diseño y construcción de conversor dc
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PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATOLICA DE CHILE ESCUELA DE INGENIERIA DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE CONVERSOR DC-DC PARA CONTROL DE ULTRACAPACITORES EN VEHÍCULO ELÉCTRICO MICAH ETAN ORTÚZAR DWORSKY Memoria para optar al título de Ingeniero Civil industrial, con Diploma en Ingeniería Eléctrica Profesor Supervisor: JUAN W. DIXON ROJAS Santiago de Chile, 2002 PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATOLICA DE CHILE ESCUELA DE INGENIERIA Departamento de (departamento) DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE CONVERSOR DC-DC PARA CONTROL DE ULTRACAPACITORES EN VEHÍCULO ELÉCTRICO MICAH ETAN ORTÚZAR DWORSKY Memoria presentada a la Comisión integrada por los profesores: JUAN W. DIXON ROJAS ÁNGEL ABUSLEME JOSÉ RODRÍGUEZ Para completar las exigencias del título de Ingeniero Civil industrial, con Diploma en Ingeniería Eléctrica Santiago de Chile, 2002 A mis Familia, especialmente a mis Padres, que creyeron en mí. ii AGRADECIMIENTOS Quiero agradecer a mi Familia por el apoyo brindado en estos años de estudio. Una mención especial merece el profesor Juan Dixon por su guía y apoyo en todos los proyectos que hemos emprendido juntos. También agradezco la disposición de los funcionarios del departamento de ingeniería eléctrica, que brindaron su apoyo incondicional en todo momento. Entre ellos menciono a Betty Andonaegui, Eduardo Cea, Virginia Meza y don Carlos Álvarez. iii Elena Garrido, Sra. INDICE GENERAL Pág. AGRADECIMIENTOS ............................................................................................iii INDICE DE TABLAS .............................................................................................vii INDICE DE FIGURAS...........................................................................................viii RESUMEN................................................................................................................xi ABSTRACT.............................................................................................................xii I. Introducción.................................................................................................... 13 II. Diseño del Circuito de Potencia ..................................................................... 21 2.1. Introducción ........................................................................................... 21 2.2. Convertidor DC-DC tipo Buck Boost..................................................... 21 2.2.1. Operación Buck............................................................................ 22 2.2.2. Operación Boost........................................................................... 26 2.3. Selección de los Ultracapacitores .......................................................... 30 2.4. Selección del Semiconductor de Potencia (IGBT) ................................ 33 2.5. Selección del Condensador C para el Circuito Buck Boost................... 34 2.6. Diseño de los Conductores en el Circuito de Potencia .......................... 39 2.7. Configuración de las Mallas de Protección del IGBT (Mallas Snubber) ................................................................................................. 40 2.8. Diseño de la Inductancia Ls del Circuito Buck-Boost............................ 44 III. Diseño Térmico .............................................................................................. 48 3.1. Introducción ........................................................................................... 48 3.2. Cálculo de Temperaturas........................................................................ 48 3.3. Diseño del Disipador.............................................................................. 51 IV. Transductores.................................................................................................. 54 4.1. Introducción ........................................................................................... 54 4.2. Transductor de Corriente (LEM) ........................................................... 54 iv 4.3. Transductor de Tensión.......................................................................... 57 4.4. Transductor de Temperatura .................................................................. 59 V. Sistemas de Seguridad y Protecciones............................................................ 61 5.1. Introducción ........................................................................................... 61 5.2. Fusibles .................................................................................................. 61 5.2.1. Fusible 1....................................................................................... 62 5.2.2. Fusible 2....................................................................................... 63 5.3. Detector de Falla en Fusible y Diodo..................................................... 64 5.4. Supervisión de Tensión de Control ........................................................ 65 VI. Diseño de la Caja Protectora y Distribución de Componentes....................... 67 6.1. Introducción ........................................................................................... 67 6.2. Distribución de Componentes ................................................................ 67 6.3. Caja Protectora ....................................................................................... 68 VII. Resultados Expreimentales............................................................................. 71 VIII. Conclusiones................................................................................................... 74 BIBLIOGRAFIA...................................................................................................... 76 A N E X O S............................................................................................................. 78 Anexo A: Cálculo Simbólico de Valores de Rizado de Corriente en Configuraciones Buck-Boost .......................................................................... 80 Anexo B: Cálculo de la Energía Disipada en Calor................................................. 83 Anexo B: Cálculo de la Energía Disipada en Calor................................................. 84 Anexo C: Calculo de la Resistencia Térmica del Disipador.................................... 88 Anexo D: Curvas de Corrientes de Ruptura de Fusibles ......................................... 96 Anexo E: Hoja de Datos del INTELLIMOD ........................................................... 98 Anexo F: Hoja de Datos de Snubbers .................................................................... 105 v Anexo G: Hoja de Datos de Ultracapacitores ........................................................ 111 Anexo H: Hoja de Datos de Barniz Aislante ......................................................... 114 Anexo I: Hoja de Datos de Papel Aislante............................................................. 116 Anexo J: Hoja de Datos de Sensor LEM LT 100-S............................................... 126 Anexo K: Hoja de Datos de Sensor LEM LV 100................................................. 129 Anexo L: Hoja de Datos de OP-AMP LF-353....................................................... 132 Anexo M: Hoja de Datos de OP-AMP TLV-7441 ................................................ 136 Anexo N: Hoja de Datos de Supervisor de Tensión TL7705B.............................. 144 vi INDICE DE TABLAS Pág. Tabla 1.1: Comparación de densidades de energía entre gasolina y distintas baterías... 14 Tabla 2.1: Configuración y valores sugeridos para los Snubber. ................................... 42 Tabla 4.1: Características del Transductor de corriente.................................................. 54 Tabla 4.2: Características del Transductor de tensión. ................................................... 57 Tabla B.1: Cálculo de las pérdidas en los semiconductores. .......................................... 86 Tabla C.1: Simbología. ................................................................................................... 90 Tabla C.2: Simbología. ................................................................................................... 94 Tabla C.3: Resultados de las resistencias térmicas en el disipador. ............................... 94 vii INDICE DE FIGURAS Pág. Figura 1.1: Camioneta Chevrolet LUV transformada en vehículo eléctrico. ................... 16 Figura 1.2: Circuito de potencia del vehículo eléctrico. ................................................... 17 Figura 1.3: Esquema del circuito de potencia con sistema de almacenaje auxiliar de energía. .................................................................................................................... 18 Figura 2.1: Diagrama de topología Buck-Boost. ............................................................... 22 Figura 2.2: formas de onda de corrientes, operación Buck. a) corriente por Vdc (Ibat), b) corriente por V2 (Ib)............................................................................................ 23 Figura 2.3: formas de onda de corrientes, operación Buck. a) corriente por T2 (Ia), b) corriente por condensador C, c) corriente por diodo D1, d) Señal de disparo aplicada a T2............................................................................................................ 24 Figura 2.4: formas de onda de corrientes, operación Boost. a) corriente por Vdc (Ibat), b) corriente por V2 (Ib)................................................................................ 27 Figura 2.5: Formas de onda de corriente, operación Boost. a) corriente Ia, b) corriente por condensador C, c) corriente por T1, d) PWM Aplicado en T1. ........ 28 Figura 2.6: Configuración Buck-Boost del sistema de almacenaje de energía, baterías en el lado Buck y ultracapacitores en el lado Boost................................................. 30 Figura 2.7: Ultracapacitor 2700F(S) de Epcos. Su capacidad es de 2700 F, Voltaje nominal de 2.3 V, ESR = 0.001Ohm. ...................................................................... 33 Figura 2.8: módulo de potencia INTELLIMOD PM400DSA060 de POWEREX. .......... 34 Figura 2.9: Circuito de potencia incluyendo inductancias parásitas Lp1 y Lp2. .............. 35 Figura 2.10: Condensador marca NIPPON CHEMI-CON de 3300 uF y 450 V. ............ 38 viii Figura 2.11: Conductores instalados en el convertidor Buck-Bosst. ................................ 40 Figura 2.12: distintas configuraciones de mallas Snubber................................................ 41 Figura 2.13: Snubber instalado en el circuito de potencia. ............................................... 43 Figura 2.14: Condensador y conjunto Condensador-Diodo con resistencia para mallas Snubber tipo A y B. ...................................................................................... 44 Figura 2.15: Diseño de Bobina L para circuito de potencia.............................................. 46 Figura 2.16: Bobina Ls terminada..................................................................................... 47 Figura 3.1: Modelo térmico para el INTELLIMOD PM400DSA060. ............................. 49 Figura 3.2: Gráfico de resistencias térmicas del disipador para mantener temperaturas nominales................................................................................................................. 50 Figura 3.2: Diseño del disipador de calor. ........................................................................ 51 Figura 3.2: Fotografía de las piezas terminadas del disipador de calor. ........................... 52 Figura 3.3: Fotografía del equipo armado sin la tapa. ...................................................... 53 Figura 4.1: Circuito de alimentación y de manipulación de señal del transductor de corriente, Módulo LEM LT 100-S. ......................................................................... 56 Figura 4.2: Transductor de corriente LT 100-S instalado en el convertidor BuckBoost. ....................................................................................................................... 57 Figura 4.3: Circuito de alimentación y manipulación de señal de salida del transductor de tensión LV 100................................................................................. 58 Figura 4.4: Transductor de tensión LV 100 instalado en el paquete de ultracapacitores........................................................................................................ 59 Figura 4.5: Circuito del termistor para medir temperatura. .............................................. 60 Figura 5.1: Circuito de potencia con Fusibles. ................................................................. 62 ix Figura 5.2: Fusible 1, ubicado dentro de la caja del convertidor DC-DC. ....................... 63 Figura 5.3: Ubicación del Fusible 2. ................................................................................. 64 Figura 5.4: Circuito supervisor de voltaje......................................................................... 66 Figura 6.1: Esquema de la distribución deseada de los componentes. ............................. 67 Figura 6.2: Ubicación deseada del equipo en compartimento delantero del vehículo...... 68 Figura 6.3: Componentes ensamblados en la caja protectora. .......................................... 69 Figura 6.4: Conexiones del circuito de agua y de los cables de potencia......................... 70 Figura 6.5: Convertidor Buck-Boost instalado en el vehículo. ......................................... 70 Figura 7.1: Forma de onda del rizado de la corriente por los ultrapacacitores para operación Buck y Boost. .......................................................................................... 71 Figura 7.2: Respuesta al escalón de un esquema de control bajo prueba. ........................ 72 Figura 7.3: Tensión en ultracapacitores durante pruebas de corriente continua para determinar el valor de la resistencia serie equivalente (ESR). ................................ 73 Figura A.1: Circuito Buck-Boost....................................................................................... 80 Figura A.2: Rizado de la corriente por Ls......................................................................... 81 Figura C.1: Esquema de aleta disipadora en superficie de temperatura constante. .......... 90 Figura C.2: a) parte interna del disipador. b) disipador cerrado con el INTELLIMOD instalado sobre él. c) Esquema simplificado del disipador para análisis de transferencia de calor............................................................................................... 92 Figura C.3: modelo para calcular resistencia térmica total del disipador. ........................ 