2 Comparadores electrónicos 2.1 Introducción En este capítulo se estudian los circuitos comparadores electrónicos con énfasis en los comparadores regenerativos y en los comparadores monolíticos, amplificadores operacionales con propósito específico de comparación. En efecto, los AOs pueden actuar como comparadores cuando su ganancia en lazo abierto sea muy elevada y su velocidad (SR) alta. La función del comparador consiste en cotejar dos tensiones, obteniéndose como resultados dos posibles situaciones, correspondientes a los niveles alto o bajo. Ya vimos en el capítulo 1 que en lazo abierto, el AO de propósito general se comporta como detector de nivel y las tensiones alta y baja de salida corresponden a las de saturación del componente. Precisamente es ésta la tercera limitación crítica a la hora de decidirse por un AO de propósito general en una aplicación de comparación, ya que los niveles de salida pueden no ser adecuados a la aplicación, como por ejemplo para direccional una lógica TTL. El concepto de salida en “colector abierto” soluciona este problema. El capítulo comienza estudiando las limitaciones en lazo abierto y luego se ven las mejoras introducidas por la realimentación positiva y la salida en colector abierto. 2.2 Efectos del ruido sobre los circuitos comparadores La Fig. 1 muestra el efecto de superponer una señal cuadrada a una sinusoidal en un comparador no inversor basado en AO de propósito general. En general el ruido es un proceso aleatorio, y la figura 1 debe considerarse con fines didácticos. 2.3 Realimentación positiva La realimentación negativa fuerza a un circuito a operar en la región lineal, y en nuestro caso, con lo AOs considerábamos nula o casi nula la tensión diferencial de entrada al componente. Por el contrario, la realimentación positiva fuerza la saturación, y en consecuencia el desequilibrio entre las tensiones presentes en las entradas inversora y no inversora del AO. JJGDR-UCA 1 Circuitos Analógicos Aplicados. Juan José González de la Rosa Fig. 1. Falsos cruces por cero provocados por una señal de ruido en un comparador no inversor basado en AO de propósito general. Esta situación no es deseable en un comparador. Los circuitos que incorporan la realimentación positiva se denominan comparadores “regenerativos” o disparadores de Schmitt, en honor al investigador que los implantó. A continuación empiezan los ejemplos. 2.4 Detector de cruce por cero con histéresis Por ahora se consideran AOs de propósito general. El primer circuito se muestra en la figura 2. Se trata de un comparador inversor (entrada por la terminal inversora) regenerativo (posee realimentación negativa). 12 V Vi Vo + -12 V R 1= 100 kΩ R 2= 10 kΩ Fig. 2. Comparador regenerativo inversor basado en AO de propósito general. Suelen tomarse siempre R1=k×R2, múltiplos. Para obtener la característica de transferencia se procede a partir de las dos posibles situaciones de la salida. Siempre se cumple, mediante un sencillo divisor de tensión: V + = Vo 2 R2 R1 + R 2 JJGDR-UCA 2 Comparadores electrónicos Esta es la muestra de la salida que se introduce en la entrada del circuito (entrada no inversora en este caso). R2 R2 Vo=VH + + V = VH V d = V − Vi = V H R1 + R 2 R1 + R 2 − Vi > 0 Al crecer Vi provoca la conmutación en el punto de conmutación superior para el cual Vd=0 Vo=VL V + = VL R2 R1 + R 2 V d = V + − Vi = V L R2 − Vi < 0 R1 + R 2 Al disminuir Vi provoca la conmutación en el punto de comunicación inferior para el cual Vd=0 La característica estática se muestra en la Fig. 3 y la evolución en el tiempo para entrada triangular contaminada con ruido en la Fig. 4. Vo VH