésta extracción, que consiste básicamente en realizar la diferenciación entre la
comente y el voltaje (IGBT-NPT BUP307).
Fig. 4.5.5 Medición independiente de Cdsi.
La Fig. 4.5.6 muestra la curva de C&,(VDS) obtenida aplicando el método propuesto y
aplicando la medición con el LCR.
o
.....
..
I I
..
._... ., _ .-.... . .. . . .
....
.._i..
. . .. .... .. . .
.-
1.....~
....
.
0.01 ...............
10
I5
1..............
~
20
I
............
25
M&iodo(LCR)
.................
V"<
,
iii
.I
1-2-
...
*
r::3:-::::..1
I
30
35
40(V)
MCiodo foroouertoi
Fig. 4.5.6 Comparación de CdSj(Vm).
De la Fig. 4.5.6 se puede observar que los resultados obtenidos entre las dos
metodologías expuestas existen muy pocas diferencias. Sin embargo, la medición con el
método propuesto de Cdsj(VDs) al igual que cgd;(vOG) sólo es posible en un rango inuy
pequeño de voltaje, típicamente de I O a 40 V, mientras que con el método 2 el rango del
voltaje puede ser mucho mayor, permitiendo una extracción más precisa de los parametros.
CAP~TULO
4
RESULTADOS EXPERIMENTALES
.
.
Con las curvas obtenidas de Cdrj(VDS)
se puede
.~
ajustar la ecuación (4.5.3) por mínimos
cuadrados y obtener el área de drenaje-fuente (ADS). N o obstante, el ajuste que se realiza
podría ser más exacto si se utiliza un rango mayor de voltaje.
ADS=
A= A,
-,
Cdsj
(4.5.3)
(4.5.4)
+ AGD
Con la extracción de ADSse puede obtener el área activa del chip (A), considerando que
la superficie total es la suma de ADsy &D (4.5.4). En Fig. 4.5.6 se muestra la comparación de
las curvas Cd$j(VDS) obtenidas con los métodos 1 y 2, las ajustadas con el método 1, y las
calculadas con los parámetros obtenidos por ajuste en cada método.
eeee
Medicion (propuesio)
Vi,,
-"E Medicion (LCR)
--__
.....
~~
.........
C~lculocon ADS(propuerio)
Cálculo con Aor (LCR)
Fig. 4.5.6 Comparación de Cd,i(V,s).
La Tabla 4.5.2 muestra la comparación de los resultados obtenidos para ADS.AI igual
que en los resultados de la metodología anterior (Tabla 4.5.1) el método I es más exacto que
el método 2 y la desventaja del primer método también aplica para esta metodología.
Tabla 4.5.2 Comparación de dos metodologias para la extracción de ADSy A (IGBT-NPT BUP307).
Minimos cuadrados
4.6 Parámetros Tau e Isne
4.6.1 Resultados para Tau e Isne (IGBT-PT)
La Fig. 4.6.1 muestra la medición de la comente IC al apagado del IGBT-PT CT30SM12 para diferentes niveles de voltaje. De las mediciones se puede observar claramente que los
puntos de medición IK e IT 0
' definidos en la metodología propuesta, varían para cada nivel de
voltaje VC-. Sin embargo IK e IT O' no son detectados para todas las tensiones y comentes
Fig. 4.6.1 Medición de IC durante el apagado (IGBT-PT)
Tomando la medición de IC =10A y VCE= lOOV (Fig. 4.6.1), la cual muestra mejores
resultados para la obtención de los puntos IK e IT O' se obtuvo la curva de la Fig. 4.6.2
mediante el ajuste de la ecuación (4.6.1) por medio de un algoritmo computacional el cual
extrae el parámetro Tau ajustando lo mejor posible la curva medida desde ITOt hasta IC = OA.
Por otro lado Isne se obtiene por medio de la medición de IK y utilizando la ecuación (4.6.2).
.
CAPiTULO 4
RESULTADOS EXPERIMENTALES
Ic(t)=
(4.6.1)
donde:
2
he=
2
q . A .D .ni?
P
(4.6.2)
IK.Tau
Tc :.-
o,*(n)
0.53
.
d
...........
........
i
,
...... . . . . .
3,o n5 ,...
,.
......
........