95 x RESUMEN Los ultracapacitores son elementos de última tecnología que permiten almacenar energía suficiente, en cortos períodos de tiempo, para controlar fenómenos de potencia de punta como la aceleración o el frenado repentino de un vehículo eléctrico. Ello permite entregar y recuperar energía que las baterías no serían capaces de manejar bajo circunstancias extremas, como una frenada muy violenta, o una aceleración muy exigida. Dentro del contexto de utilizar ultracapacitores para el propósito mencionado, se diseñó y construyó un conversor DC-DC para controlar la carga y descarga de un banco de ultracapacitores en un vehículo eléctrico. El conversor diseñado es capaz de manejar corrientes de más de 200 A, con voltajes de hasta 400 Vdc, y puede transferir cantidades significativas de energía (aproximadamente 200 Wh) desde los ultracapacitores al banco de baterías y viceversa, en pocos segundos (5 a 10 segundos). Para llevar a cabo este proceso, se midieron y controlaron una serie de variables, por lo que el conversor incluye los sensores necesarios para estas tareas. Otra restricción de diseño era el tamaño, ya que este aparato debía ir montado en un espacio muy reducido dentro del lugar donde iba instalado el motor original del vehículo convertido a eléctrico. Por esto hubo que desarrollar un sistema de refrigeración por agua de reducidas dimensiones, diseñando un disipador especial y utilizando el circuito de enfriamiento por agua ya existente en el vehículo eléctrico transformado. También hubo que diseñar un sistema de protecciones contra fallas y una caja para aislar del agua y el polvo ambiental. En síntesis, en esta Memoria se describe el proceso de diseño y fabricación del conversor DC-DC, el cual es el propósito fundamental de este trabajo. Una vez terminado y probado, satisfizo todos los requerimientos especificados. xi ABSTRACT Ultracapcitors are state of the art devices that are capable of storing enough energy (in short periods of time) to control peak power phenomenon, like electric vehicle acceleration or regenerative braking. This allows to deliver and recover energy which batteries would not be able to manage under extreme circumstances, like a fierce braking or a rapid acceleration. In the context of using ultracapacitors for the mentioned purpose, a DC-DC converter to control the state of charge of an ultracapacitor bank in an electric vehicle was designed and constructed. The converter is capable of managing currents of more than 200 A, with voltages up to 400 Vdc, and transferring considerable amounts of energy (200 Wh approximately) from the ultracapacitors to the batteries and vice versa, in short periods of time (5 to 10 seconds). To accomplish this, a series of variables are measured and controlled, and that is why sensors had to be integrated to the converter. Size is another design restriction that was considered, because the equipment had to be mounted in a reduced space together with the main inverter and electric motor, where originally the engine was mounted in the converted electric vehicle. For this reason, a reduced size water cooling system, consisting in the integration of a specially designed water heatsink and the existing water circuit in the vehicle, was developed. A failure protection system and a water and dust protective box were also considered in the design. This report describes the DC-DC converter design and construction process, which has been the purpose of this work. The constructed and tested prototype satisfied all the mentioned requirements. xii 13 I. INTRODUCCIÓN Los vehículos eléctricos, en los inicios de su desarrollo a fines del siglo XIX y comienzos del siglo XX, compitieron en forma casi paralela con los vehículos de combustión interna, siendo incluso la Electric Carriage & Wagon Company la primera compañía de vehículos eléctricos y servicios motorizados en 1897 [Kirs96]. Sin embargo, los vehículos eléctricos, debido a su menor relación potencia peso y escasa autonomía, fueron rápidamente desplazados por los de combustión interna. Esto derivó rápidamente en el abandono de esta tecnología ya que no se vislumbraba en aquel tiempo ninguna solución que hiciera a los vehículos eléctricos competitivos, aun cuando éstos eran más confiables y seguros. En la segunda mitad del siglo XX se vio renacer la idea de utilizar vehículos con propulsión eléctrica por varios motivos, entre éstos la crisis del petróleo, los problemas ambientales y los avances tecnológicos. Por los años ’70, hubo grandes perfeccionamientos en semiconductores de potencia, con lo que surgió la posibilidad de fabricar convertidores de frecuencia (inversores) y utilizar motores de corriente alterna (síncronos o de inducción), de mayor potencia específica que los motores de corriente continua. Posteriormente, durante los ’80 y ‘90, apareció el motor Brushless DC, una versión del motor síncrono que utiliza imanes permanentes para producir el flujo de excitación, el que puede ser controlado como motor de corriente continua, presentando un alto torque de partida y excelente respuesta dinámica. Con estos avances el problema de la potencia específica y densidad de potencia (kW por unidad de peso y por unidad de volumen respectivamente) de los motores de tracción, se presentaba muy optimizado. A pesar de lo anterior, el vehículo eléctrico seguía siendo un pobre competidor para los propulsados por motores de combustión interna, debido principalmente al inconveniente del almacenaje de la energía. Esta desventaja aunque se mantiene, va disminuyendo con los avances en nuevas tecnologías (baterías de alta energía específica y celdas de combustible). Hoy en día las eficiencias totales de los sistemas de propulsión eléctrica son mucho mayores, superando el 90%, contra un máximo de 25% para los sistemas convencionales de combustión a gasolina y un 45% para los vehículos Diesel más modernos. Sin 14 embargo, la densidad de energía y energía específica para los combustibles fósiles se mantienen muy por sobre las de las baterías convencionales y aún superior a la de las baterías más avanzadas[Amer88], [Ddti02]. Esto se muestra en la siguiente tabla. Tabla 1.1: Comparación de densidades de energía entre gasolina y distintas baterías. Gasolina 97 octanos Baterías Plomo ácido NiMH Li-ion Densidad de energía [Wh/Lt] 9.662 80 135 136 Energía específica [Wh/Kg] 12.146 35 52 100 Esto implica que, en igualdad de condiciones, la energía utilizable contenida en un estanque de combustible es varias veces mayor que un paquete de razonables dimensiones de las baterías más eficientes, lo que permite tener una mayor autonomía. Lo anterior, junto a la baja potencia de algunas baterías, conforman, después de los problemas de costo, los mayores obstáculos para introducir masivamente al vehículo eléctrico como medio de transporte público y privado. La solución a este inconveniente pasa por desarrollar baterías mucho más avanzadas (inversión en investigación) o integrar almacenaje de energía en hidrocarburos con las ventajas de los motores eléctricos (eficiencia, menos ruido y considerable menor impacto ambiental). Para esto último ya se han creado distintas soluciones que combinan almacenaje de la energía en hidrocarburos con transformadores de energía (celdas de combustible, turbinas de gas, motores Diesel de alta eficiencia, etc.) y motores eléctricos. Estos sistemas logran mayores autonomías que los sistemas basados en almacenaje en baterías, manteniendo altas eficiencias. Sin embargo, la configuración de sistemas donde la energía se transfiere directamente desde alguno de estos transformadores, sin etapas intermedias, se considera ineficiente, ya que para satisfacer las potencias de punta deben estar muy 15 sobredimensionados en relación con la potencia media, y a que no pueden regenerar en las etapas de frenado, disminuyendo su eficiencia con respecto a los sistemas eléctricos basados en baterías. Por lo anterior se ha adoptado el uso de almacenadores intermedios o auxiliares, los cuales son elementos de alta potencia específica, alta densidad de potencia, alta eficiencia y media o baja densidad de energía, los que se usan en combinación con almacenadores de mayor energía específica pero menor potencia específica. Los sistemas que combinan distintos tipos de almacenadores se denominan híbridos. Dentro de los almacenadores intermedios se pueden mencionar los volantes de inercia y los ultracapacitores. Estos, al integrarse a los sistemas mencionados, permiten dimensionar los componentes principales (turbina de gas, celda de combustible o motor) según la potencia media requerida y no necesariamente según la potencia de punta. También permiten bajar el peso, el volumen y el costo de estos componentes, aunque esta ventaja es relativa porque se compensa introduciendo un nuevo componente. Sin embargo, la mayoría de las veces el balance es positivo. Por otro lado, la principal ventaja de estos sistemas es el aumento en la eficiencia que se logra al poder recuperar la energía del frenado regenerativo. Esto es particularmente significativo en vehículos pesados que realizan muchas paradas y aceleraciones, como microbuses urbanos o vehículos que se mueven por ciudades congestionadas. El uso de estos almacenadores intermedios también se está implementando en combinación con baterías, que de otra forma presentan bajas eficiencias a altas potencias y que ven disminuida su vida útil cuando se les exige ciclos de carga-descarga muy violentos, como por ejemplo las baterías de plomo-ácido. En el departamento de Ingeniería Eléctrica de la Pontificia Universidad Católica de Chile, como parte de un programa de investigación en vehículos eléctricos, se ha transformado una camioneta Chevrolet LUV convencional en un vehículo eléctrico. La figura 1.1 muestra una fotografía del vehículo en cuestión. 16 Figura 1.1: Camioneta Chevrolet LUV transformada en vehículo eléctrico. El vehículo cuenta con un motor tipo Brushless DC con imanes permanentes de última generación, el cual puede desarrollar una potencia de punta de 53 kW, presenta eficiencias entre 90% y 94%, pesa 47.6 Kg y tiene un volumen de 13.3 Lts. Este motor se alimenta de un inversor trifásico controlado por microprocesador, el cual obtiene la energía de un paquete de 26 baterías de plomoácido conectadas en serie, con 50 Ah de capacidad cada una, de los cuales el fabricante (Sonnenschein) recomienda utilizar un 60%, es decir sólo 30 Ah. Con este porcentaje de la carga, la autonomía del vehículo es de aproximadamente 50 Km. La tensión nominal del paquete de baterías es de 312 V, pero puede llegar hasta 400 V en casos de sobrecarga extrema durante los frenados regenerativos. La eficiencia de estas baterías disminuye en forma cuadrática conforme aumenta la corriente (debido a la resistencia interna), haciéndose muy ineficiente al extraerse más de 200 A en las aceleraciones. También se producen problemas al activar el frenado regenerativo cuando las baterías se encuentran recién cargadas, ya que en estas condiciones no 17 aceptan carga y por esto el voltaje sube rápida y peligrosamente, disminuyendo además la vida útil de éstas por la evaporación de hidrógeno generado en el electrolito en estas situaciones. La figura 1.2 muestra un esquema del circuito de potencia del vehículo. _ Motor de Tracción Brushless DC Invesor de Potencia CA40 300 + 26 BATERÍAS DE TRACCIÓN _ Plomo-Acido Fusible 400 A + Figura 1.2: Circuito de potencia del vehículo eléctrico. Como parte del programa de investigación mencionado, se ha propuesto agregar al vehículo un sistema de almacenaje auxiliar basado en los anteriormente mencionados ultracapacitores. Al agregarse este sistema, se eliminan los problemas descritos en el párrafo anterior y se aumenta la eficiencia. Con ello, mejora la autonomía, recuperando la energía que no se puede regenerar cuando las baterías están llenas y acercando la potencia exigida de éstas a la potencia media y por tanto a zonas de operación más eficientes. La figura 1.3 muestra como quedaría el circuito de potencia al agregarse el equipo de almacenaje auxiliar basado en ultracapacitores. 18 _ _ Motor de Tracción Brushless DC Invesor de Potencia Convertidor DC-DC tipo Buck-Boost Diodo CA40 300 + Fusible 125 A Fusible 160 A + Inductor Ls 26 BATERÍAS DE TRACCIÓN _ Plomo-Acido Fusible 400 A Paquete de Ultracapacitores + Figura 1.3: Esquema del circuito de potencia con sistema de almacenaje auxiliar de energía. El sistema de almacenaje auxiliar propuesto se basa en el uso de ultracapacitores conectados al bus principal de energía, en paralelo con las baterías. El sistema requiere de un paquete de ultracapacitores capaz de almacenar suficiente energía para acelerar el vehículo hasta una velocidad crucero con muy poca o nula ayuda de las baterías. De forma similar, este paquete debe ser capaz de absorber la energía del frenado con mínima participación de las baterías. Dicho de otro modo, el paquete de ultracapacitores debe suplir la mayor parte de la potencia de punta requerida en la aceleración y en el frenado. Para llevar a cabo esa labor, se requiere de un equipo convertidor de potencia que transfiera energía desde y hacia los ultracapacitores, es decir, un equipo de corriente continua que maneje el contenido de energía de acuerdo a las condiciones explicadas anteriormente. Esta memoria trata sobre el diseño y construcción de dicho equipo (encerrado en línea punteada en la figura 1.3), el que estará a cargo de manejar los flujos de energía desde las baterías al ultracapacitor, junto con sus sistemas de 19 seguridad y sensores. Esto incluye el diseño de este equipo, la selección (y fabricación si es necesario) de sus componentes y el ensamblaje final e instalación en el vehículo para su uso y pruebas futuras. La elaboración e implementación de los algoritmos de control, así como las pruebas de eficiencia y otras, quedan fuera del alcance de esta memoria, dejándose como propuestas para otro trabajo de investigación. En concreto, se diseñó un conversor DC-DC del tipo Buck-Boost, el cual se encarga de transferir energía desde las baterías a los ultracapacitores y viceversa. Este tipo de convertidor transfiere energía entre dos fuentes, donde una siempre tiene una tensión menor que la otra. En este caso, es el paquete de ultracapacitores el que siempre tiene una tensión inferior a las baterías. El sistema tiene dos modos de operación: el modo Buck y el modo Boost. En la operación Buck se transfiere energía desde la fuente de mayor tensión (en este caso la batería) a los ultracapacitores. Esto se hace modulando la tensión mayor a un valor inferior, controlable según una modulación de ancho de pulso (PWM). Con esto se puede controlar la corriente transferida hacia la fuente de menor tensión (ultracapacitores). La operación Boost consiste en elevar artificialmente la tensión menor para poder transferir energía a la fuente de mayor tensión. Esto se hace cargando energía en una inductancia desde la fuente de menor tensión (ultracapacitores), la que luego es descargada en la fuente de mayor tensión. Para esto la inductancia juega un rol fundamental ya que es la encargada de elevar la tensión haciendo posible la transferencia. En este conversor DC-DC el valor de la tensión modulada se controla con PWM (Pulse Width Modulation), siendo posible, si es que se conocen los valores de las tensiones en ambas fuentes, controlar también la corriente transferida a la fuente de mayor tensión (baterías). El convertidor debe ser capaz de transferir hasta 200 A en ambos sentidos para satisfacer los requerimientos. También debe contar con una serie de elementos para funcionar correctamente, entre los que se destacan: 1) Una inductancia adecuada para limitar las corrientes de rizado y capaz de almacenar energía durante las transferencias de energía. 20 2) Un disipador de calor capaz de mantener los semiconductores por debajo de su temperatura de destrucción. 3) Dispositivos de protección ante posibles fallas (fusibles y protecciones electrónicas). 