VCI VCTR Vi VCS Fig. 3. Característica estática del circuito de la Fig. 2. En general de un comparador inversor con histéresis Fig. 4. Inmunidad frente al ruido de un comparador inversor con histéresis. El circuito exhibe histéresis porque al pasar de un estado a otro (alto a bajo por ejemplo) lo hace por un camino distinto del de regreso. La histéresis es habitual en cualquier circuito o sistema. Es una de las características estáticas más comunes de los circuitos electrónicos empleados en acondicionamiento y medida. JJGDR-UCA 3 Circuitos Analógicos Aplicados. Juan José González de la Rosa Los puntos de conmutación son: VCI = V L R2 R1 + R 2 VCS = V H R2 R1 + R 2 En este caso hay simetría y las conmutaciones se producen en: VCI = −12 × 10 ≅ −1,09 V 110 VCS = 12 × 10 ≅ 1,09 V 110 Se aprovecha este primer ejercicio para definir la tensión de histéresis y el voltaje central. Estos dos parámetros suelen ser el objeto de un diseño. V H = VCS − VCI VCTR = VCS + VCI 2 El primero de ellos da una ideal de la inmunidad al ruido (2,2 V aprox.). En nuestro caso es excesivo. Suele ser del orden de decenas de milivoltios como mucho. Téngase en cuenta que ahora las conmutaciones no se producen donde estaban previstas (en la tensión central). Un circuito con ancho de histéresis grande se emplea en lazos de realimentación no lineal en generadores de ondas cuadradas y triangulares. 2.5 Detectores de nivel de voltaje con histéresis 2.5.1 Introducción Se generaliza el caso anterior para voltaje central distinto de cero en general. Los problemas se plantean a partir de la característica estática que será o no inversora dependiendo del terminal por donde se introduzca la entrada. 2.5.2 Detector no inversor de nivel de voltaje con histéresis Vo Vom Vcc VREF Vo 0 VCI + -Vcc Vi R2=R VCTR R1=kR Vi VCS VH -Vom Fig. 5. Comparador regenerativo no inversor y su característica estática. 4 JJGDR-UCA 2 Comparadores electrónicos Para este circuito se cumple: VCI = −Vom R V R2 1 + V REF 1 + 2 = − om + V REF 1 + R1 R k k 1 R V R2 1 + V REF 1 + 2 = om + V REF 1 + R1 R k k 1 2V V H = VCS − VCI = om k V + VCI 1 VCTR = CS = V REF 1 + 2 k VCS = Vom 2.5.3 Detector inversor de nivel de voltaje con histéresis Vo Vom Vcc Vi Vo + VCTR 0 VCI Vi VCS -Vcc VREF R2=R R1=kR -Vom Fig. 6. Comparador regenerativo inversor. Para este circuito los puntos de su característica estática son: 1 k Vom + V REF 1+ k 1+ k 1 k VCS = Vom + V REF 1+ k 1+ k 2V V H = VCS − VCI = om 1+ k VCS + VCI k VCTR = = V REF 2 1+ k VCI = − 2.6 Regulación independiente del voltaje central y del voltaje de histéresis La figura 7 representa el circuito con ajustes independientes. Se trata de un comparador no inversor y el diseño se realiza para puntos de conmutación positivos. JJGDR-UCA 5 Circuitos Analógicos Aplicados. Juan José González de la Rosa Ajuste del ancho de histéresis aR +Vcc - AO741 R Vo Vi + Ajuste del voltaje central bR -Vcc=Vref Fig. 7. Detector con umbrales y punto central independientes. Del análisis del circuito se obtienen los puntos de conmutación: VCS = V sat V ref − a b VCI = − V ref b − V sat a En consecuencia: VH = 2V sat a VCTR = − Vref b >0 Por tanto, se demuestra la independencia de la tensión de histéresis y de la tensión central. 2.7 Limitaciones de los AOs de propósito general como comparadores Se enumeran las limitaciones y se expone la situación de medida del tiempo de respuesta de los comparadores monolíticos. 2.7.1 Limitaciones Son las siguientes: • • Bajo “Slew-Rate” como consecuencia de emplear AOs sin compensación interna. No se puede modificar los niveles lógicos de salida (TTL, CMOS, etc.). Como consecuencia se emplean comparadores comerciales de propósito específico. En ellos se mide el tiempo de respuesta como sigue. 