4
..
. , . ~..............
~
....{.......
..............
I
.....
<:
-'
\,
......
i
0.27
.................
0.13
1
O
O
70
I40
IC - ajustada
110
tiempo
iao
350
42qnr)
-IC - medida
...
Fig. 4.6.2 Cola de IC medida y ajustada
De la Fig. 4.6.2 se puede observar que el ajuste no es muy exacto. Sin embargo, los
sobretiros que tiene la comente medida son efectos externos al modelo del IGBT. Estos
efectos se ven menos influenciados cuando se utilizan valores de IC y VCEmayores, tal como
se muestra en la Fig. 4.6.1. Pero al utilizar voltajes más altos, los puntos IK e IT O', como ya se
mencionó antes, son menos observables.
Las Tablas 4.6.1 muestran un análisis comparativo de la obtención de Tau y Isne con la
metodología propuesta para cuatro niveles diferentes de voltaje VCE (IOOV, 200V, 300V,
400V), tres niveles de comente IC (IOA, 30A, 6OA) y A = 0.314 cm2. De este análisis resulta
evidente notar que cuando la corriente IC o el voltaje V ~ aumentan,
E
los puntos de IK e I T O'
son menos observables y por lo tanto los resultados obtenidos de Tau pueden causar errores en
la extracción de h e . Para asegurar una mayor exactitud en la extracción, se decidió utilizar la
mediciones de la cola de corriente para IC = 10A con VcE = IOOV y utilizar el Tau y Isne
resultante de la media (Tau = 62.00 ns, Isne=IZl.8pA).
80
Tesis:
Dcramollo c Iniplemeniacióii dc tin Procediniienm de lirtricci6n de PaRmeiror para un Modclo I3sico dc GUT
CAPITULO 4
RESULTADOS EXPtKlMENTALES
I
Tabla 4.6.1 Valores obienidos dc Tau y lsne para varios niveles de Vc,:.
4.6.2 Parárnetro Isoe (IGBT-NPT)
La medición de la Fig. 4.6.3 muestra el transitorio de apagado del IGBT-PT BUF'307,
con la cual se puede obtener AQB, que es básicamente la integral definida de t l a t2 de la
comente IC.
O
I20
..............
VcE(50V/Div)
240
ticmpo
360
480
600(nr)
I, (2.5AIDiv)
Fig. 4.6.3 Medición de IC durante el apagado (IGBT-NPT).
Para obtener una mejor aproximación de AQB se realizaron tres mediciones del
transitono del apagado con IC= 10A y VCE= IOOV, 200V y 300V (Fig. 4.6.4).
Tesis:
Desarrollo e Implenieniaci0n dc un Proccdiiiiieiiio d e Exlraccih de PaRnietros para un Mmlelo Fisico de ICBT
81
RESULTADOS EXPERIMENTALES
CAPiTULO 4
tiempo
V&lOOV/Div) = IM)V
..........................Vrr(100VIDiv) = 2M)V
-----V~(lO0VlDiv)= 300V
tiempo
.......................
ldiOAIDiv)= VcilOOV
IC(IOAIDiv) = Vce2WV
Ic(lOAIDiv) = V c ~ 3 W V
Fig. 4.6.4 Transitorio en el apagado del lGBT Vc,(a) y de Ic(b)
Con IDS
valores obtenidos por las tres mediciónes de AQB (VcE), se ajustó por mínimos
cuadrados la ecuación (4.6.3) para determinar una curva AQB(VCE)con un Isne que acerque lo
mejor posible los puntos obtenidos experimentalmente de AQB(Fig. 4.6.5).
AQo(VcE)-Ajuste
ooooo AQo(VcE)-Medición
Fig. 4.6.5 Curvas de AQ,, medida y ajustada.
CAP~TULO4
L’,
~.
.. ’ .
“<,>
2
,
,.
.. . , .
I.
RESULTADOS EXPERIMENTALES
(4.6.3)
(4.6.4)
La Tabla 4.6.3 muestra los resultados obtenidos para AQ” a diferentes valores de VCE
con IC = 10A. Así mismo se muestra el resultado de Isne ajustando por mínimos cuadrado a
dichos valores de AQB.
Tabla 4.6.2 Resultados obtenidos de AQo e h e .