4) Elementos que controlen las sobretensiones (mallas snubber) que puedan producirse durante las conmutaciones. El sistema además debe contar con una estructura y caja protectora que sostengan y cubran los componentes del equipo. El objetivo central de esta memoria es describir el proceso de diseño, construcción y ensamblaje de todos estos elementos que componen el equipo de potencia que controla los flujos de energía batería-ultracapacitor y viceversa, es decir, el conversor DC-DC. La capacidad de potencia de este conversor está dada por los límites de corriente y voltaje en el lado del ultracapacitor, los cuales son 200 Adc y 300 Vdc respectivamente. Desde el lado de la batería, estos límites son 150 Adc y 400 Vdc, es decir, el conversor DC-DC tiene una potencia neta de punta de 60 kW. 21 II. 2.1. DISEÑO DEL CIRCUITO DE POTENCIA Introducción Para implementar el equipo electrónico que controlaría los flujos de energía auxiliar en el vehículo eléctrico, fue necesario definir una topología de potencia adecuada para la aplicación. Como el sistema debería trabajar al mismo tiempo que las baterías, pero en forma independiente, se requería una configuración en paralelo. Además la topología debía ser capaz de transferir energía desde y hacia las baterías en todo momento, a una potencia máxima cercana a la del motor, para así poder entregar (o recibir) en ciertos momentos toda la potencia desde el sistema auxiliar. Los ultracapacitores varían su tensión (desde un valor mínimo hasta su tensión máxima) de acuerdo a la carga que contienen, mientras la tensión de entrada del inversor de potencia del vehículo se mantiene cercana a los 312 V (tensión nominal de las baterías), por lo que se necesita una topología que pueda transferir potencia bajo estas condiciones en todo momento. Por esto se decidió utilizar una configuración Buck-Boost para la interconexión entre las baterías y el conjunto de ultracapacitores, los cuales nunca podrán sobrepasar la tensión de las baterías. El diseño de este convertidor, así como los criterios de selección de los distintos componentes y el proceso de fabricación del equipo son descritos en detalle en este capítulo. 2.2. Convertidor DC-DC tipo Buck Boost Una topología Buck-Boost permite transferir energía en ambos sentidos entre dos fuentes de tensión, donde una de las dos fuentes (la del lado Buck) siempre debe tener mayor tensión que la otra (lado Boost). Dadas estas características, una configuración como la mencionada parece adecuada para la aplicación que se quiere implementar. En la Figura 2.1 se puede apreciar la interconexión de los distintos componentes en una configuración Buck-Boost. En este circuito, los ultracapacitores no han sido incluidos, pero su ubicación física corresponde a los bornes de la tensión V2. 22 Ibat Vc Ia Ic Vs Ib Id1 Lado Buck Lado boost Figura 2.1: Diagrama de topología Buck-Boost. Si la condición de mayor tensión en la fuente Buck no se cumpliera, la fuente del lado Boost (V2) se descargaría hacia la fuente del lado Buck (Vdc) a través del diodo D2. En esta configuración de potencia, los semiconductores siempre se operan en corte o conducción, nunca en la zona activa, ya que se trata de disipar la menor cantidad posible de potencia. 2.2.1. Operación Buck La operación Buck consiste en conmutar el semiconductor T2, transfiriendo así energía desde la fuente Vdc (de mayor tensión) a la fuente V2 (que en este circuito reemplaza a los ultracapacitores). Al cerrarse T2 pasa corriente a través de éste y de la inductancia Ls en el sentido de las flechas (como aparece en la Figura 2.1); en ese instante parte de la energía se transfiere a la fuente V2, una pequeña fracción se disipa en R2 y otra parte se carga en la inductancia Ls. Cuando se abre T2 la energía que se cargó en la inductancia Ls se descarga en V2, a través del diodo D1, obligando a la corriente a continuar en la dirección de Ib. En las Figuras 2.2 y 2.3 se muestra un diagrama con las corrientes para el caso de la operación Buck. En la Figura 2.2 se puede apreciar la forma de onda de la corriente en la fuente Vdc y en V2. Esta simulación se hizo con una tensión de 312 V en Vdc y 100V 23 en V2. Si se calculan las potencias transferidas en cada fuente estas deben coincidir (con alguna diferencia por pérdidas en las resistencias, que son pequeñas). Se puede apreciar que las corrientes medias multiplicadas por sus respectivas tensiones dan aproximadamente 700 W en ambos casos. a) b) Figura 2.2: formas de onda de corrientes, operación Buck. a) corriente por Vdc (Ibat), b) corriente por V2 (Ib). En la figura 2.3 se puede apreciar que la corriente en el condensador C tiene un valor medio igual a 0 en régimen permanente, ya que su única función es la de suavizar la corriente que se extrae de la fuente Vdc (lugar donde iría el banco de baterías). Si el condensador C no existiera, la corriente por Vdc tendría la forma de Ia, que tiene un rizado de amplitud igual a la diferencia entre el valor de punta de la corriente y cero. También se ve cómo la corriente que pasa por T2 más la corriente por D1 conforman la corriente Ib mostrada en la Figura 2.2, ya que como se dijo anteriormente parte de la energía se carga en la inductancia Ls para luego descargarse en V2 (lugar donde iría el ultracapacitor) a través del diodo D1. Además 24 se puede apreciar cómo las formas de onda están coordinadas con el PWM aplicado en T2. a) 14.00 9.00 4.00 -1.00 b) 8.00 4.00 0.00 -4.00 10.00 c) 6.00 2.00 -2.00 d) 1.30 0.90 0.50 0.10 50.00 50.40 Time (ms) 50.80 Figura 2.3: formas de onda de corrientes, operación Buck. a) corriente por T2 (Ia), b) corriente por condensador C, c) corriente por diodo D1, d) Señal de disparo aplicada a T2. La amplitud de rizado de la corriente por V2 depende exclusivamente de la frecuencia de conmutación, del valor de la inductancia Ls, del índice de modulación δ y de la tensión en Vdc. La fórmula para este valor se expresa en la ecuación 2.1. Esta ecuación se deduce en el Anexo A. Rizado = Vdc ⋅ δ ⋅ (1 − δ ) Ls ⋅ f (2.1) Rizado es el valor punta-punta de la corriente por el ultracapacitor (en este ejemplo por la fuente de tensión V2), f es la frecuencia de conmutación, Vdc es la tensión en la batería, Ls es el valor de la inductancia serie de la fig. 2.1 y δ es el 25 “índice de modulación” que representa el porcentaje de tiempo que permanece cerrado T2 durante cada ciclo de conmutación. Los valores de cada componente se discuten en los próximos capítulos. Lo ideal es tener un rizado lo más pequeño posible en la corriente ya que produce problemas de ruido electromagnético que pueden llegar a causar graves interferencias con otros equipos. Además los valores de punta de la corriente podrían llegar a ser muy altos y por lo tanto quemar algún componente. Para calcular el valor máximo de rizado se deriva la formula anterior con respecto a δ y se iguala a cero. Con esto se obtiene el valor δ = 0.5 , el que reemplazado en la ecuación 2.1 da lo indicado en la fórmula 2.2. RizadoMax = Vdc 4 ⋅ f ⋅ Ls (2.2) Este rizado máximo se producirá cuando la tensión V2<Vdc/2. Se puede apreciar que las únicas variables manipulables que influyen en el valor del rizado máximo son la frecuencia de conmutación f y el valor de la inductancia Ls. Estos se tomarán en cuenta más adelante como criterio de diseño. Las formulas para calcular el rizado y el rizado máximo en la operación Boost son las mismas, por lo que no será necesario hacer el cálculo nuevamente para ese caso. El control de la transferencia de la energía se logra controlando la corriente a través de la modulación de ancho de pulso, aunque lo que realmente se controla es la tensión modulada en el punto Vs de la fig. 2.1. En este punto se modulará una tensión determinada por la expresión 2.3. V s = δ ⋅ Vc (2.3) Donde Vc es la tensión en el condensador C. Si la tensión modulada es menor que V2 no circulará corriente ya que ésta no puede pasar por el diodo D1 (sentido inverso) ni por T1 (está apagado). Si la tensión modulada es mayor que V2 la corriente que circule dependerá de estas 26 tensiones y de la resistencia R2. La siguiente expresión establece este valor en forma simbólica. Ib = (Vc ⋅ δ − V 2) R2 (2.4) Como la tensión Vc varía dependiendo de la corriente por Vdc y su resistencia interna, hay que introducir esos elementos y calcular la corriente según las tensiones conocidas. I b = (Vdc ⋅ δ − Ib ⋅ R int⋅ δ 2 − V 2) / R 2 (2.5) Despejando queda: Ib = (Vdc ⋅ δ − V 2) (R2 + R int⋅ δ ) 2 (2.6) De la ecuación 2.6 se desprende que la corriente será cero cuando Vdc·δ sea igual a V2; en caso que Vdc·δ sea menor que V2 tampoco circulará corriente como ya se mencionó. Por lo tanto, se necesita que el índice de modulación δ sea mayor que V2/Vdc para poder transferir energía a V2. 2.2.2. Operación Boost La operación Boost consiste en conmutar el semiconductor T1 para transferir energía desde V2 a Vdc. Esto se logra cargando la inductancia Ls al producir un cortocircuito de corta duración a través de ésta cuando se cierra T1. Luego se abre T1 y la energía contenida en la inductancia pasa a través del diodo D2 y se descarga en las baterías. La transferencia de energía se logra debido a que, al interrumpir violentamente la corriente por la inductancia, el alto di/dt induce una tensión en ésta, que sumada a la tensión de V2 superan la tensión en Vdc haciendo entrar en conducción al diodo D2. Las formas de onda de corriente por Vdc y V2 en esta operación se pueden apreciar en la Figura 2.4. Las convenciones de signo de corriente se invierten con respecto a las flechas de la Figura 2.1 para mayor simplicidad. 27 La simulación con que se obtuvieron las formas de onda de la Figura 2.4 se hizo con los mismos valores de tensión en Vdc y en V2 que en el caso de la operación Buck. En este caso también coinciden las potencias de salida en V2 y de entrada en Vdc. Este valor de potencia es aproximadamente 690 W. 2.00 a) 1.00 0.00 12.00 b) 8.00 4.00 0.00 140.00 140.80 140.40 Time (ms) Figura 2.4: formas de onda de corrientes, operación Boost. a) corriente por Vdc (Ibat), b) corriente por V2 (Ib). En la Figura 2.5 se puede apreciar nuevamente que la corriente por el condensador C tiene un valor medio igual a cero. Durante la operación Boost la corriente por el semiconductor T1, sumada a la corriente Ia (de la figura 2.4) conforman la corriente Ib. 28 a) 10.00 6.00 2.00 -2.00 b) 8.00 4.00 0.00 -4.00 c) 11.00 7.00 3.00 -1.00 d) 11.00 0.70 0.30 -0.10 140.00 140.80 140.40 Time (ms) Figura 2.5: Formas de onda de corriente, operación Boost. a) corriente Ia, b) corriente por condensador C, c) corriente por T1, d) PWM Aplicado en T1. Como se dijo anteriormente, el valor del rizado de la corriente es el mismo que el calculado para la operación Buck. Las fórmulas 2.1 y 2.2 entregan los valores simbólicos del rizado y el rizado máximo por la fuente Boost. Aunque el valor del rizado en la corriente Ib se puede controlar con un diseño adecuado, el rizado en la corriente Ia y en las corrientes por los diodos y por los semiconductores no se puede minimizar por diseño. Por lo anterior, al momento de implementar este tipo de circuito, se debe tratar de hacer uniones eléctricas lo más cortas posibles, ya que de lo contrario se producen inductancias parásitas que producen altas tensiones durante las conmutaciones debido a los altos di/dt. Estas inductancias parásitas también son las responsables de las interferencias electromagnéticas que el equipo podría emitir, por lo que además de minimizar las posibles inductancias parásitas se debe instalar una “jaula de Faraday”, o trampa electromagnética adecuada alrededor del equipo. Al igual que en el caso de la operación Buck, la operación Boost se controla a través de una tensión modulada con el método de modulación de ancho de 29 pulso (PWM). Con esto se pueden controlar las corrientes si se conocen las tensiones relevantes. La tensión modulada en el punto Vc durante la operación Boost se muestra en la expresión 2.7. Vc = Vs (1 − δ ) (2.7) Realizando una operación análoga a la realizada para el caso Buck, se puede calcular el valor de la corriente en la fuente Vdc durante la operación Boost en función de los valores conocidos. I bat = V2 − Vdc (1 − δ ) R2 R int + (1 − δ )2 (2.8) Si se adecua esta topología a la aplicación del sistema de almacenamiento auxiliar de energía, el circuito quedaría compuesto por las baterías como fuente de tensión mayor (Vdc) y el conjunto de ultracapacitores como fuente de tensión menor (V2). Se asume que la capacidad del conjunto de ultracapacitores es suficientemente grande como para ser considerada como una fuente de tensión ideal en periodos cortos; la única diferencia es que la tensión en esta fuente variará lentamente conforme varía la carga en los ultracapacitores. Cuando la tensión es igual en ambas fuentes no es posible transferir energía desde la fuente del lado Buck al lado Boost, por lo que nunca se producirá el caso en que los ultracapacitores sean cargados a una tensión mayor que la de las baterías. La Figura 2.6 muestra la configuración con los elementos con que se implementará el sistema 30 Figura 2.6: Configuración Buck-Boost del sistema de almacenaje de energía, baterías en el lado Buck y ultracapacitores en el lado Boost. 2.3. Selección de los Ultracapacitores Para seleccionar la cantidad de ultracapacitores a utilizar, se debieron considerar varios aspectos. Los más importantes son la capacidad, la tensión nominal y máxima, la resistencia interna y las dimensiones y peso de cada unidad. Estos datos se evaluaron considerando las limitaciones del vehículo, las tensiones con que se trabaja y la capacidad que se requiere para lograr el objetivo planteado para el equipo. La cantidad de energía que se puede almacenar en un condensador depende de su capacidad y la tensión máxima que este soporta (E=1/2·C·V2). Además, para el manejo de altas potencias, lo ideal es trabajar con las mayores tensiones que se pueda en los ultracapacitores, de modo de evitar las pérdidas por la resistencia interna equivalente en serie (ESR). Estas dos condiciones hacen deseable que se conforme un paquete de ultracapacitores de la más alta tensión que se pueda manejar. Debido a que los ultracapacitores tienen una enorme superficie molecular con la que logran sus altas capacidades, la distancia entre ánodo y cátodo es infinitesimal y por esto las tensiones internas que pueden manejar sin tener 31 problemas de aislación son pequeñas. Lo anterior se refleja en las reducidas tensiones nominales y máximas de cada elemento, que están entre los 2.3 V y 2.7 V respectivamente. Esta característica limita la capacidad de almacenaje de energía (1/2·C·V2) y las tensiones con que se puede trabajar. Prácticamente todos los modelos, incluso de distintas capacidades, tienen las mismas tensiones nominales y máximas, mencionadas anteriormente. La tensión nominal del paquete de baterías es de 312 V, y como se explicó anteriormente, debido a las características de la topología, nunca se podrá cargar el paquete de ultracapacitores a una tensión mayor que la de las baterías. Por lo tanto, no tiene objeto instalar un banco de ultracapacitores con una tensión nominal mayor que el voltaje de las baterías, porque parte de su capacidad de almacenar energía siempre permanecerá ociosa. Por otro lado, si la tensión máxima del paquete de ultracapacitores es despreciable o demasiado pequeña en relación a la de las baterías, se corre el riesgo de sobrecargar los primeros con su consiguiente destrucción. Entonces es deseable que la tensión máxima de los ultracapacitores sea similar a la tensión mínima de las baterías para tener la menor capacidad ociosa posible. Las tensiones en el paquete de baterías durante una descarga normal pueden alcanzar aproximadamente los 300 V; la tensión máxima de un ultracapacitor es aproximadamente 2.7 V (independiente de su capacidad) y su tensión nominal es de 2.3 V. Por lo tanto se calculó que con una cantidad de 132 condensadores se resguardan las tensiones máximas y no se mantiene capacidad ociosa, ya que con su tensión nominal 2.3 V es posible llegar a 303 V. En cuanto a la capacidad de los ultracapacitores, lo óptimo es adquirir condensadores de capacidad similar a la que se necesita utilizar debido al alto costo de éstos. Sin embargo la capacidad óptima es uno de los puntos a estudiar en este proyecto de investigación, por lo que no es un dato que se conozca con precisión. Por otro lado, se puede calcular teóricamente la cantidad de energía que se necesitaría para llevar al vehículo a un estado de velocidad crucero. Esta cantidad de energía podría considerarse como la máxima cantidad que deberían entregar los ultracapacitores en un período de potencia de punta por sobre la energía media que entrega la batería. Este valor se calcula como la energía cinética que lleva el vehículo a su velocidad crucero, expresado en la ecuación 2.9. 