2.7.2 Medida del tiempo de respuesta A partir de una señal de excitación “overdriver” se estudia la evolución de la salida. La señal de excitación se muestra en la figura 8; consiste en una señal que después de valer –100 mV toma un pequeño valor de unos 5 mV. La finalidad es medir el tiempo de 6 JJGDR-UCA 2 Comparadores electrónicos respuesta o retardo de propagación. Esto permite comparar unos comparadores con otros. vi Sobre excitación 5 mV t -100 mV Fig. 8. Señal de excitación para medir el tiempo de respuesta. La figura 9 muestra la situación de medida. Fig. 9. Situación de media del retardo de propagación. La figura 10 muestra situaciones de sobre-excitación de un comparador comercial: Fig. 10. Sobre excitación en el LM311. Dependiendo de la magnitud del sobreimpulso así es el tiempo de respuesta. Cuanto mayor sea el primero menor es el segundo. La tabla 1 refleja esta situación, en una comparativa de diversos modelos entre sí y con un AO de propósito genérico: JJGDR-UCA 7 Circuitos Analógicos Aplicados. Juan José González de la Rosa Comparador Tiempo (ns) sobre Tiempo(ns) para sobre impulso de 5 mV impulso de 20 mV 311 170 100 522 17 15 710 40 20 301 >10.000 >10.000 Tabla 1. Comparación de varios modelos comparadores comerciales y para el AO 301. 2.8 Comparador LM311 Se detalla este circuito integrado. 2.8.1 Características o rasgos principales Son las siguientes: • • • • • • • • • Ganancia de tensión: 200.000. Tensión de offset: Vos=2 mV. Corriente de polarización: IBIAS=250 nA. Tiempo de respuesta: tPD=200 ns. Tensión de alimentación máxima: VS= ±15 V. Margen de entrada en modo común: VICM=de –14,5 V a 13 V. Máxima tensión diferencial de entrada: VID=±30 V. Consumo de potencia: PD=135 mW. Fan-out (cargabilidad máxima de salida)=10 U.L. (unidades lógicas). 2.8.2 Esquema interno Se muestra en la figura 11. Fig. 11. Esquema interno del LM311. A diferencia del esquema interno del 741, se observa que la salida está en colector abierto. 8 JJGDR-UCA 2 Comparadores electrónicos Según esta figura se deduce que: Si V+>V- entonces Q15: OFF-CORTE. Si V+<Ventonces Q15: ON-SAT. Esta es la clave del funcionamiento de un comparador de propósito específico desde la perspectiva de adaptación de niveles lógicos. La caída en el emisor de Q15 se desprecia. 2.8.3 Terminales de salida Se estudian dos posibilidades simétricas de medir la salida. 2.8.3.1 Salida por colector La situación se muestra en la figura 12 y se dan las dos situaciones de la figura 13. Fig. 12. Situación de salida por colector del 311. Fig. 13. Casos presentados en la salida por colector de 311. El transistor de salida funciona como un interruptor electrónico. 2.8.3.2 Salida por emisor La situación se muestra en la figura 14. JJGDR-UCA 9 Circuitos Analógicos Aplicados. Juan José González de la Rosa Fig. 14. Situación de salida por emisor del 311. La figura 15 establece una comparativa de las dos salidas, en la que se aprecia su naturaleza simétrica. Fig. 15. Casos presentados en la salida por emisor de 311. 2.8.4 Terminal “Strobe” Este es el terminal de habilitación. La salida cambia al estado de alta impedancia (se mantiene en estado alto), y es independiente de la entrada. Con el interruptor de habilitación abierto, el integrado opera en forma normal. En la práctica se suele conectar a tierra a través de una resistencia de 10 kΩ, cuando se quiere hacer independiente la entrada de la salida. 2.8.5 Terminal ”latch” Es el terminal de cerrojo. El integrado funciona como u elemento de memoria. La salida se mantiene con el valor de la comparación anterior. 