1-ens:
Verairollo e Iiiiplenicniación dc un I’iocediniienio de ErtracciOn de Purimciros p a n un Modelo ~ i s i c ode ICRT
83
CAPíTULO 5
VALIDACI~N
DE PARA'METROS
5.1 Introducción
.;
En esta sección se validan los resultados de los parámetros extraídos con la metodología
propuesta mediante la comparación entre simulaciones y mediciones de los IGBT de
estructura PT y NPT (CT30SM-12 y BUP307 respectivamente) en un circuito de prueba tipo
troceador. La validación para la estructura PT se realiza mediante el modelo estándar del
IGBT implementado en el código fuente de Pspice, mientras que para la estructura NPT se
utilizará un modelo físico implementado como subcircuito en Pspice [4]. Cabe mencionar que
las diferencias que se presentan entre una simulación y las mediciones pueden ser originados
principalmente por los aspectos siguientes:
a). Errores en los modelos de los componentes involucrados
b). Errores en los pjámetros (tanto de los modelos como del circuito)
c). Errores en la medición
Por lo tanto no es posible aislar completamente los errores en los pararnetros, lo cual
sena el propósito de esta validación.
Tesis:
Desarrollo e Irnplcmeniaci6n de un I'iocedimienio de 'Exiracci6ii de Parjnielros para un Modclo Firico de IG111
84
5.2 Comportamiento Estático
Este comportamiento ocurre cuando las variables de entrada, en este caso el voltaje de
, encuentran en estado estable, lo que da como resultado una salida de
compuerta V ~ Ese
corriente IC estable.
La Fig. 5.2.2 muestra la familia de curvas estáticas obtenidas con el circuito de la Fig.
5.2. I . Esta comparación muestra la buena calidad de extracción. Esto verifica la adecuada
implementación de la ecuación I,, dentro del simulador y el comportamiento casi constante
para el IGBT-PT.
que presenta la relación bl (b1=ImoS/1bip=2)
Fig. 5.2.1 Circuito para medir la familia de curvas estáticas
.,.,
!
...........
128.
too
I--I
......................
!~. . . . . . . . . . .
1
50
25
-i
i
kI
!i
O
I
,-
A_-.i_..
2.61
...........
I
5.33
Medición
Simulación
1
8.0
tiempo
10.67
1
13.33
.
i
I6IVI
Fig. 5.2.2 Familia de curvas estáticas del IGBT-PT CT30SM-I2 (Pspice vs medición).
De los resultados obtenidos en la familia de curvas estáticas (Fig. 5.2.2) se observa que
la metodología de extracción sobre los parámetros estáticos que confomian la corriente I,,
(Theta, Kp,KI;, VT, VTD)es adecuada, debido al buen acercamiento que tiene la siniulación
con respecto a la medición. Esta validación aplica para las dos tecnologias dc IGBT(PT y
NPT).
CAP11 ULO 5
VALIDACION DE PARAME I ROS
5.3 Comportamiento Dinámico
Este comportamiento sucede cuando las variables de entrada y salida se encuentran en
estado transitorio. Para simular este comportamiento, se necesita que el modelo del IGBT
implementado en el simulador utilice todos los parámetros de entrada.
Circuito de prueba
El circuito propuesto para validar la metodología desarrollada es tipo troceador con
carga inductiva (Fig. 5.3.1). El cual fue previamente caracterizado para determinar los
elementos parásitos de manera que pudieran ser considerados en la simulación.
i
Condiciones:
LKI
Le
RLI
ICD
vgg
Lg
IYBB
tu
iF
VBB
Rg
DI
D2
IGBT
IGBT
=
=
=
=
=
=
-
--
=
=
=
=
=
=
150
14
0.5
IO
0-15
IO
25
450
nH
nH
C2
A
V
nH
ns
ns
200 v
41
C2
BY P l03b
HFA25TB60
IGBT-PT CT30SM-I2
IGBT-NPT BUP307
Fig. 5.3. I Circuito troceador para validar los parametros obtenidos
La caracterización de los elementos parásitos del circuito de prueba se calcularon por
medio del diídt sobre las inductancias parásitas (LK y Le) y se minimizaron las capacitancias
parásitas utilizando diodos de rápida recuperación, de tal manera que el decremento del dvidt
al apagado sea despreciable.