32 Ecinética[J ] = m2 1 ⋅ M [Kg ]⋅ V 2 2 2 s (2.9) Donde M es la masa del vehículo y V es su velocidad. Si la velocidad crucero del vehículo es de 60 Km/h y su masa de 1700 Kg, entonces el valor de la energía cinética a esta velocidad es de 236.111,1 J. Si se asume que la tensión nominal de los ultracapacitores (132 unidades en serie) es de 303 V, entonces la capacidad que debe tener el paquete para almacenar esa cantidad energía es de 5,14 F, y por lo tanto cada unidad debe tener 678 F. Sin embargo, ellos no se utilizan a su plena capacidad, ya que esto involucra descargar el paquete desde sus 303 V iniciales a cero. Lo recomendado por los fabricantes es descargarlos sólo hasta un tercio de su tensión nominal, ya que en estas condiciones se aprovecha un 89% de su capacidad y descargarlos más es ineficiente. Además hay que considerar que la velocidad del vehículo podría ser mayor, lo que implica una capacidad mayor en el banco de ultracapacitores. En el caso de la LUV, la velocidad máxima es de 120 km/h. Por las razones dadas anteriormente, se utilizó un banco de ultracapacitores que considerara las limitaciones mencionadas. El ultracapacitor seleccionado fue el modelo 2700F(S) de la compañía EPCOS (ver Anexo G). Este tiene una capacidad de 2700 F, una resistencia en serie equivalente (ESR) de 0,001 Ω y sus características de volumen y peso se ajustan a los requerimientos del vehículo. La capacidad total del paquete es de 20,45 F y es capaz de almacenar 938.747 J. Con esta capacidad se garantiza que se podrá almacenar la cantidad de energía que se necesita para acelerar al vehículo desde cero a su velocidad crucero y sobra capacidad para experimentar con distintas estrategias de manejo de energía. La figura 2.7 muestra la fotografía de una de las unidades que componen el paquete de 132 Ultracapacitores y sus medidas físicas. 33 Figura 2.7: Ultracapacitor 2700F(S) de Epcos. Su capacidad es de 2700 F, Voltaje nominal de 2.3 V, ESR = 0.001Ohm. 2.4. Selección del Semiconductor de Potencia (IGBT) Para implementar la topología de potencia propuesta en este capítulo, es necesario contar con un semiconductor de potencia que sea capaz de trabajar con tensiones de 400 V y con corrientes de más de 200 A. Además se deben considerar las posibles sobretensiones producidas durante las conmutaciones para agregar un margen de seguridad a los valores mencionados. Se seleccionó el IGBT modelo PM400DSA060 de POWEREX (ver Anexo E), el cual está diseñado para conducir una corriente de hasta 400 A y soportar una tensión de hasta 600 V entre colector y emisor. Es importante hacer notar que es necesario sobredimensionar la corriente debido a los valores de punta que ésta toma, que pueden llegar a varias veces la corriente media. Además este IGBT presenta otras ventajas como son el hecho de que su circuito de disparo requiere de solo 15 V y que cuenta con sistemas de protección contra sobretensiones, sobrecorrientes, corrientes de cortocircuito y sobretemperaturas. Este sistema de protección reacciona ante cualquiera de estos eventos apagando el aparato y enviando una señal de falla. Esta característica es muy útil en un equipo prototipo donde la ocurrencia de fallas es bastante probable, evitando así destrucción de equipos o accidentes. 34 La figura 2.8 muestra una fotografía del IGBT modelo PM400DSA060 de POWEREX, seleccionado para la aplicación. Figura 2.8: módulo de potencia INTELLIMOD PM400DSA060 de POWEREX. 2.5. Selección del Condensador C para el Circuito Buck Boost En la operación de semiconductores de potencia, como los IGBT que operan en corte y conducción, se producen situaciones durante las conmutaciones en las que la tensión instantánea en el semiconductor puede alcanzar valores muy altos si no se toman las precauciones necesarias. Esto se debe a la presencia de inductancias parásitas en partes del circuito de potencia. Estas inductancias parásitas se encuentran distribuidas en todos los conductores y es especialmente significativa en los conductores largos. En la figura 2.9 se muestra el mismo circuito de potencia de la figura 2.1, pero se le ha introducido un elemento que no forma parte del diseño y que sin embargo no es posible eliminar. Este elemento es la inductancia parásita distribuida, la que se divide en Lp1 y Lp2. En la realidad estas inductancias se encuentran 35 distribuidas en todo el circuito, pero para el análisis se consideran como elementos concentrados. Figura 2.9: Circuito de potencia incluyendo inductancias parásitas Lp1 y Lp2. La presencia de esta inductancia parásita provoca situaciones no deseadas para el semiconductor, principalmente sobretensiones. Una de las situaciones que revisten peligro para los semiconductores es la sobretensión que se aplica a los IGBT cuando éstos son apagados. Por ejemplo, si el IGBT T1 se encuentra en conducción y es apagado, la corriente que se encontraba circulando por éste y que está contenida en Ls encontrará su escape por D2; entonces, entre colector y emisor de T1, aparecerá una tensión igual a la tensión en el condensador C más la caída en D2 y la caída en Lp2, igual a Lp2*di/dt. Si Lp2 fuese cero, como en el caso ideal, entonces no habría problema, pero como esto no es así, esta tensión puede llegar a ser enorme debido a los altos valores de di/dt. Lo mismo ocurre sobre T2 cuando éste se encuentra conduciendo y se interrumpe su corriente al ser apagado por la señal de control. Otra situación que se produce en este tipo de circuito de potencia es la sobretensión por la recuperación de los diodos. A modo de ejemplo, supongamos que se encuentra conduciendo el diodo D2 durante una operación boost; cuando T1 se enciende como parte de la secuencia correspondiente a esta operación, la corriente contenida en Ls se redirige hacia T1, y D2 se apaga. Sin embargo, para apagar D2, debe circular por éste una corriente inversa de recuperación. Durante el apagado de 36 D2 su corriente disminuye hasta hacerse cero y luego se hace negativa hasta apagar el diodo, entonces vuelve a cero. La tensión inversa en el diodo es la tensión en C menos la tensión colector-emisor en T1, por lo que mientras el diodo no se apague la corriente inversa por éste puede llegar a ser bastante alta. Los diodos utilizados en este tipo de circuitos de potencia son de recuperación rápida, lo que significa que una vez que se empiezan a recuperar, su corriente inversa se interrumpe violentamente. Entonces el valor de di/dt de la corriente de recuperación es muy alto y por lo tanto durante el apagado de un diodo aparece una tensión elevada en Lp2, la que sumada a la tensión del condensador C se aplica sobre el diodo en cuestión y su IGBT correspondiente. Para minimizar estos problemas se toman tres medidas: se instala el condensador C lo más cerca posible del semiconductor para así minimizar el valor de Lp2; se disminuye lo más posible Lp2 con un diseño adecuado de los conductores entre C y el semiconductor (este diseño se encuentra en el acápite 2.5); también se introducen elementos externos, llamados mallas Snubber (la incorporación de estos elementos se discute en el acápite 2.6) para amortiguar las tensiones transitorias en Lp2. El propósito del condensador C en el circuito de potencia es proporcionar una fuente de baja impedancia lo más cerca posible del semiconductor, para así minimizar la inductancia parásita que hay entre los semiconductores y la fuente de energía, pues como ya se explicó, los altos valores de di/dt en la inductancia parásita distribuida producen tensiones transitorias de punta muy altas, las que aparecen sumadas a la tensión de C en los semiconductores. Para encontrar un valor adecuado del tamaño de C es necesario calcular qué tensión máxima será permitida en sus bornes y por lo tanto en bornes del semiconductor. Luego se necesita calcular el valor aproximado de la energía que contendrá la inductancia parásita Lp1, ya que ésta se traspasará al condensador C y hará subir su tensión al interrumpirse la corriente por el semiconductor. Para que no se superen los límites de tensión, la capacidad de C debe ser suficientemente grande para aceptar esta energía. 37 Como a la tensión que aparece en el IGBT será la suma de la tensión en C y la tensión transitoria en Lp2, se debe fijar un valor conservador de la tensión máxima en C. Considerando que la tensión máxima que soporta el INTELLIMOD es de 600 V, se fijó el valor de la tensión máxima en C en 350 V, para así dejar un holgado margen de 250 V al valor que pueda tomar la tensión en Lp2 durante la transición de apagado del semiconductor. La energía contenida en Lp1 se expresa en la fórmula 2.10. E= 1 ⋅ Lp1 ⋅ I 2 2 (2.10) Para calcular el cambio en la tensión de un condensador al inyectarle (extraerle) una cantidad determinada de energía se utiliza la fórmula 2.11. ∆E = ( 1 ⋅ C ⋅ V22 − V12 2 ) (2.11) En esta fórmula, ∆E representa la energía inyectada (extraída) al condensador, V1 es la tensión que existía en el condensador antes del cambio en la corriente y V 2 es la nueva tensión en C luego que se le inyecta (extrae) la energía ∆E . Si se asume que la tensión en C antes de la interrupción en la corriente era la tensión nominal en las baterías, es decir 312 V, se puede calcular la capacidad requerida de C para que al entregarle la máxima cantidad de energía que podría contener Lp1 en condiciones normales, su tensión quedaría igual a la máxima tensión (350 V). Esta capacidad se calcula en la formula 2.12. C= ∆E ⋅ 2 350 2 − 312 2 ( ) (2.12) Para calcular C se estimará el valor máximo que podría tomar ∆E según la corriente máxima de 200 A. La inductancia parásita Lp1 real se midió con un puente digital, arrojando un valor de 7,5 uH. Con estos valores se calcula que, bajo estas condiciones, ∆E sería igual a 0,15 J. Si introducimos este valor a la fórmula 2.12 queda que la capacidad de C es de 11,9 uF. 38 Aunque un condensador de este tamaño prevendría sobretensiones en el semiconductor bajo las condiciones más adversas, se considera necesario utilizar un condensador de mayor tamaño para que actúe como filtro (en conjunto con la inductancia parásita Lp1) atenuando el rizado de la corriente que se extrae de la batería, ya que éste es dañino para las baterías de plomo ácido. Para este condensador es deseable la mayor capacidad posible, pues así el filtrado es mejor. El único inconveniente de un condensador grande es la corriente de inrush al conectarlo a las baterías, pero el condensador se encuentra en paralelo con el inversor de potencia, el cual cuenta con un sistema de “encendido suave” que limita estas corrientes. Entonces las únicas restricciones para el tamaño del condensador son el espacio físico y la tensión máxima que debe soportar, que se fijó en 450 V. Se adquirió un condensador marca NIPPON CHEMI-CON de 3300 uF que soporta 450 V. La figura 2.10 muestra una fotografía del condensador utilizado. Figura 2.10: Condensador marca NIPPON CHEMI-CON de 3300 uF y 450 V. 39 Se hicieron simulaciones con la herramienta computacional Psim para corrientes de 200 A obteniendo rizado de menos de 4 A en las baterías al utilizar un condensador de 3300 uF, lo que se consideró aceptable. 2.6. Diseño de los Conductores en el Circuito de Potencia La energía que produce los transitorios de tensión en los circuitos de potencia que utilizan IGBT es proporcional a ½·Lp2·I2, por lo que mientras mayor es la corriente que circula por el circuito mucho menor debe ser la inductancia parásita si se quiere minimizar el efecto de estos transitorios en la tensión aplicada al IGBT. Como ya se explicó en el capítulo 2.4, la inductancia Lp2 depende de lo cerca que esté el condensador C del semiconductor y del diseño del conductor (específicamente del largo del conductor). Para minimizar esta inductancia se deben diseñar conductores lo más cortos posibles tal que se ajusten a la distribución de los componentes en la caja que los contiene y de una sección apropiada para minimizar las pérdidas. Una forma de minimizar la inductancia de un conductor es fabricarlo a base de láminas de cobre, con lo que se distribuye espacialmente la corriente haciendo más largo el camino electromagnético por el aire y por lo tanto aumentando la reluctancia del núcleo parásito [Rote99]. También se debe considerar el efecto pelicular por la alta frecuencia de conmutación [Saez98] al definir el espesor de la lámina a utilizar. Al circular una corriente alterna con frecuencia de 12 kHz por un conductor, la penetración de la corriente es de 0.6 mm, entonces para que la sección de una lámina conductora se utilice efectivamente a esta frecuencia su espesor debe ser igual o menor a 1.2 mm. Si es así se puede calcular la conductividad del material del conductor multiplicando su sección por el factor de conductividad y dividiendo por la longitud de éste. En este caso se seleccionó una lámina de cobre de 0.75 mm de espesor y se definió un ancho de 2.5 cm promedio para el conductor. Además se estimó que el largo total de éste sería de unos 20 cm. Para estos valores se calculó una resistencia 40 total de 0.192 mΩ (la resistividad del cobre es aproximadamente 0.018 Ωmm 2 m [Chap74]), la que significaría pérdidas de 7.68 W al conducir 200 A RMS. Lo anterior significa que a su máxima potencia, las pérdidas en este tramo de los conductores serán equivalentes a un 0.012% de la potencia total. Esto se puede considerar como despreciable, y por lo tanto las dimensiones del conductor son apropiadas en cuanto a las pérdidas por resistencia. En la Figura 2.11 se pueden apreciar las conexiones entre los distintos componentes del convertidor Buck-Boost hechas con conductores de cobre laminado. Conductores Figura 2.11: Conductores instalados en el convertidor Buck-Bosst. 2.7. Configuración de las Mallas de Protección del IGBT (Mallas Snubber) Como ya se mencionó, la inductancia parásita Lp2 de la figura 2.9 se minimizó por medio de un diseño adecuado con conductores laminados. Sin embargo esta inductancia es imposible de eliminar por completo, por lo que se insertan elementos externos llamados mallas Snubber. Estas mallas siempre incluyen condensadores para recibir la energía contenida en Lp2 al cortar la corriente por el semiconductor. 