10 JJGDR-UCA 2 Comparadores electrónicos 2.9 Comparativa de comparadores comerciales La situación comparativa se muestra en la tabla 2. Tabla 2. Situación comparativa de diversos comparadores comerciales. 2.10 Aplicaciones 2.10.1 Detectores de nivel basados en el LM311 o en comparadores comerciales El ejercicio se muestra en la figura 16. Vcc Vo VH R2 R5 R1 Vo + VCTR Vi VL R3 Vi 0 R4 VCS VCI Fig. 16. “Schmitt trigger” no inversor basado en comparador comercial y su característica estática. R5 debe siempre verificar: R5 << R3 + R4 . Comencemos el análisis. La salida sólo puede tomar dos valores, la alimentación y cero (niveles alto y bajo, respectivamente). Siempre se cumple: V − = V cc JJGDR-UCA R1 R1 + R 2 V + = Vo R3 R4 + Vi R3 + R 4 R3 + R 4 11 Circuitos Analógicos Aplicados. Juan José González de la Rosa R R R R R 3 4 1 Punto de conmutación superior: V + = V{L + VCS = Vcc =V − R + R R + R R + R 3 4 3 4 1 2 0 VCS = Vcc R + R4 R1 × 3 R1 + R 2 R4 R 3 4 1 Punto de conmutación inferior: V + = V{ + VCI = Vcc =V − H R + R R + R R + R 3 4 3 4 1 2 V cc R1 R3 VCI = V cc − R + R R 2 3 + R4 1 R3 + R 4 R R + R 4 R3 × = Vcc 1 × 3 − R4 R 4 R1 + R 2 R 4 Tensión de histéresis: V H = VCS − VCI = V cc R R + R4 R + R 4 R3 R3 R1 × 3 − V cc 1 × 3 − = Vcc R1 + R 2 R4 R R R R R + 1 2 4 4 4 Tensión central: VCTR = VCS + VCI V cc R + R 4 Vcc R1 R3 + R 4 R3 R1 R1 R3 + R 4 V cc R3 = × 3 + × − × − = Vcc 2 2 R1 + R 2 R4 2 R 4 R1 + R 2 R 4 R 4 R1 + R 2 2 R4 Todo puede verse según las relaciones que han de verificar las resistencias. De la tensión de histéresis se obtiene: R3 V H = R 4 Vcc Y llevando esta relación al punto de conmutación superior se obtiene la segunda relación entre las resistencias del circuito: VCS = Vcc V R R + R4 R1 R1 R1 × 3 = Vcc × 1 + 3 = V cc × 1 + H R1 + R 2 R4 R1 + R 2 R 4 R1 + R 2 Vcc A partir de aquí: R1 + R 2 Vcc V H = × 1 + R1 VCS Vcc V V + VH V + VCS − VCI R V R R → 1 + 2 = cc + H → 2 = cc − 1 → 2 = cc −1 R1 VCS VCS R1 VCS R1 VCS Finalmente, después de ordenar queda: R 2 Vcc − VCI V + V CS − V CI V V R2 = = cc − 1 = cc + 1 − CI − 1 → R1 VCS R1 V CS V CS V CS 12 JJGDR-UCA 2 Comparadores electrónicos 2.10.2 Detectores de ventana Todo se muestra en la figura 17. Se diseña este circuito para monitorizar tensiones de entrada. Vcc VCS R5 + Vo Vo Vi Vcc + VCI - 0 VCI VCS Vi Fig. 17. Detector de ventana y característica estática. 2.10.3 Control de procesos Los comparadores se utilizan para el control todo-nada (ON-OFF). Una situación básica se muestra en la figura 18, en la que se aprecia que la salida del comparador actúa sobre un actuador (como por ejemplo una bobina conectada al colector de un transistor bipolar). La actuación sobre el proceso está monitorizada por un sensor que provoca las transiciones del comparador según la necesidad. Actuador Proceso Sensor Fig. 18. Esquema de un control todo-nada basado en comprador o inversor. Referencias Coughlin, R. F. y Driscoll, F.F., Amplificadores operacionales y circuitos integrados lineales, 4ª edición, Prentice-Hall hispanoamericana. México, 1993. González de la Rosa, J.J., Circuitos Electrónicos con Amplificadores Operacionales. Problemas, fundamentos teóricos y técnicas de identificación y análisis. Marcombo, Boixareu Editores, Barcelona, 2001. Malik, N. R. Electronic circuit: analysis, simulation and design, Prentice Hall international editions, 1995. JJGDR-UCA 13 Circuitos Analógicos Aplicados. Juan José González de la Rosa Millman, J. Microelectrónica. Circuitos y sistemas analógicos y digitales, 5ª edición, editorial hispano europea, Barcelona, 1989. 14 JJGDR-UCA