5.3.1
Encendido y Apagado (IGBT-PT CT30SM-12)
En este punto se analiza por scparado el transitorio de encendido y apagado del IGBT de
estructura PT realizando la comparación de la simulación con los parámetros obtenidos en esta
tesis y la medición con el circuito de prueba.
a)
Encendido
O
WvV
...........
0.2
Simulación
Medición
0.4
0.6
0.8
Tiempo
Fig. 5.3.2 Comparación de las curvas de V,,; e IC durante el encendido del IGBT-PT CT3OSM-I2
De la Fig. 5.3.2 se observa que la simulación presenta una tendencia muy similar a lo
obtenido por la medición. Sin embargo, se puede apreciar que el sobretiro de corriente (tiempo
= 0.3 - 0.6 ps) tiene algunas diferencias. Esto se debe indudablemente a que el diodo D1 no se
encuentra correctamente modelado. Por otra parte, el decremento de la tensión en el escalón
(tiempo = 0.2 - 0.35 ps) se debe a la inductancia parásita LK y a la pendiente de subida de la
corriente IC, la cual varía ligeramente entre medición y simulación, cabe aclarar en este punto,
que tanto LK como Le, fueron caracterizadas por mediciones detalladas, de manera que la
diferencia se debe al diídt causada por alguna imprecision en los parámetros que afectan la
entrada del IGBT (P.e. Rg). Dada la buena reproducción de la medición, los parámetros
obtenidos en la metodología propuesta y que fueron introducidos completamente en el modelo
estándar del IGBT-PT de PSpice a excepción de Ccs y Cox& se reproduce satisfactoriamente
tanto el encendido como el apagado del IGBT-PT. Por otra parte, es importante mencionar que
el modelo estándar del IGBT de PSpice es un modelo físico sólo parcialmente. Esto se debe a
que el modelo sólo funciona Correctamente con los parámetros de CGSy Cosdque proporciona
el programa interno de PSpice (Parts) pero dichos valores no corresponden a parámetros
fisicos tal y como se aprecia por la gran diferencia de este paránietro en la Tabla 4.2.2.
VALIDACIOND E PARAMETROS
b)
Apagado
...........
Simulación
Medición
tiem""
Fig. 5.3.3 Comparación de las curvas de VCEe IC durante el apagado del IGBT-PT (CT30SM-12)
De la Fig. 5.3.3 destaca el sobretiro de tensión (tiempo = 0.24 - 0.36 ps) y la diferente
frecuencia de oscilación (tiempo = 0.36 - 0.6ps)tanto para el voltaje como para la comente.
Esto se debe básicamente a las inductancias y las capacitancias parásitas, las cuales provocan
resonancias diferentes en la simulación. Mientras que el sobretiro de tensión (tiempo = 0.24 0.36 ps) se debe tanto a la inductancia parásita del cableado como al di/dt de la corriente IC, en
la cual se nota una diferencia entre simulación y medición (tiempo=0.24 - 0.3 1 ps).
De esta comparación resulta que el modelo reproduce adecuadamente el transitorio del
apagado, siendo notono el buen modelado de la zona de deflexión, la cual se puede visualizar
con la primera pendiente del dV&dt. (tiempo = O - 0.2 ps). Así mismo durante la segunda
pendiente de dv/dt se observa un buen desempeño (tiempo= O - 0.24 ps). Durante este tiempo
no intervienen los efectos parásitos. Por lo tanto el comportamiento es exclusivo del modelo
del IGBT de estructura PT, lo &al valida los parámetros obtenidos para el modelo durante el
apagado.
5.3.2
Encendido y Apagado (IGBT-NPT BUP307)
AI igual que en el punto anterior, en esta sección se analiza el transitorio de encendido y
apagado pero en este caso para el lGBT de estructura NPT.
a)
Encendido
O
O
0.2
...........
<.