41 En la figura 2.12 se presentan cuatro tipos de mallas Snubber, que son elementos que se instalan directamente sobre los semiconductores. Por lo general las mallas Snubber están compuestas por una combinación de condensadores, diodos y resistencias, cuya configuración depende del tipo de aplicación y niveles de potencia que se manejen. a) b) c) d) Figura 2.12: distintas configuraciones de mallas Snubber. El tipo de malla a) indicado en la figura 2.12 puede ser efectivo en aplicaciones de baja potencia y es muy conveniente por su bajo costo, ya que solo consiste en un condensador de baja inductancia. Sin embargo, a medida que la potencia del circuito aumenta, es posible que este condensador oscile con la inductancia parásita Lp2. Por esto el Snubber tipo b) incorpora un diodo de recuperación rápida para bloquear las oscilaciones y una resistencia para amortiguarlas. En este caso la constante de tiempo debe ser aproximadamente un tercio del período de conmutación del semiconductor. En aplicaciones con IGBT’s grandes, operando a altas potencias, la inductancia parásita del Snubber tipo b) puede ser demasiado grande para controlar efectivamente los transitorios de tensión. Para estas aplicaciones de grandes corrientes se puede utilizar el Snubber tipo c). Esta configuración es prácticamente igual al tipo b), pero su ventaja es que al estar conectado directamente al emisor y colector de cada IGBT su inductancia parásita es 42 menor. El Snubber tipo d) se utiliza para controlar transientes de tensión, oscilaciones parásitas y ruido causado por el valor de dv/dt. Lamentablemente las pérdidas de esta configuración Snubber no son despreciables, por lo que no es adecuado para aplicaciones con alta frecuencia de conmutación [Powe94]. La tabla 2.1 indica las sugerencias del fabricante del IGBT usado (POWEREX) en cuanto al tipo de Snubber a utilizar y los valores de sus componentes según el tipo de IGBT y su aplicación. Esta tabla considera que la tensión admitida por el semiconductor es de 100 V por sobre la tensión del bus DC. Tabla 2.1: Configuración y valores sugeridos para los Snubber. Valores de Diseño Sugeridos Tipo de Módulo Inductancia Parásita del Bus Tipo de Snubber Inductancia del Snubber Capacidad del Snubber Módulo Dual 50 A-200 A <100 nH A 20 nH 0.47-2.0 uF Módulo Dual 300 A-600 A <50 nH B 20 nH 3.0-6.0 uF En el caso de esta aplicación se utiliza un módulo IGBT Dual modelo PM400DSA060, el cual soporta hasta 600 V entre colector y emisor. Como en este diseño se trabaja con tensión en el bus de entre 300 V y 400 V, una sobretensión de 100 V está dentro los límites nominales del semiconductor. Por lo tanto los valores sugeridos en esta tabla se aplican. Como es difícil predecir la inductancia parásita de un diseño previo a su fabricación y prueba, ésta no era conocida de antemano. Por lo tanto, para utilizar los valores de referencia de la tabla 2.1, se supuso que una vez fabricados los conductores, esta inductancia estaría dentro del rango indicado en la tabla. Para que esto fuese efectivo, en el proceso de diseño de los conductores (descrito en el acápite 2.5) se tomó como primera prioridad minimizar esta inductancia, por métodos que son descritos en el capítulo correspondiente. 43 En el caso de esta aplicación, las corrientes en los ultracapacitores pueden llegar a 200 A, por lo que se deberían seguir las recomendaciones para el primer caso expuesto en la tabla, es decir, instalar un Snubber tipo A cuyo condensador sea de entre 0.47 y 2 uF. Sin embargo, como las tensiones son de más de 300 V, el fabricante recomienda utilizar este Snubber en combinación con uno tipo B. Finalmente se instaló una combinación de estos dos tipos. Los valores utilizados se muestran en la figura 2.13. Snubber tipo B Snubber tipo A Figura 2.13: Snubber instalado en el circuito de potencia. De la combinación anterior, el fabricante del IGBT recomienda que el Snubber tipo B tenga una constante de tiempo RC cercana a un tercio del período ( τ ) de conmutación (en este caso τ = 1/12.000 s). El Snubber tipo B que se utilizó tiene una constante de tiempo RC = 16·10-6 s, la que se encuentra cercana al valor de τ / 3 = 27·10-6 s. 44 La figura 2.14 muestra una fotografía de los elementos de la malla Snubber instalada (ver Anexo F). Snubber tipo A Snubber tipo B Figura 2.14: Condensador y conjunto Condensador-Diodo con resistencia para mallas Snubber tipo A y B. 2.8. Diseño de la Inductancia Ls del Circuito Buck-Boost El propósito de la inductancia Ls es almacenar temporalmente energía en forma de corriente para lograr la transferencia de ésta en ambos sentidos. Este proceso se explicó en la descripción del circuito Buck-Boost en 2.2.1 y 2.2.2. Como se mostró en el comienzo de este capítulo, la corriente resultante por los ultracapacitores tiene una forma de corriente continua con rizado. El rizado máximo depende de la tensión de las baterías, la frecuencia de conmutación y el valor de Ls (ecuación 2.2). Se busca minimizar el rizado de la corriente pues éste causa problemas de ruido audible, pérdidas por calentamiento, vibraciones mecánicas y ruido electromagnético que puede provocar fallas en los sistemas de control (principalmente en las etapas análogas). Para minimizar el rizado se puede utilizar una frecuencia de conmutación alta, una inductancia Ls grande o ambas. Aunque la frecuencia máxima de operación de los IGBT utilizados es de 20 kHz, en 45 este caso se decidió utilizar una frecuencia de conmutación de 12 kHz, pues por cada conmutación se pierde una cierta cantidad de energía [Powe94], y al aumentar la frecuencia, aumentan las pérdidas por este concepto. Se consideró un valor de 12kHz una frecuencia lo suficientemente alta para no tener que utilizar una inductancia muy grande y sin aumentar mucho las pérdidas. Se tomó como valor arbitrario de rizado máximo 5 A equivalente a un 2.5% de la corriente máxima. Según la ecuación 2.2, para tener un rizado máximo de 5 A a una frecuencia de conmutación 12 kHz y con 312 V de tensión en las baterías, se necesita una inductancia de 1.3 mH, la que debe ser capaz de conducir 200 A con pocas pérdidas y baja emisión de ruidos. Además se debe tratar de minimizar el peso y volumen del elemento. Las principales variables de decisión en este caso son: material del conductor, forma del conductor, número de vueltas, material del núcleo y área del núcleo. Luego de analizar varias alternativas se decidió utilizar núcleo de aire (para evitar la saturación y disminuir peso), y como conductor se utilizó una lámina de aluminio de 0.5 mm de espesor y 12 cm de ancho. La resistividad del cobre es 0.667 veces la del aluminio, pero la densidad del cobre es 3.32 veces la del aluminio [Chap74]. Entonces, el peso de una lámina de cobre es 2.213 veces el peso de la lámina de aluminio para una misma resistencia por unidad de longitud. Por esta razón se utilizó conductor de aluminio. La resistividad de un material que conduce corrientes a altas frecuencias cambia con la distancia a la superficie (es el denominado efecto pelicular) [Saez98]. La profundidad de penetración es una medida que indica a qué distancia de la superficie se mantiene la resistividad natural del material a una frecuencia dada. A 12 kHz la profundidad de penetración es aproximadamente de 0.6 mm [Saez98]. Por lo tanto la lámina utilizada en este caso es suficientemente delgada para que no se presenten cambios en la resistividad debido a la frecuencia en ninguna zona de su sección. 46 En la figura 2.15 se muestra el diseño de la inductancia, la que consta de dos enrollados con circulación de corriente en el mismo sentido. Los enrollados están unidos en la parte exterior y los contactos externos están en la base de los enrollados. Cada rollo tiene 130 vueltas y el núcleo, conformado por un tubo hueco de fibra de vidrio, tiene un diámetro de 7 cm y su largo es de 26 cm. Figura 2.15: Diseño de Bobina L para circuito de potencia. Al enrollar la lámina de aluminio sobre la base de fibra de vidrio, se intercaló entre las vueltas un film aislante marca DuPont, tipo NOMEX (ver Anexo I), de uso industrial en la fabricación de transformadores. Finalmente, para evitar vibraciones producidas por las fuerzas electromagnéticas que se inducen entre las espiras, la inductancia completa fue bañada en una resina aislante marca Royal Diamond, tipo Royalac 158/4 (ver Anexo H). De las ecuaciones 2.13 y 2.14 [Hall88], donde N es el número total de vueltas, R es la reluctancia del núcleo, l es el largo y A la sección del núcleo, se desprende que el valor teórico de la inductancia es de 1.26 mH. R= l µ0 ⋅ A (2.13) 47 L= N2 R (2.14) El valor real de la inductancia obtenido con un puente de medidas digital fue de 1.3 mH, muy cercano al valor teórico de 1.26 mH. La figura 2.16 muestra una fotografía de la bobina terminada, la que fue montada en una base de madera con estructura de aluminio y tubo de PVC. Finalmente se incorporó una cubierta aislante de PVC. Figura 2.16: Bobina Ls terminada. 48 III. DISEÑO TÉRMICO 3.1. Introducción Durante la operación de semiconductores de potencia siempre se producen pérdidas en la conmutación y conducción. Estas pérdidas se materializan como calor eliminado desde las junturas del semiconductor hacia el ambiente. Si el calor no encuentra una ruta expedita para transitar hacia el ambiente, la temperatura del semiconductor se elevará, pudiendo incluso destruirse por este motivo. El IGBT utilizado en este caso, un INTELLIMOD PM400DSA060 de POWEREX, cuenta con un sistema de seguridad que interrumpe automáticamente la operación cuando se sobrepasa un límite de seguridad establecido para la temperatura del semiconductor. Sin embargo este sistema de protección solo se debe considerar como una medida de seguridad de respaldo. Por ello se hace necesario calcular la potencia disipada por el dispositivo y diseñar un disipador de calor capaz de extraer esta potencia, manteniendo la temperatura del semiconductor dentro de los límites establecidos por el fabricante. 3.2. Cálculo de Temperaturas Para evitar la destrucción del semiconductor es imprescindible que nunca se sobrepase la temperatura de juntura máxima especificada por el fabricante (150 ºC). Sin embargo, la protección de sobretemperatura incorporada en el aparato se activa cuando la temperatura de juntura sobrepasa los 110 ºC. Por lo tanto, para asegurar un funcionamiento correcto y sin interrupciones se debe resguardar que, bajo condiciones normales de operación, la temperatura de juntura nunca llegue a 110 ºC. El modelo de temperaturas se confecciona con las resistencias térmicas especificadas por el fabricante, la resistencia térmica del disipador y la temperatura ambiente. Para el aparato en cuestión se confeccionó el modelo que se muestra en la figura 3.1. 49 INTELLIMOD PM400DSA060 PQ TjQ Rth(j-c)Q Tc Rth(c-f) Tf Rth(f-amb) Tamb PF TjF Rth(j-c)F Figura 3.1: Modelo térmico para el INTELLIMOD PM400DSA060. En el modelo PQ y PF representan las potencias de pérdida del IGBT y diodo respectivamente. Rth(j-c)Q representa la resistencia térmica entre la juntura del IGBT y la carcasa del aparato. Rth(j-c)F representa la resistencia térmica entre la juntura del diodo y la carcasa del aparato. Rth(c-f) representa la resistencia térmica entre la carcasa del aparato y el disipador de calor. TjQ y TjF representan las temperaturas de la juntura del IGBT y del diodo respectivamente. Tc es la temperatura de la carcasa, Tf es la temperatura del disipador y Tamb es la temperatura ambiente. Las temperaturas de la carcasa y de las junturas del IGBT y del diodo se calculan en función de las resistencias térmicas y las potencias de pérdidas. Estas temperaturas se calculan en forma simbólica en las ecuaciones 3.1, 3.2 y 3.3. Tc = Tamb + (Rth ( c− f ) + Rth ( f −amb ) )⋅ (PQ + PF ) (3.1) T jQ = Tamb + (Rth ( c − f ) + Rth ( f −amb ) )⋅ (PQ + PF ) + Rth ( j −c )Q ⋅ PQ (3.2) T j F = Tamb + (Rth ( c − f ) + Rth ( f −amb ) )⋅ (PQ + PF ) + Rth ( j −c )F ⋅ PF (3.3) 50 Del porcentaje de pérdidas calculado en el Anexo B y, asumiendo una potencia media en el convertidor de 12 kW (esto es suponiendo una operación intensiva, con pulsos de 36 kW de 20 segundos de duración por cada minuto de funcionamiento), se desprende una potencia media de pérdidas de 240 W, de los cuales 187.2 W provienen del IGBT en conmutación y 52.8 W del diodo opuesto o complementario. En la figura 3.2 se muestra un gráfico con los valores que debería tener la resistencia térmica del disipador para mantener las temperaturas en las junturas del diodo y del IGBT en 110 ºC y la temperatura de la caja del dispositivo en 100 ºC, en función de distintos valores de potencias a disipar. Estos valores fueron calculados utilizando las ecuaciones 3.1, 3.2 y 3.3; asumiendo una temperatura del ambiente de 60 ºC. Resistencia Térmica del disipador v/s potencia a disipar Resistencia del disipador [ºC/W] 0,300 0,250 0,200 Asegurar IGBT Tº en IGBTTº= en 110ºC 0,150 Tº en diodoTº= en 110ºC Asegurar diodo Tº en caja Tº = 100ºC Asegurar en caja 0,100 0,050 0,000 125 145 165 185 205 225 245 265 285 Potencia [W] Figura 3.2: Gráfico de resistencias térmicas del disipador para mantener temperaturas nominales. 51 Del gráfico anterior se puede ver que la resistencia del disipador de calor debe ser menor que 0.05 ºC/W, para poder mantener todas las temperaturas dentro de los niveles establecidos por el fabricante. 3.3. Diseño del Disipador Dentro de los objetivos de la construcción del convertidor Buck-Boost se encuentra el hacer el disipador lo más pequeño y eficiente posible. Como el vehículo eléctrico en cuestión cuenta con un circuito de agua, compuesto por una bomba y radiador, se decidió fabricar un disipador de calor por convección forzada con agua, utilizando el mismo circuito. El material empleado fue aluminio maquinado con ranuras y canales principales. En la figura 3.2 se muestra el diseño de disipador y en la figura 3.3 se muestra una foto de sus piezas terminadas. φ1/2” 20 mm 40 mm 10 mm 49 mm 20 mm 4 mm 3 mm 3 mm 3 mm 3 mm 41,25 mm 3 mm 3 mm 3 mm 3 mm 87 mm 110 mm 185 mm 3 mm 3 mm 3 mm 3 mm 3 mm 3 mm 3 mm 52 mm 24,5 mm 64 mm 180 mm Figura 3.2: Diseño del disipador de calor. 52 a) b) Figura 3.2: a) Fotografía de las piezas terminadas del disipador de calor; b) Fotografía del disipador ensamblado con IGBT sobre éste. El diseño se compone de dos piezas. La primera en forma de “tina”, con dos orificios para acoplar los conductos de agua (entrada y salida del fluido), donde se inserta la segunda pieza en forma de tapa, con ranuras para la disipación del calor mediante el contacto con el agua. El semiconductor se atornilla a la pieza que contiene las ranuras para lograr una transmisión del calor directa al fluido. 53 La ventaja que este tipo de disipador presenta es lo compacto de su tamaño. Su desventaja es que necesita un circuito de agua con intercambiador de calor, problema que en este caso se podía obviar pues se contaba con el sistema de enfriamiento por agua del motor de tracción. Esto permitió diseñar una distribución de componentes con menos restricciones, obteniendo un equipo de alta potencia en un espacio reducido. Lo anterior se puede apreciar en la fotografía de la figura 3.3, que muestra el equipo armado sin la tapa, donde se puede observar el pequeño espacio que ocupa el disipador. Disipador de calor Figura 3.3: Fotografía del equipo armado sin la tapa. La resistencia térmica teórica del disipador, calculada en el Anexo C, es de 0.01023 ºC/W. Este valor es mucho menor que la resistencia mínima de 0.05 ºC/W calculada anteriormente, lo que asegura el mantenimiento de la temperatura de los componentes dentro de los márgenes establecidos por el fabricante. 54 IV. TRANSDUCTORES 4.1. Introducción Para poder aplicar un sistema de control al convertidor Buck-Boost y manejar el flujo de energía según un algoritmo predefinido, es necesario adquirir un conjunto de señales. Entre estas se cuentan la corriente y tensión en el ultracapacitor, la tensión en las baterías, la velocidad del vehículo, el estado de carga de las baterías y la corriente del sistema de tracción. Algunas de estas señales están disponibles como salidas del microcomputador que controla el sistema de tracción. Sin embargo, las que tienen relación con los ultracapacitores deben ser sensadas por separado. Por esto se instaló un transductor de tensión y uno de corriente en los ultrapacitores. Además se incorporó un transductor de temperatura en el disipador de calor del convertidor para poder monitorear esta variable. 4.2. Transductor de Corriente (LEM) Para medir la corriente en los ultracapacitores (que están conectados en serie, por lo que su corriente es la misma para todos) se instaló un sensor de efecto hall marca LEM, modelo LT 100-S (ver Anexo J). Las especificaciones de este aparato se muestran en la tabla 4.1. Tabla 4.1: Características del Transductor de corriente. Característica Valor Unidad LT 100-S - Corriente nominal 100 A rms Rango de medidas + 200 A rms Razón de vueltas 1:1000 - +12 a +18 V Modelo Alimentación El sensor en cuestión funciona óptimamente con una alimentación de +15 V, para lo que se utilizó una fuente conmutada aislada marca Nemic Lambda, 55 modelo PM20-12D15. Esta fuente se alimenta de los 12 V provenientes de la alimentación general para los circuitos de control, y genera dos salidas : +15 Vdc y – 15 Vdc, con una corriente máxima de 670 mA por cada una. El consumo del sensor es de 28 mA más la corriente de medida (cuyo valor máximo es de 200 mA). Entonces, el consumo máximo de éste es de 228 mA. El sensor LEM tiene una relación de espiras 1:1000, por lo que la señal de salida de este transductor es una señal de corriente de magnitud 1000 veces menor que la corriente medida. Para utilizar esta señal en el control, es necesario transformarla a voltaje y adecuarla a los niveles de tensión que maneja el conversor Análogo/Digital del microprocesador. Este conversor adquiere señales de tensión entre 0 V y 5 V. En la figura 4.1 se muestra el circuito de alimentación del transductor o sensor, y la forma en que se manipula la señal para entregarla al microprocesador. 56 Icap LEM LT 100-S -15 OUT +15 +12 GND +15 GND -15 PM20-12D15 20 kΩ 20 kΩ 20 kΩ 10 kΩ LF 353 + 0.1 uF R medida 27 Ohm 10 kΩ 0.1 uF 10 kΩ - 20 kΩ 10 kΩ LF 353 10 kΩ + LF 353 + 5[V] 100 kΩ Figura 4.1: Circuito de alimentación y de manipulación de señal del transductor de corriente, Módulo LEM LT 100-S. En la figura anterior se puede apreciar una etapa de alimentación, un filtro pasabajos, un amplificador sumador para ajustar la ganancia y el corrimiento, y finalmente un amplificador inversor para entregar señales positivas al conversor A/D. La figura 4.2 muestra una fotografía del transductor mencionado, instalado en la caja del convertidor. 57 LT 100-S- Figura 4.2: Transductor de corriente LT 100-S instalado en el convertidor Buck-Boost. 4.3. Transductor de Tensión La carga en los ultracapacitores depende directamente de la tensión que hay en éstos. Para poder calcular esta carga se instaló en el paquete de ultracapacitores un transductor de tensión marca LEM, modelo LV 100 (ver Anexo K). Algunos datos de este instrumento se muestran en la tabla 4.2. Tabla 4.2: Características del Transductor de tensión. Característica Valor Unidad Modelo LV 100 - Corriente nominal 10 mA Rango de medidas + 20 mA Razón de vueltas 10000:2000 - Alimentación +15 V 58 Este transductor se alimenta con la misma fuente conmutada utilizada para alimentar el transductor de corriente. El circuito de alimentación y manipulación de la señal de salida de este transductor se muestra en la figura 4.3. - TLV 7441 + 100 kΩ - TLV 7441 + R medida 75 Ohm +12 GND -15 GND +15 PM20-12D15 -15 OUT +15 LEM LV 100 32 kOhm Tensión a medir Figura 4.3: Circuito de alimentación y manipulación de señal de salida del transductor de tensión LV 100. Como se puede ver en la figura 4.3, este transductor en realidad mide la corriente que pasa por una resistencia entre los bornes de la tensión a medir. En la figura se puede distinguir la etapa de alimentación, luego un amplificador seguidor de tensión, un divisor de tensión y un segundo amplificador seguidor de tensión. La señal resultante va al conversor A/D del microprocesador que efectúa el control. El consumo máximo de este transductor es de 10 mA más la corriente de medida. Si se asume 300 V como la tensión máxima en los ultracapacitores, la corriente de medida máxima será de 47 mA. Por lo tanto la máxima corriente consumida por el LV 100 será de 57 mA. 59 El transductor de corriente tiene un consumo máximo de 228 mA, por lo tanto la corriente total consumida por ambos transductores es de 285 mA. Este valor esta muy por debajo de la corriente máxima (670 mA) que la fuente conmutada puede entregar, sin embargo se decidió utilizar una fuente con esa potencia para tener la posibilidad de medir corrientes mucho mayores. La figura 4.4 muestra una fotografía del transductor de tensión, instalado en los bornes del paquete de ultracapacitores.. Bornes del paquete de Ultracapacitores LV 100 Figura 4.4: Transductor de tensión LV 100 instalado en el paquete de ultracapacitores. 4.4. Transductor de Temperatura El transductor de temperatura tiene como objetivo monitorear la temperatura del disipador de calor, para así tener una idea de la capacidad real de extracción de calor de éste. Además, conociendo las potencias de pérdidas aproximadas, las resistencias térmicas del INTELLIMOD y la temperatura del disipador, es posible tener una idea aproximada de la temperatura de juntura de los semiconductores. 60 Como transductor de medida se utilizó un termistor no lineal de resistencia nominal 2 kΩ. La resistencia de este elemento varía en forma inversa, no lineal (polinomio de 4º grado) con la temperatura. Para poder adquirir el valor de la resistencia se hace circular por ésta una corriente fija y se mide la tensión en uno de sus bornes. El cálculo para determinar la temperatura correspondiente se hace en un procesamiento posterior. La figura 4.5 muestra un esquema del circuito para obtener un valor aproximado de la resistencia del termistor. Termistor (2kOhm nominal) TLV 7441 + Al Conversor A/D + 5V Figura 4.5: Circuito del termistor para medir temperatura. 61 V. 5.1. SISTEMAS DE SEGURIDAD Y PROTECCIONES Introducción En el diseño del conversor DC-DC se han incluido algunos sistemas de seguridad debido a los altos niveles de potencia con los que se trabajará. Estos sistemas tienen por objeto prevenir situaciones de riesgo para los usuarios o el equipo. En el caso de los fusibles el objetivo es que, en funcionamiento fuera de rango, éstos se destruyan antes que otras partes valiosas del equipo o antes que se produzcan incendios o explosiones. 5.2. Fusibles Aunque el INTELLIMOD PM400DSA060 cuenta con protecciones para cortocircuito y sobrecorriente, el circuito de potencia ha sido dotado de dos fusibles rápidos, uno en cada lado del convertidor Buck-Boost. Su propósito es evitar destrucción de equipos, incendio o explosión frente a posibles cortocircuitos o sobrecargas que el INTELLIMOD no haya detenido. Los fusibles son del tipo rápido con filamento envuelto en arena para cortar el arco eléctrico. La figura 5.1 muestra un esquema con la ubicación de los fusibles en el circuito de potencia. 62 Figura 5.1: Circuito de potencia con Fusibles. 5.2.1. Fusible 1 El fusible del lado de las baterías está diseñado para una corriente nominal de 125 A. Fuera de este rango puede soportar corrientes de hasta 250 A durante 2 s. Si la corriente es mayor, el fusible soporta por tiempos cada vez menores. Esta característica se describe en la curva de corrientes y tiempos de corte del fusible, expuesta en el Anexo D. El filamento del fusible se encuentra inserto en un contenedor con arena de silicio, la cual se funde en caso de producirse un arco eléctrico. Esta misma arena fundida forma una barrera que corta el arco rápidamente. Por estas características estos fusibles reciben la denominación de ultra-rápidos. La figura 5.2 muestra el fusible 1 instalado dentro de la caja del convertidor Buck-Boost. También se puede apreciar el diodo que aparece en la figura 5.1 y un mecanismo de detección de fusible abierto, el que funciona con un microinterruptor, cuyas funciones se describen más adelante. 63 Diodo Micro-Interruptor Fusible 1 Figura 5.2: Fusible 1, ubicado dentro de la caja del convertidor DC-DC. 5.2.2. Fusible 2 Éste tiene las mismas características que el anterior, con la diferencia que está diseñado para una corriente nominal de 160 A. La curva que describe la relación entre las corrientes y el tiempo de corte se encuentra en el Anexo D. El Fusible 2 se encuentra en el circuito del paquete de los ultracapacitores, separando dos mitades de éste. En la figura 5.3 se puede ver la ubicación física de este fusible. 64 Fusible 2 Figura 5.3: Ubicación del Fusible 2. 5.3. Detector de Falla en Fusible y Diodo Analizando el circuito de potencia de la figura 5.1 se puede identificar una singularidad en éste, la cual se manifiesta cuando el Fusible 1 se queme dejando aislado el convertidor DC-DC de las baterías. En ese caso se puede producir una situación peligrosa si, al no detectar la anomalía, el convertidor sigue funcionando e intenta traspasar carga desde el ultracapacitor hacia las baterías. Esta situación sería peligrosa porque al conmutar el IGBT T1, el conversor podría seguir trabajando en el modo Boost, traspasando energía desde los ultracapacitores hacia el condensador C, lo que haría subir la tensión en éste hasta destruirlo o hasta destruir el INTELLIMOD por exceso de tensión en sus terminales. Para prevenir esta situación se instaló un detector de falla en el Fusible 1. Este detector, que se puede apreciar en la figura 5.2, consiste en un microinterruptor, el cual es accionado mecánicamente por un botón que salta del fusible cuando éste se quema. El micro-interruptor aplica una tensión equivalente a un 1 lógico en una de las entradas del microprocesador que maneja la operación del 65 convertidor DC-DC, desencadenando una interrupción de programa que detiene la operación del convertidor. También se instaló un diodo de alta corriente para prevenir la destrucción del condensador C en el caso que se trabe el botón del fusible o éste tarde en saltar. En ese caso la corriente proveniente del convertidor podría pasar a las baterías sin dañar el condensador C ni provocar explosiones, pero no se podría volver a traspasar energía hacia los ultracapacitores mientras no se cambie el fusible. El diodo aparece en las figuras 5.1 y 5.2 sobre el Fusible 1. Su corriente máxima es de 140 A. 5.4. Supervisión de Tensión de Control Durante el encendido y apagado del equipo, la tensión de alimentación del circuito de control del convertidor Buck-Boost pasa por estados transitorios de niveles inferiores al valor mínimo de funcionamiento. Cuando esto sucede el microprocesador encargado de controlar los IGBT entra en estado de “Reset”, lo que implica pérdida de control de las salidas, cuyos niveles de tensión se fijan en el máximo disponible durante este estado. Esto implica que las salidas encargadas de conmutar los IGBT se encienden simultáneamente, lo que forzaría un cortocircuito. Para evitar corto circuitos en estas situaciones, se ha incluido un circuito de supervisión de tensión basado en el componente de Texas Instruments TL7705B (ver Anexo N), el cual controla un buffer interpuesto entre las salidas del microprocesador y las entradas al INTELLIMOD. Este componente está especialmente diseñado para la supervisión de niveles de tensión e incorpora un temporizador además del comparador con la tensión umbral. Su funcionamiento consiste básicamente en mantener un cero lógico en su salida mientras la tensión de alimentación de los circuitos se encuentre bajo el umbral. Una vez que esta tensión entra a la zona normal, se activa el temporizador que mantiene en cero lógico la salida por un período predeterminado, luego de lo cual la salida pasa al uno lógico. 66 La salida del TL7705B habilita o deshabilita al buffer interpuesto entre el microprocesador y las compuertas del INTELLIMOD. La figura 5.4 muestra un esquema el circuito supervisor de tensión antes descrito. Interruptor manual + 5V TL7705B T1 T1 T2 T2 Del Microprocesador A los IGBT Figura 5.4: Circuito supervisor de voltaje. El circuito además está dotado de un interruptor manual para poder desconectar las compuertas de los IGBT, lo que permite hacer pruebas de programa con el circuito de potencia deshabilitado. 67 VI. DISEÑO DE LA CAJA PROTECTORA Y DISTRIBUCIÓN DE COMPONENTES 6.1. Introducción En el presente capítulo se mostrará la distribución de los componentes de control y de potencia en el interior del compartimiento original del motor de la camioneta LUV, y la instalación de las cajas protectoras que los contienen. 6.2. Distribución de Componentes La distribución de los componentes se realizó pensando en un uso óptimo del espacio, resguardando las distancias necesarias para los componentes de potencia. El reducido espacio que ocupa el disipador de calor permitió disminuir el volumen total del equipo. En la figura 6.1 se puede apreciar un esquema de la distribución elegida de los componentes, la que luego se concretó en la construcción de la caja protectora que contiene al equipo. Caja para los circuitos de control y microprocesador Snnuber INTELLIMOD Conectores de potencia Hacia el banco de ultracapacitores Condensador LEM de corriente Fusible F1 Terminal positivo desde la batería Disipador de calor Conductos de Agua Terminal negativo desde la batería Figura 6.1: Esquema de la distribución deseada de los componentes. 68 La Figura 6.2 muestra un fotomontaje de la ubicación deseada del equipo y sus conexiones. El uso de esta herramienta gráfica permitió resolver la ubicación de conectores sin tener que construir piezas de prueba. Figura 6.2: Ubicación deseada del equipo en compartimento delantero del vehículo. 6.3. Caja Protectora La caja protectora se fabricó con una base de aluminio de 4 mm de espesor, un perfil de aluminio para el borde y una tapa hecha de aluminio laminado de 0.6 mm de espesor. La caja que contiene los circuitos de control y el microprocesador se obtuvo de un circuito de control anterior, y está hecha especialmente para contener circuitos impresos con protección electromagnética (Jaula de Faraday). 69 La figura 6.3 muestra una fotografía del equipo con sus componentes ensamblados según la distribución predefinida. Para el soporte de la caja de los circuitos de control se agregó una estructura de perfiles de aluminio. Figura 6.3: Componentes ensamblados en la caja protectora. Finalmente se instaló el equipo en el interior del compartimento delantero de la camioneta Chevrolet LUV, sobre el inversor de potencia. La caja del equipo fue asegurada a la estructura del chasis en su parte posterior. Se conectaron las mangueras de circulación de líquido enfriador y se conectaron los cables del circuito de potencia con sus respectivas aislaciones. En la figura 6.4 se muestra una fotografía de las conexiones del circuito de agua y los cables de potencia. En la figura 6.5 se muestra el Equipo completo instalado con su tapa protectora. 70 Figura 6.4: Conexiones del circuito de agua y de los cables de potencia. Figura 6.5: Convertidor Buck-Boost instalado en el vehículo. 71 VII. RESULTADOS EXPREIMENTALES El equipo ya ha sido probado en su funcionamiento elemental de transferencia de potencia con corrientes de hasta 200 A en ambos sentidos. El sistema de control y manejo de energía aún se encuentra en etapa de desarrollo, por lo que todavía no se pueden sacar conclusiones sobre la eficiencia total del equipo. La figura 7.1 muestra la forma de onda del rizado de la corriente por los ultracapacitores operando como Buck y Boost, con un índice de modulación igual a 0.5 en ambos casos (donde se logra la mayor amplitud del rizado). Se puede apreciar que el valor punta-punta del rizado es de aproximadamente 4.3 A, lo que supera las expectativas planteadas en el capítulo 2.7. Escala: 1 A/div Escala: 100 us/div Figura 7.1: Forma de onda del rizado de la corriente por los ultrapacacitores para operación Buck y Boost. La figura 7.2 muestra la respuesta al escalón de uno de los esquemas de control que actualmente están siendo probados en el equipo. En esta prueba se 72 alcanzó una corriente de régimen de 200 A para la operación Boost y –200 A para la operación Buck. Boost: 200 Adc VBAT=330 Vdc VC=80 Vdc 50 A/div 50 ms/div Buck: -200 Adc VBAT=330 Vdc VC=80 Vdc 50 A/div 50 ms/div Figura 7.2: Respuesta al escalón de un esquema de control bajo prueba. Una prueba importante es el cálculo empírico del valor de la resistencia serie equivalente (Equivalent Series Resistance ó ESR). Esta se realiza aplicando una corriente de valor constante durante un período de tiempo al paquete de ultracapacitores, luego se mide gráficamente la desviación de la tensión en el paquete de ultracapacitores durante la prueba con respecto a una curva de descarga de condensador ideal (esta curva sería una rampa perfecta con inclinación igual a I/C), con este valor se calcula el valor de esta resistencia por simple ley de Ohm. . Una prueba con corriente continua permite determinar el valor de la ESR para esa condición solamente, ya que el valor de esta resistencia varía con la frecuencia. Sin embargo, debido a la naturaleza de la aplicación, el equipo operará con variaciones relativamente lentas en la corriente; por esto, el valor determinado en esta prueba se considerará válido para el rango de operación del equipo en esta aplicación específica. 