Simulación
Medición
0.4
tiempo
0.6
0.8
Fig. 5.3.4 Comparación de las curvas de VcE e IC durante el encendido del IGBT-NPT (BUP307)
La justificación de la pequeña diferencia del sobretiro de comente (tiempo = 0.35 - 0.5
ps) se debe, de igual manera que en caso anterior, al modelo de diodo D I , mientras que la
diferencia en el 2d"escalón de voltaje (tiempo = 0.38 - 0.6 ps) es causa de imprecisiones en el
modelado durante la modulación de la resistencia del IGBT (zona n-). Sin embargo, el
comportamiento de la corriente y voltaje en este transitorio, se ajusta con suficiente precisión
al comportamiento de la medición. Por lo tanto el buen desempeño del modelo durante el
encendido del IGBT de estructura NPT, valida los paráiiietros obtenidos en esta tesis.
CAPITULO 5
VALIDACION DE PARÁMETROS
Apagado
O
O
0.14
........... Simulación
Medición
0.28
tiempo
0.42
0.56
0.7(ps)
Fig. 5.3.5 Comparación de las curvas de V,, e IC durante el apagado del IGBT-NPT
En este transitorio (Fig. 5.3.5) se puede observar que el comportamiento de comente y
voltaje no se ajustan adecuadamente a la medición. La justificación que se tiene sobre el
escalón de comente (tiempo = O. I4 - O. 18 ps) es sin duda a la inestabilidad de la compuerta
del IGBT y el decremento de voltaje de compuerta provocado por inestabilidad. Así mismo la
primera pendiente del dVcE/dt (tiempo = 0.07 - 0.14) no se ajusta muy bien a la medición
debido al mal modelado de la zona de deflexión. Sin embargo, el di/dt y por consiguiente el
sobretiro de voltaje (tiempo '= 0.18 - 0.21 ps) coinciden perfectamente con la medición, al
igual que la segunda pendiente de dvidt (tiempo = 0.14 - 0.18 ps) lo cual da como resultado
el buen desempeño del modelo del IGBT de ectmctura NF'T, el cual utiliza los parametros
obtenidos en este trabajo.
CAPITULO 6
1
CONCLUSIONES
I
CAPITULO 6 1
I
!
CONCL USIONES
6.1 Introducción
En este capítulo se presentan las conclusiones generales, destacando la metodología de
extracción, resultados finale8 y validación. Tales iconclusiones se enfocan a los objetivos
establecidos en este trabajo de tesis.
I
CAPiTULO 6
CONCLUSIONES
6.2 Características de la metodología desarrollada
La metodología desarrollada y propuesta en este trabajo es válida para los modelos tisicos
del IGBT de tipo PT interno de Pspice y de tipo NPT implementado en Pspice como
subcircuito [4]. Sin embargo, la mayona de los parámetros obtenidos son idénticos para
cualquier modelo tísico.
El algoritmo matemático desarrollado sólo necesita 7 mediciones con extensión .CSV de 6
circuitos de prueba.
El algoritmo matemático completo se implementó en el programa de cálculo Mathcad
Versión 7.
6.3 Calidad de la extracción
La calidad de extracción de parámetros está fuertemente ligada a vanos tipos de errores.
Estos tipos de errores no pueden ser eliminados, sin embargo se pueden minimizar.
Los errores más comunes son:
Offset y retardos de las puntas de medición
Truncamiento de datos
Adquisición de datos
Consideraciones en 1a;metodologia
6.4 Validación de los parámetros
Existen varios factores externos al modelo del IGBT que provocan grandes diferencias
entre la simulación y la medición. Sin embargo, algunos de estos factores pueden ser
caracterizados mediante mediciones directas. Existen otros .factores que no pueden ser
considerados dentro del simulador indirectamente debido a las características propias del
circuito de prueba.
Los factores que determinan las diferencias entre la experimentación y simulación son:
Errores en los modelos (tanto del IGBT como de los otros componentes del circuito de
prueba).
Errores en los parámetros de los modelos (tanto del IGBT como de los otros componentes
del circuito de prueba).
CAPhULO 6
CONCLUSIONES
Errores en los valores,y consideraciones de elementos parásitos
Errores en la medición.
Debido a esto, y a las consideraciones de los errores, los resultados obtenidos en la
validación muestran sólo pequeñas diferencias entre la simulación y experimentación. Por otra
parte, se comprobó que los resultados de la extracción son válidos tanto para el IGBT de
estructura PT como NPT.
La conclusión que se obtuvo al validar el modelo estándar del IGBT de Pspice, fue que
este modelo es sólo parcialmente un modelo fisico, debido a que las capacitancias CGSy Coxd
que necesita el modelo no son parámetros fisicos, sino parámetros auxiliares que se obtienen
con el programa interno de Pspice (PARTS). Esto se concluye, puesto que sus valores no están
relacionados con los que se obtienen en la extracción considerados fundamentos fisicos.
6.5 Trabajos futuros
Se propone como trabajo adicional a esta metodología realizar una mejora en la extracción
de NB utilizando un circuito de avalancha, el cual determina indirectamente el voltaje de
ruptura V B ~ .
Se tiene contemplado como trabajo futuro la implementación de los circuitos de pmeba
realizados en esta tesis en un banco de pruebas en el cual el procedimiento de adquisición
de datos de las mediciones sea de manera automática. Esto se propone con la finalidad de
automatizar completamente el procedimiento de extracción.
REFERENCIAS
REFERENCIAS
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Semiconductores de Potencia”, 1er Seminario de Electrónica del CENIDET,
Memoria Técnica, Cuernavaca Morelos México, 1998, p. 27-34
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diferentes mn’iios de conmutación”. Tesis de maestría. Centro Nacional de
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Transistor: Buffer Layer versus Base Lifetime Reduction”, IEEE PESC,
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1
LISTA DE FIGURAS
I1
LISTA DE FIGURAS
Fic. 1.2.1
Aplicación de los dispositivos dc poicncia controlados
Fig. I .2.2
Estructura dcl IGBT dc tipo PT y NPT
Fig. I .4. I
Circuito cquivalcntc del modelo del ICBT en PspiCC (IGBT-PT)
Fig. I.4.2
Rcprescntacion del circuito cquivalente del modelo dcl IGBT (ICBT-NPT)
Fig. 1.5.1
Circuito para extraer Cgk(I). C, (2), Gago (3) dcl modelo fisico
Fig. 2.2.1
Circuito básico equivalente del IGBT
Fig. 2.2.2
Estructura interna dcl IGBT dc tccnologia NPT
Fig. 2.3.1
Cono circuito pulsante
Fig. 2.3.2
Función de transfercncia tipica Ic(VGE)
Fig. 2.3.3
Circuito para obtener la medición de l a función de iransferencia
Fig. 2.3.4
Función dc transferencia variando los parámetros a extraer
Fig. 2.3.5
Fig. 2.3.6
Circuito troceador para CI análisis transitorio
'1
Definicion de Td, T r y Tf durante los transitorios on -
Fig. 2.3.7
Transitorio de encendido y apagado utilizando los parámetros a extraer
Fig. 3.2.1
Diagrama a bloques de la meiodologia dc extracción de parámetros
Fig. 3.2.2
Diagrama de flujo de l a secuencia de extracción de parametros
Fig. 3.3.1
Medición de V,, y IC
Fig. 3.3.2
Circuito de prueba 2: Circüito en rampa
Fig. 3.3.3
Circuito RC en l a malla de cntrada del ICBT
Fig. 3.3.4
Fig. 3.3.5
Fig. 3.3.6
Fig. 3.3.7
Carga en l a compuena para obtener CGs
Circuito de prueba 4: IG = Const.