73 La figura 7.3 muestra un gráfico de la tensión en el paquete de ultracapacitores para una prueba de corriente continua de 200 A en ambos sentidos. VCOND [V] VCOND [V] CARGA 200 DESCARGA 200 27 V 150 I=-200 Adc 150 27 V 100 100 I=200 Adc 50 50 t [s] t [s] 0 1 3 5 7 9 11 13 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 Figura 7.3: Tensión en ultracapacitores durante pruebas de corriente continua para determinar el valor de la resistencia serie equivalente (ESR). En la figura anterior se puede apreciar que la variación en la tensión es de aproximadamente 27 V, lo que se comprobó mas exactamente promediando los valores capturados de esta desviación durante la prueba. Con este valor de la desviación se puede calcular una resistencia serie total de 27V/200A = 0.135Ω. Como son 132 ultracapacitores en serie se obtiene una resistencia serie aproximada de 1,023 mΩ para cada uno, muy cercana al valor entregado por el fabricante de 1 mΩ. 74 VIII. CONCLUSIONES Se diseñó y construyó un conversor de potencia, basado en un convertidor DC-DC bidireccional del tipo Buck-Boost. Su aplicación está orientada al uso de un sistema de ultracapacitores para el frenado regenerativo en un vehículo eléctrico. Este conversor DC-DC debe permitir mover los flujos de energía desde las baterías y el sistema de tracción, hacia los ultracapacitores y viceversa. El diseño de este conversor permitió construir un equipo de potencia compacto y robusto. Este equipo pudo implementarse en forma compacta gracias al uso de enfriamiento por agua, utilizando un disipador de calor diseñado especialmente, el cual presenta una resistencia térmica teórica menor que 0.02 ºC/W, superando todas las expectativas. Dentro del sistema de protecciones del equipo, éste cuenta con mallas Snubber para evitar condiciones de sobretensión en el semiconductor, sensores para medir señales específicas del convertidor (cuyas mediciones serán utilizadas por el sistema de control a implementar en el futuro) y sistemas redundantes de seguridad para evitar situaciones de riesgo o destrucción de elementos bajo cualquier condición de operación. Además del conversor, se diseñó y construyó una bobina de alisamiento (Ls) de 1.3 mH capaz de conducir más de 200 A sin saturarse y con bajas pérdidas. Los resultados de las pruebas fueron satisfactorios en todo sentido. Se obtuvo un rizado máximo en la corriente de menos de 5 A, lo que se logró gracias al diseño adecuado de la inductancia Ls. En la prueba de respuesta al escalón en corriente se obtuvo un resultado satisfactorio con control PI, logrando estabilizar la corriente en menos de 100 ms. Finalmente se determinó experimentalmente el valor de la resistencia serie equivalente, el que resultó muy cercano al valor de 1 mΩ entregado por el fabricante. Se puede concluir que se lograron todos los objetivos planteados para el desarrollo de este equipo, en cuanto a tamaño, potencia y seguridad de operación. Por otro lado, los resultados experimentales obtenidos muestran un excelente comportamiento en todo el rango de operación. 75 Parte del desarrollo de este equipo, que no se consideró dentro del alcance de esta memoria, queda propuesto como trabajo a realizar en el futuro. En esta categoría se incluye el desarrollo de los algoritmos de control de flujos de potencia y manejo de energía en el vehículo eléctrico. También queda propuesto el estudio del beneficio técnico-económico que implica el uso de estas tecnologías en vehículos eléctricos o híbridos. 76 BIBLIOGRAFIA [Kirs96] Kirsch D. (1996) The Electric Car and the Burden of History: Studies in Automotive Systems Rivalry in the United States, 1890 - 1996 (Ph.D. diss., Stanford University, 1996), UMI 97-14137. [Amer88] American Petroleum Institute (API) (1988), Alcohols and Ethers, Publication No. 4261, 2nd ed. (Washington, DC, July 1988), Table B-1. [Ddti02] http://www.ddti.com/indexcomp.htm [Chap74] Chapman, A. (1974) Heat Tansfer, Third Edition. Macmillan Publishing Co. Inc. Páginas 72-76, 334-336. [Rote99] Rotella, M. (1999) Diseño Asistido por Computador Para la Construcción de un Inversor Compacto de Alta Potencia. 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En la ecuación A.1 se define el índice de modulación ( δ ) como el porcentaje de tiempo que está en conducción el IGBT que está conmutando. δ= t0 T (A.1) Donde t0 es el tiempo que permanece encendido el IGBT y T es el período de conmutación. Si conmuta el IGBT (operación Buck), T2 la tensión Vs es la que se expresa en la ecuación A.2. 81 Vs = t0 ⋅ Vdc = δ ⋅ Vdc T (A.2) La figura A.2 muestra un gráfico de la corriente por Ls con su rizado, este gráfico servirá para analizar ecuaciones que describen el comportamiento de la corriente. di b dt di b dt (+ ) t0 (−) ∆ib T-t0 T Figura A.2: Rizado de la corriente por Ls. La pendiente positiva de la corriente se produce cuando el IGBT T2 se encuentra en conducción. Esta pendiente depende de las tensiones en las fuentes V2 y Vdc, del valor de R2 y de la inductancia Ls. La pendiente negativa depende de la tensión en V2 y del valor de R2 y Ls. En las ecuaciones A.3 y A.4 se expresan las relaciones entre estos valores. di b dt (+) di b dt (−) = Vdc − V 2 ∆i b = t0 Ls =− ∆i b V2 =− Ls T − t0 (R 2 ≈ 0 , R int ≈ 0) (R 2 ≈ 0 ) (A.3) (A.4) 82 Combinando las ecuaciones A.1, A.3 y A.4 se obtiene una expresión para el rizado de la corriente ( ∆i b ), esta expresión se muestra en la ecuación A.5. ∆i b = Vdc ⋅ δ ⋅ (1 − δ ) Ls ⋅ f 1 f = T (A.5) Es importante hacer notar que para que esto se cumpla, la corriente Ib se debe encontrar en régimen estable en torno a un valor medio, y para que esto ocurra la tensión en Vs debe ser mayor que V2. Entonces, utilizando la relación de tensiones expresada en A.2, la relación entre Vdc y V2 debe ser la que se muestra en la expresión A.6. V 2 < δ ⋅ Vdc (A.6) Si la ecuación A.5 se deriva con respecto a δ y se iguala a cero, se puede encontrar el valor de δ para el cual el rizado de la corriente ( ∆i b ) es máximo. Este valor es de 0,5. Si se reemplaza este valor en la ecuación A.5 se encuentra el valor de rizado máximo para la corriente Ib. Este valor se expresa en la ecuación A.7. ∆i b max = Vdc 4 ⋅ f ⋅ Ls (A.7) Luego, volviendo a aplicar la relación de tensiones expresada en A.6, se deduce que para la condición de rizado máximo se debe cumplir lo expresado en A.8. V 2 < 0,5 ⋅ Vdc (A.8) 83 ANEXO B CÁLCULO DE LA ENERGÍA DISIPADA EN CALOR 84 ANEXO B: CÁLCULO DE LA ENERGÍA DISIPADA EN CALOR Las pérdidas en los semiconductores se pueden separar en pérdidas por conmutación y pérdidas por conducción. Ambos valores se calculan a continuación en forma separada. a) Pérdidas por Conmutación Durante la conmutación (encendido y apagado de un IGBT) las corrientes y tensiones no varían instantáneamente, por lo tanto existe un período de transición en que el producto V·I no es cero. La potencia de pérdida instantánea de encendido y apagado se puede calcular obteniendo las formas de onda de la tensión y corriente durante estas operaciones, luego se multiplican los valores punto a punto. La energía perdida por conmutación se obtiene integrando las curvas de potencia de pérdida. Sin embargo el fabricante entrega una estimación de las pérdidas por conmutación en su hoja de datos [Powe94]. Al multiplicar esta energía por la frecuencia de conmutación y se obtiene la potencia de pérdidas por este concepto. En la ecuación B.1 se muestra como queda el cálculo, donde las unidades resultantes son Watts. P _ conmut = (E on + E off )[ j / ciclo] ⋅ 12000[ciclos / seg ] (B.1) b) Pérdidas por Conducción Las pérdidas por conducción se componen de la suma de las pérdidas en el IGBT y el diodo antiparalelo. Las pérdidas instantáneas en el IGBT se obtienen multiplicando la corriente instantánea de colector por la tensión Colector-Emisor. Esta tensión se obtiene de la hoja de datos del fabricante (ver Anexo E) y depende de la corriente de colector. Las pérdidas instantáneas en el diodo se calculan multiplicando la caída de tensión en conducción por la corriente instantánea. La caída de tensión del diodo depende de la corriente que pasa por éste y también se encuentra en la hoja de datos. Dada la configuración del convertidor Buck-Boost, la corriente instantánea máxima 85 por el diodo es igual a la corriente instantánea máxima por el colector del IGBT opuesto. A diferencia de los convertidores de corriente alterna trifásica, en el convertidor Buck-Boost el IGBT que conmuta siempre conduce mientras está encendido. Además, dadas las características de la carga inductiva y los caminos posibles para la corriente, cada vez que un IGBT se apaga, entra en conducción el diodo opuesto con un valor de corriente de punta igual a la corriente de punta de colector de ese IGBT. Por lo tanto, para calcular las potencias medias disipadas por conducción en el IGBT y en el diodo, sólo se debe multiplicar las potencias instantáneas por el factor de servicio y por 1 menos este factor respectivamente. Entonces la potencia máxima total disipada por conducción en un IGBT y en el diodo opuesto es la que se deduce de las ecuaciones 3.2 y 3.3, donde δ es el factor de servicio del IGBT que se encuentra conmutando, mientras las potencias en el IGBT y el diodo restantes serán cero. P _ conduφ _ IGBT = VCE [V ]⋅ I C [ A]⋅ δ (B.2) P _ conduφ _ diodo = VFD [V ]⋅ I C [ A]⋅ (1 − δ ) (B.3) La potencia de pérdida máxima total en un IGBT es su potencia de pérdida por conmutación más su potencia de pérdida por conducción, deducidos en las ecuaciones B.1 y B.2. La potencia de perdida máxima total en el diodo es solo la potencia de perdida por conducción ya calculada en la ecuación B.3. En la tabla B.1 se muestra el cálculo de las pérdidas en los semiconductores para distintas corrientes de colector. Como el porcentaje de pérdidas se calcula con respecto a la potencia total entregada y esta depende de la tensión en el paquete de ultracapacitores, se asumirá una tensión media arbitraria de 180 V (con lo que se asume δ =0.58). 86 Tabla B.1: Cálculo de las pérdidas en los semiconductores. IC Potencia [W ] P _ perdidas _ IGBT [W ] P _ conduφ _ diodo [W ] Perdidas _ tot [W ] η 50 9.000 42+65* δ 50* (1 − δ ) 100 98,9% 100 18.000 96+160* δ 120* (1 − δ ) 239 98,7% 200 36.000 240+360* δ 300* (1 − δ ) 574 98,4% 300 54.000 372+630* δ 525* (1 − δ ) 957 98,2% Como se puede apreciar en la tabla B.1, la eficiencia es siempre mayor que 98% y se puede aproximar con holgura las pérdidas a un 2% promedio. De las pérdidas totales, las producidas en el diodo representan aproximadamente el 22% en promedio. 87 ANEXO C CALCULO DE LA RESISTENCIA TÉRMICA DEL DISIPADOR 88 ANEXO C: CALCULO DE LA RESISTENCIA TÉRMICA DEL DISIPADOR El circuito de agua que se utiliza para enfriar el inversor y motor del sistema de tracción del vehículo fue utilizado para incorporar un disipador de calor por convección forzada. El circuito cuenta con un radiador instalado al frente del vehículo y una bomba que hace circular 5 galones por minuto. Por experiencia se sabe que el motor de tracción y el inversor rara vez llegan a los 55 ºC, ya que cuando esto sucede se enciende automáticamente un ventilador que aumenta el flujo de aire por el radiador. Por otro lado las potencias máximas disipadas por el motor e inversor bordean los 4.3 kW, ya que la eficiencia del conjunto motor/inversor bajo estas condiciones es de alrededor de 92% y su potencia máxima es de 54 kW. Entonces se puede calcular la resistencia térmica para el sistema de enfriamiento por agua y radiador. Si con una potencia disipada de 4.3 kW la temperatura del agua llega a 55 ºC en verano, con temperatura ambiente de 35 ºC, entonces la resistencia térmica del sistema es de 0.0047 ºC/W. Para esta resistencia térmica se puede calcular la temperatura a la que llegaría el agua si se le agrega la potencia máxima disipada por el convertidor Buck-Boost. De la tabla B.1 en el Anexo B se desprende que esta potencia máxima es de 574 W, si la corriente máxima es de 200 A. Entonces con esta potencia más la potencia disipada por el motor y el inversor se puede calcular que, bajo las mismas condiciones, la temperatura del agua llegaría a 57.9 ºC. Por margen de seguridad se asumirá la temperatura máxima del agua en 60 ºC. Entonces aplicando el modelo de la figura 3.1, la temperatura del agua se puede considerar como la temperatura ambiente y Rth(f-amb) la resistencia térmica entre el disipador y el agua. Para calcular teóricamente la resistencia térmica de un sistema de convección forzada, como el disipador en cuestión, se debe recurrir a modelos de transferencia de calor. Estos modelos describen el proceso de transferencia de energía térmica entre cuerpos y fluidos en movimiento, caracterizados por el material del que está hecho el cuerpo, su geometría y las características del fluido. En este caso se utilizará dos modelos en particular: el de convección sobre una superficie plana de temperatura constante y el de convección sobre una 89 aleta adosada a una superficie plana de temperatura constante [Chap74]. El primero de ellos se describe por las ecuaciones C.1 y C.2. q = h ⋅ A ⋅ (t s − t f Rth = ) (C.1) 1 h⋅ A (C.2) Donde q es el calor transferido, ts es la temperatura de la superficie, tf es la temperatura del fluido, A es el área total de transferencia y h es el coeficiente de transferencia de calor o de Newton [Chap74]. El coeficiente de Newton describe variadas características del fluido, entre las que se cuentan la velocidad, viscosidad, calor específico, etc. Rth es la resistencia térmica resultante entre la superficie y el fluido. Para encontrar la resistencia térmica de una aleta adosada a la superficie se utilizó las formulas C.3, C.4 y C.5. La tabla C.1 y la Figura C.1 ilustran el significado de las variables expresadas en las ya mencionadas ecuaciones. q = k ⋅W L' = L + Rth = 2h 2h tanh ⋅ L' ⋅ a ⋅ (t s − t f k ⋅W k ⋅W ) W 2 1 2h W ⋅ L + k ⋅ W ⋅ 2h ⋅ a ⋅ tanh 2 k ⋅W (C.3) (C.4) (C.5) 90 Tabla C.1: Simbología. q Calor transferido al fluido. k Conductividad térmica del material del que está hecho la aleta. h Coeficiente de Newton del fluido. ts Temperatura de la superficie a la que se adosan las aletas. tf Temperatura del fluido. Rth Resistencia térmica resultante de la aleta. ts a tf W L Figura C.1: Esquema de aleta disipadora en superficie de temperatura constante. Para poder aplicar estos modelos al disipador en cuestión se deberá hacer algunas simplificaciones, de lo contrario la solución del problema puede ser muy 91 engorrosa. En primer lugar se supondrá que las aletas son rectangulares y perpendiculares a los canales principales. Se despreciará el efecto de los bordes laterales de las aletas para poder aplicar las ecuaciones antes expuestas. La velocidad del fluido en los canales principales se considerará constante, de valor igual al promedio estimado según flujo volumétrico. La forma de estos canales principales se aproximará a una rectangular. Se despreciará el efecto de la viscosidad en las esquinas. En la figura C.2 se muestra una fotografía del disipador terminado y un esquema simplificado de éste. El esquema es el que se considerará para aplicar los modelos de transferencia de calor. 92 a) b) 2 mm 27 mm 4 mm 145 mm 2.5 mm 18 mm 100 mm c) Figura C.2: a) parte interna del disipador. b) disipador cerrado con el INTELLIMOD instalado sobre él. c) Esquema simplificado del disipador para análisis de transferencia de calor. 93 En la figura C.2, el esquema simplificado muestra los canales de color gris claro, mientras que los sólidos de aluminio en gris obscuro. La profundidad de los canales y aletas es de 20.5 mm. Para poder aplicar las fórmulas C.2 y C.5, que entregan los valores de resistencias térmicas que se buscan, es necesario conocer el valor de h (coeficiente de transferencia de calor o de Newton) para cada canal. En el esquema se puede identificar dos tipos de canales, los canales principales y los secundarios. Se hace esta clasificación pues en todos los canales secundarios se tiene las mismas dimensiones y, por lo tanto, se asume igual caudal en ellos. En los dos canales principales se asume velocidad constante en toda su extensión, aunque esto sea imposible dada la configuración geométrica del esquema simplificado. Se hace este supuesto porque en el disipador real el ancho de estos canales va disminuyendo, con lo que se obtiene velocidad casi homogénea e todo el canal. El caudal total que pasa por el disipador es de 5.5 galones por minuto, equivalente a 20.82 litros por minuto. Con este valor se obtiene una velocidad de 0.94 m/s en los canales principales y 0.45 m/s en los canales secundarios. La ecuación C.6 entrega el coeficiente de transferencia de calor promedio ( h ) para un flujo turbulento sobre superficies planas de largo L [Chap74]. Esta ecuación se aplicará a los canales que se pueden considerar como superficies planas en toda su extensión. En la tabla C.2 se describe el significado de las variables expresadas en la ecuación C.6. 0.8 1 4 1 U 3 h = 0.0292 ⋅ N Pr ⋅ k ⋅ L 5 L ν (C.6) 94 Tabla C.2: Simbología. L Largo del canal [m]. NPr Número de Prandtl del fluido (2.53, para agua a 60ºC). U Velocidad del fluido [m/s]. k Conductividad térmica del fluido (0.6646[W/mºC], para agua a 60ºC). ν Viscosidad cinemática (4.103*10^-7[m^2/s], para agua a 60ºC). Esta ecuación fue evaluada para cada canal, obteniendo un valor de h =4765.01 W/mºC para los canales principales y h =2847.12 W/mºC para los canales secundarios. Luego se evaluó las formulas C.2 y C.5 para encontrar las resistencias térmicas de los canales y de las aletas disipadoras. Los valores resultantes se muestran en la tabla C.3. Tabla C.3: Resultados de las resistencias térmicas en el disipador. Rth canal principal. 0.0804 ºC/W Rth canal secundario. 1.405 ºC/W Rth aleta gruesa. 0.099 ºC/W Rth aleta delgada. 0.257 ºC/W Para calcular la resistencia total del disipador se debe incluir la resistencia térmica de la lámina de aluminio que conforma la tapa del disipador, que es la misma que sujeta las aletas disipadoras. Este calculo supondrá que toda la potencia disipada se entrega en forma uniforme a lo largo de la superficie de la tapa (hasta el borde de los canales, no del disipador completo), lo anterior implica una tendencia a subestimar el valor de la resistencia calculada respecto de la real, pero como se verá es un valor muy pequeño por lo que esta imprecisión se puede despreciar. 95 La ecuación C.7 entrega la resistencia térmica de un sólido de área frontal A y espesor a atravesar X, cuya conductividad térmica es de k. Rth = X ºC A ⋅ k W (C.7) Se evaluó la formula anterior para un área de 0.01972 m^2, un espesor de 0.004 m y una conductividad térmica de 228.47 W/mºC del aluminio. El valor obtenido para la resistencia térmica de la placa de aluminio es de 8.88*10^-4 ºC/W. Luego, para calcular el valor total de la resistencia térmica se hace un modelo de resistencias en paralelo y en serie como el que se muestra en la figura C.3. ANEXO D Rth placa Al CURVAS DE CORRIENTES DE RUPTURA DE FUSIBLES Κ Rth canales principales Rth aletas gruesas Rth 13 aletas delgadas Κ Rth 16 canales secundarios Figura C.3: modelo para calcular resistencia térmica total del disipador. Luego de sumar las resistencias en serie y paralelo se calculó un valor teórico estimado de la resistencia térmica total para el disipador analizado. El valor de la resistencia total teórica es de 0.01023 ºC/W. 96 ANEXO D: CURVAS DE CORRIENTES DE RUPTURA DE FUSIBLES 97 ANEXO E HOJA DE DATOS DEL INTELLIMOD 98 ANEXO E: HOJA DE DATOS DEL INTELLIMOD 99 100 101 102 103 104 ANEXO F HOJA DE DATOS DE SNUBBERS 105 ANEXO F: HOJA DE DATOS DE SNUBBERS 106 107 108 109 110 ANEXO G HOJA DE DATOS DE ULTRACAPACITORES 111 ANEXO G: HOJA DE DATOS DE ULTRACAPACITORES 112 113 ANEXO H HOJA DE DATOS DE BARNIZ AISLANTE 114 ANEXO H: HOJA DE DATOS DE BARNIZ AISLANTE 115 ANEXO I HOJA DE DATOS DE PAPEL AISLANTE 116 ANEXO I: HOJA DE DATOS DE PAPEL AISLANTE PAPEL NOMEX* DuPont INFORMACION TECNICA El papel NOMEX* es fabricado a base de fibras cortas (borra) y de pequeñas partículas fibrosas liantes (fibrides) de aramid (polyamida aromático). Estos componentes (borra y fibrides) son combinados según las técnicas normales de fabricación de papel. El material resultante es densificado e internamente ligado por medio de calandras a alta temperatura. Esto produce un papel sintético flexible y sólido que posee las propiedades siguientes: • Buena resistencia a la temperatura (hasta la clase C-220ºC). • Excelentes propiedades eléctricas. • Buena resistencia a los productos químicos (solventes) y radiaciones. • Alta resistencia a la tracción y al rasgado. • Propiedades de auto-extinción. • Buena retención de propiedades a humedad alta. El papel NOMEX es ampliamente utilizado como: • Aislante de espira, capa, barrera, sección y conductor en transformadores y bobinas de reactancia. • Aislante de conductor, bobina, ranura, fase, calas y aislante final en motores y generadores. • Bandas de potenciómetros, soportes de bobinas para los calentadores de baja potencia. • Tubos bobinados en espiral y enrollados para bobinas, anillos e V y gran variedad de partes preformadas y cortadas con troquel. • Aislante de cable y de conductor. • Aislamiento de bobinados en balastos, solenoides y bobinados de altavoces. Además el papel NOMEX puede ser laminado a si mismo o a otros materiales (tales como el film polyester) para formar compuestos flexibles o rígidos. Puede también ser revestido con resinas para obtener materiales autoadhesivos. Cuatro tipos de NOMEX son utilizados en la industria eléctrica: • Tipo 410 – calandrado, existente en espesores de 0,05 mm (peso específico 0,75) a 0,76 mm (peso específico 1,1). Este tipo es utilizado en la mayor parte de las aplicaciones de la lista precedente. • Tipo 411 – sin calandrar, el precursor del tipo 410, existente en espesores de 0,15 a 0,76mm (peso específico aproximado 0,30). El tipo 411 es utilizado en aplicaciones requiriendo una especie de «cojín» relativamente blando y donde no se necesitan resistencias mecánicas o eléctricas especialmente altas. 117 • Tipo 414 – calandrado, similar al tipo 410 pero algo modificado durante su manufacturación para a reforzar su resistencia al rasgado y su conformabilidad. Los espesores existentes son de 0,18 a 0,38mm. Este producto ha sido desarrollado para su utilización como aislamiento de ranura en los motores bobinados automáticamente. • Tipo 418, calandrado, contiene el 50% de partículas de Mica. Este producto se describe en el boletín NOMEX M papel de Aramida y Mica Tipo 418. CARACTERISTICAS TERMICAS El papel NOMEX no funde, ni propaga la combustión. Su adopción generalizada en la industria eléctrica resulta de esta propiedad y de la capacidad que el papel NOMEX tiene, de conservar su excelente combinación de propiedades mecánicas y eléctricas durante largos períodos de exposición contínua a las altas temperaturas. Además, el papel NOMEX resistirá las desviaciones térmicas muy superiores a 300ºC, con sólo una reducción mínima de esas propiedades. El papel NOMEX ha sido aprobado como material aislante para operación contínua a temperaturas pudiendo elevarse hasta la clase C (220ºC) por: • Underwriters’ Laboratories USA • Lloyds register of Shipping Inglaterra • American Bureau of Shipping USA • Especificación Militar MIL-I-24204 (USA) y hasta clase H (180ºC) por: • VDE 0530 Alemania • Bureau Veritas Francia • Registro Navale Italiano Italia PROPIEDADES ELECTRICAS Los valores tipicos de la rigidez dieléctrica y constante dieléctrica del papel NOMEX, en varios espesores y tipos son dados en la Tabla I. 118 Tabla I. Propiedades eléctricas del Papel NOMEX, tipos 410, 414 y 411. Tipo 410 414 411 • Espesor Rigidez dieléctrica* Constante dieléctrica + mm kV/mm A 10³ Hz 0,05 21 2,0 0,08 23 2,1 0,13 27 2,3 0,18 33 2,5 0,25 34 2,6 0,30 34 2,8 0,38 34 3,0 0,51 30 3,3 0,61 30 3,3 0,76 28 3,4 0,09 25 - 0,18 32 2,5** 0,25 28 2,7** 0,30 29 2,8** 0,38 28 2,8** 0,13 12 1,3 0,18 12 1,3 0,25 13 1,3 0,38 13 1,4 0,58 13 1,4 ASTM D-149, 50,8mm C.A. Aumento rápido, medido a 23ºC Y 50% h.r. + ASTM D-150, 25mm, electrodos 140 kPa ** Medido a 60 Hz. Los propiedades eléctricas del papel NOMEX son prácticamente inalterada por la humedad como lo muestran los valores típicos dados en la Tabla II. 119 Tabla II. Propiedades eléctricas del papel NOMEX en relación con la humedad. Papel NOMEX, tipo 410 – 0,25 mm Humedad Rigidez Constante Factor Resistividad Relativa Dieléctrica* Dieléctrica** de disipación** Volumétrica** % kV/mm a 10³ Hz. a 10³ Hz ohm/cm Seco 37,8 2,3 0,013 6 x 1016 50 35,4 2,6 0,014 2 x 1016 95 33,8 3,1 0,025 2 x 1014 *ASTM D-149, electrodos de 50,8mm **ASTM D-150, electrodos de 25,4mm, 1,4kg/cm² de presión. ***ASTM D-257. La variación de la resistividad volumétrica del papel NOMEX en función de la temperatura, es mostrada en la Figura II. La buena resistividad volumétrica a alta temperatura (mas alta que 1011 ohm/cm a 250ºC) y alta retención de la rigidez dieléctrica (5% de perdida a 250ºC) demuestran la capacidad de sobrecarga térmica del papel NOMEX. PROPIEDADES MECANICAS Las propiedades físicas propias del papel NOMEX, medidas a 23ºC y 50% de h.r. son mostradas en la Tabla III. Como el papel NOMEX es anisotropico, las propiedades son dadas en las dos direcciones; de la máquina y la transversal (MD y XD). Para su uso es importante asegurarse que el papel NOMEX este orientado correctamente de manera a obtener las mayores resistencias (a la tracción o al rasgado) donde sean necesarias. A 200ºC el papel NOMEX conserva aproximadamente 75% de su resistencia a la tracción (a 20ºC) y su elongación a la ruptura es prácticamente la misma. El papel NOMEX muestra muy poco encogimiento a alta temperatura. La retención de sus propiedades mecánicas y dimensionales nos asegura que el papel NOMEX puede soportar todas las fuerzas mecánicas y vibraciones encontradas durante el servicio en las máquinas eléctricas. 120 Tabla III. Propiedades Físicas Papel NOMEX, tipos 410, 414 y 411 Resistencia Elongación Resistencia Encogi- a la a la Finch. a las Miento tracción Ruptura % Rasgaduras en A 300ºC Los bordes Espesor Tipo mm MD XD MD XD MD XD MD XD 410 0,05 37 21 8 79 85 49 1,8 1.3 0,08 65 39 11 13 160 85 1,1 0,9 0,13 130 77 15 15 350 180 0,6 0,7 0,18 210 130 18 16 490 260 0,4 0,5 0,25 300 190 19 18 710 320 0,4 0,4 0,30 390 260 21 18 710 360 0,2 0,4 0,38 450 320 21 .18 710 380 0,2 0,4 0,51 680 490 21 18 760 430 0,2 0,4 0,61 880 610 21 16 760 350 0,2 0,4 0,76 1000 670 23 18 1200 580 0,2 0,4 0,09 54 31 9 12 - - 2,1 1,1 0,18 147 89 13 13 489 245 1,9 - 0,25 235 130 13 14 801 365 1,7 - 0,30 284 172 16 16 956 529 - - 0,38 364 228 15 16 1157 698 0,8 - 0,13 17 9 3,5 4,8 45 27 1,2 1,5 0,18 28 17 3,5 5,0 76 49 0,9 1,0 0,25 35 21 3,4 5,2 100 62 0,8 0,8 0,38 56 35 3,2 5,2 180 120 0,9 0,8 0,58 80 52 3,2 4,8 250 170 0,9 0,8 414 411* Referencia ASTM D828-60 ASTM D827-47 *Encogimiento para el Tipo 410 a 330ºC, Tipo 414 a 300ºC, y Tipo 411 a 240ºC. 121 Los papeles NOMEX Tipo 410 y 414 tienen una resistencia al desgarro periférico relativamente alta, lo que les permite ser utilizados como rellenos de ranuras en la mayoría de los motores eléctricos bobinados indiscriminadamente. En los casos en que se desea una mayor resistencia al desgarro periférico, son preferibles los laminados del papel NOMEX con película de poliéster. Los laminados de mayor uso constan de tres capas de película de poliéster colocadas entre dos capas de papel NOMEX Tipo 410 de 0,08 mm. Estos compuestos están calificados en la clase F (e.g. en VDE 0530). Los cambios dimensionales debidos al aumento de la humedad relativa son inferiores a 1% a 65% H.R. e inferiores a 2% a 95% H.R. para el papel NOMEX T-410 (Ver Tabla IV). Tabla IV. Estabilidad dimensional en función de la humedad relativa Papel NOMEX, tipo 410 – 0,08 y 0,25mm 0,08 mm 0,25 mm Exparción Recuperación Expansión Humedad Recuperación de relativa % humedad % Seco 0 0 0 0 50 2,9 0,4 0,5 3,5 0,4 0,5 65 4,9 0,6 0,8 5,1 0,6 0,9 95 7,7 0,9 1,6 8,4 1,1 1,8 MD% XD% de humedad % MD% XD% 0 RESISTENCIA A PRODUCTOS QUIMICOS La estructura química básica del polimero Aramid que, es responsable de la excelente estabilidad térmica del papel NOMEX, también le da una resistencia sobresaliente a una gran cantidad de productos químicos. Esta resistencia está caracterizada por: • Prácticamente inerte a todos los solventes utilizados generalmente, a temperatura ambiente, como a ebullición. • Compatible con todos los barnices y resinas generalmente utilizados en la industria eléctrica. • Muy poca materia extraible por los líquidos refrigerantes. (Freon* 11, 12 y 22). • Compatibles con aceites minerales, bifeniles clorados y aceites de silicona utilizados en los transformadores enfriados con líquido. 122 La resistencia del papel NOMEX a las radiaciones ß de 2 Me-V se indica en la Table V. Tabla V. Resistencia a la Radiación de Electrones 2 MeV (Rayos ß) Papel NOMEX, tipo 410 – 0,25mm Dosis Megarads Resistencia a la tracción retenida en % MD Elongación retenida en % XD MD XD Rigidez dieléctrica (electrodos de 6,4mm) Kv/mm 0 100 100 100 100 34 400 100 99 96 88 33 1600 87 86 60 47 34 6400 65 69 18 16 31 El efecto de varios productos químicos sobre la resistencia a la tracción del papel NOMEX es mostrado en la Tabla VI. 123 Tabla VI. Resistencia a los productos químicos Papel NOMEX, tipo 410 – 0.25mm Producto Temp. Tiempo de Resistencia residual a la tracción % Químico ºC Exposición H2 SO4 - 70% 21 100 h 100 H2 SO4 - 70% 95 8h 50 HNO3 - 70% 21 100 h 50 NaOH –10% 21 100 h 10 NaOH – 10% 95 8h 50 FREON 11 150 150 d 95 FREON 12 150 150 d 100 FREON 22 150 150 d 80 PETROLEO 200 300 h 88 ACEITE SILICONICO 150 84 d 98 PERCLORETILENO 70 7d 99 XILENO 70 7d 97 ALCOHOL ISOPROPILICO 23 7d 100 OZONO 40 7d 85 DIMENSIONES Y PESOS DE LOS ROLLOS STANDARD 124 TIPO 410 Espesor Mm Peso del rollo en kg. Ancho 610 mm 914 mm Ancho Largo Rendimiento Peso Espesor M m²/kg g/m² mm 0,05 27 41 1121 25 40 0,05 0,08 29 44 764 15,9 63 0,08 0,13 33 45 440 9,1 110 0,13 0,18 33 49 315 5,9 170 0,18 0,25 35 53 242 4,2 240 0,25 0,30 34 51 180 3,2 310 0,30 0,38 37 55 163 2,7 370 0,38 0,51 38 57 115 1,9 540 0,51 0,61 42 63 101 1,5 680 0,61 0,76 41 62 83 1,2 820 0,76 Diámetro de los rollos: externo 300 ± 15 mm ± 4 mm Interno 76mm 914 ± 4 mm Anchura standard : 610 125 ANEXO J HOJA DE DATOS DE SENSOR LEM LT-100S 126 ANEXO J: HOJA DE DATOS DE SENSOR LEM LT 100-S 127 128 ANEXO K HOJA DE DATOS DE SENSOR LEM LV 100 129 ANEXO K: HOJA DE DATOS DE SENSOR LEM LV 100 130 131 ANEXO L HOJA DE DATOS DE OP-AMP LF-353 132 ANEXO L: HOJA DE DATOS DE OP-AMP LF-353 133 134 135 ANEXO M HOJA DE DATOS DE OP-AMP TLV-7441 136 ANEXO M: HOJA DE DATOS DE OP-AMP TLV-7441 137 138 139 140 141 142 143 ANEXO N HOJA DE DATOS DE SUPERVISOR DE TENSIÓN TL7705B 144 ANEXO N: HOJA DE DATOS DE SUPERVISOR DE TENSIÓN TL7705B 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154