Estructura interna del IGBT de tecnologia NPT
Circuito RC en l a malla de'entrada del ICBT
Fig. 3.3.8
Carga en l a compuerta para obtener Cord
Fig. 3.3.9
Carga en la compuetiapara obtener VTo
Fig. 3.4. I
Corriente lms(VDs)para varios VGE
Fig. 3.4.2
Circuito simulado en Pspice para encontrar la relación b l
Fig. 3.4.3
Simulación de las corrientes
Fig. 3.4.4
Simulación la relación b l = Im&
Fig. 3.4.5
Circuito de prucba I : Cono circuito pulsante
Fig. 3.5. I
Curva del V,, cn función de No
I
Fig. 3.5.2
Circuito de prueba 3: Circuito de avalancha estático
Fig. 3.6.1
Carga cn la compuena para obtener AGD(IGBT-BUP307)
Fig. 3.6.2
Medición en CI plato
Fig. 3.6.3
Fig. 3.6.4
off
'
Malla equivalente dc cntrada
Dctallc de dVc, ldt y de IG dc la medición de la carga en la compuena
Fig. 3.6.5
Curva de Ccd,(Vw) ajustada con el valor calculado de ,A
,
Fig. 1.6.6
Formas de onda de ICy V,,
( ICBT BUP307)
Fig. 3.6.7
Circuito de prueba 5 : Cargq dc Cor
Fig. 3.6.8
Curva obtenida con u n LCR (IGBT BUP307) y ajustada con el valor calculado de A
,,
Fig. 3.7.1
Gráficas dc corriente y voitajc al apagado del IGQT
Fig. 3.7.2
Fig. 3.7.3
Diagram de flujo para extracr Tau y lsnc
Circuito dc prucba 6 : Cano circuito (IGBT-PT)
Fig. 3.7.4
Apagado dci ICBT utilimndo e l circuito dc la Fig. 3.7.5
Fig. 3.7.5
Circuito dc prueba 6 : Troccador (IGDT-NPT)
Fig. 4.2. I
Mcdición para extracr V.,
Fig. 4.2.2
Medición de l a función dc transfcrencia
Fig. 4.2.3
Medición dc la carga en l a compucna para extraer ,C
,
Fig. 4.2.4
Medición de l a carga en l a compuerta para extracr V.,,,
Fig. 4.3.1
Medición para extracr Thcta, KP
Fig. 4.3.2
Medición de l a función de transferencia
Fig. 4.3.3
Comparación de Ic(VGE)medida y ajustada
Fig. 4.4. I
Medición de VcE, ICpara extraer VB.
Fig. 4.4.2
Detalle de IC
Fig. 4.4.3
Medición dcl
, , , ,V
Fig. 4.4.4
Medición dc ,V
,,
Fig. 4.4.5
Detalle de IC
Fig. 4.5.1
Medición de la carga en la compucna
Fig. 4.5.2
Medición dc V C , V C E i V ~para extraer Ced,
Fig. 4.5.3
Comparación de)V
,(C
,
Fig. 4.5.4
Comparación de Ced,(VDC)
y Coxd
ICpara extraer VCEmii
Fig. 4.5.5
Medición independiente de;C
,
Fig. 4.5.6
Comparación de Cd,(Vos)
Fig. 4.6.1
Medición dc ICdurante e l apagado (IGBT-PT)
Fig. 4.6.2
Cola de ICmedida y ajustada
Fig. 4.6.3
Medición de I, duranie e l apagado (IGBT-NPT)
Fig. 4.6.4
Transitorio en el apagado del IGBT Vc,(a)
Fig. 4.6.5
Curvas de AQB medida y ajustada
Fig. 5.2.1
Circuito para medir la familia de cuwas estáticas
Fig. 5.2.2
Familia de curvas estáticas del IGBT-PTCT30SM-I2 (Pspice vs medición)
yde Ic(b)
Fig. 5.3.1
Circuito troceador para validar los parametros obtenidos
Fig. 5.3.2
Comparación de las curvas de V
,,
e IC
durante e l encendido del IGBT-PT CT30SM-I 2
Fig. 5.3.3
,,
Comparación dc las curvas dc V
e IC
durante e l apagada del IGBT-PT (CT30SM-12)
Fig. 5.3.4
Comparación de las curvas de V
,,
e IC
durante e l encendido del IGBT-NPT (BUP307)
Fig. 5.3.5
Comparación de las curvas de V,, e IC
durante e l apagada del IGBT-NPT
APÉNDICE I
APÉNDICE 1
Ecuaciones del modelo fisico del IGBT-PT en Pspice
Resistencia de la base
M =M
elf
UNt
MüP'Qeb
e b t QB
Corriente del canal MOSFET
APENDICE I
Corriente de estado estable del colector
w=wIIWbcj
b=- M W
M",
Corriente de estado estable de la base
Corriente de multiplicación de avalancha
'
Im"i=(M- ) (Imos
+ Icss) +
lgen
Capacitancia y carga compuerta-drenaje
cgs=c85
Qgs=cgr
",I
Capacitancia y carga drenaje-fuente
Cd,C
dsJ
Qdr=Cgr Vgs
Con
Capacitancia y carga compuerta-drenaje
I
'dF
coxd
('g5
q.Wd@'N,'Agd
F
QdF
'Ld)
''d,
(17a)
- D ( F - log( I + F ) ) - Coxd-VT
Con
F= 'oxd'
Wdgl
E SI
Capacitancia y carga emisor-base
Con
eb'
Veb'0
Capacitancia colector-emisor
Con
.=lo
w bcJ
V 5-0.6
bc
o
APÉNDICE 2
Ecuaciones del modelo físico del IGBT-NPT [24]
Concentración en la zona de carga espacial
N ~ = ( N , - N ~ - )+ h P - 6"
Cargas móviles
&"=I"
(x=W)+
(1")a"aI
q - A . v n . (E)
Velocidad de los portadores en función del campo eléctrico
Fuerza de campo eléctrico promedio
v p (É)=
con
W KU=
Ii
J
)
2.E S :
I ( vD i
. VDS
q.NC
Factores de multiplicación para la generación de avalancha
Corriente de avalancha
Iaval=(l")a"a'+
(Ip)a"al
(In)ava~an.(Ema$
+ In ( F W )
(Ip)avalap.(E~ax)+Ip(~W)
Ecuaciones para la parte MOSFET
Relación de las corrientes
Im o l
=lo
VGS<VT
vUS - vT"DS
vGS - vT <VDS
Tesir:
I)erarrollo
e Im~lcnientaci6nde un Procrdimicniodc lirlrdcci<in ds Parzimclros para un Modelo Fisicn dc lCl3l
APÉNDICE 2
81
Des' ipción de las capacitancias
cd =
con
Ecuaciones para la parte bipolar
I"
(Fw)=lD
+ 6P
6s
-'
F W
con
P"
VP
(24)
APENDICE
Gradiente de las concentraciones de portadores para las corrientes de
difusión
Carga almacenada en las regiones de la base
Resistencia de la base
106
.Tesis:
üerarrolla e Iniplemenoci6n de un Proccdiniicnio de lktracción de Parárnclros piin un Modelo liisico de G U T
2
APÉNDICE 2
Ancho de la base cuasi-neutral
Distribución y concentración de portadores en los límites de las regiones d
la base
Pml=min(PM* P (xm!;" m a('ü,
P DP) ,ma<W,DW))
PmFmin P,
(
3
P
x
'I
m
..(o'
P DP ,ma$W,DW))
)
Longitud de difusión en las regiones de la base
G-JD.Tau
(42)
(43)
Tesis:
Dcsarmllo e Implementación de un Prccedirnienta de Exbacción de PaAmetros para un Modelo Fisico de IGBT
,I
107
APENDICE 2
A ,=
3
+.
DPSP,
10
.+
DWSW
Límites de las regiones de la base
Dependencia de la temperatura
VT (T)=V,
(To)- m ( T - T 0 )
Cbeo(T)=Cbeo(To).[ 1 +O.O002(T- To)]
...
APÉNDICE 3
APÉNDICE 3
ALGORITMO DE EXTRACCIÓN DE PARÁMETROS
..........................
ClCUltO
<(a)
.
CtC"L0 4
.......................
circuito z
..I
I IO
Tesis:
I..
. . . .
t...
i
.-
Desarrollo e Iiiiplcnicniaciiin dc un I'roccdiniicnio dc Eximco6n de Parámclros para un Modelo Fisico de ICBT
APÉNDICE 3
.I(:
Tesis:
Cdrj
Desamllo'e Implemni~ciánde un Procedimiento de ExtracciQ de Parámetros para un Modelo Físico de IGBT
111
APENDCE
,.
I.....:... .I
i '
1
. . . . . . . . . . . j. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
WB
Formula oaia deferdnar el El ancho en I ZONA B
Oilor de m r l d i
,
I
............................
3
11
APÉNDICE 3
I"]
Tesis:
Desarrollo e Impiementación de un Procedimiento de Exmccián de Padmemos para un Modelo Fisico de IGBT
,
113
e--
APENDlCf 3
APENDICE 3
.
.
.
-
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- .......
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Iy
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APÉNDICE 3
-
APENDICE 3
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Tesis:
Desarrollo e Implementación de un Procedimiento de Extracci6n de Par;imcmas para un Modelo Físico de IGBT
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117