s1-op09 smps hb-zvs-mrc de 50 a / 250 w para sacarímetro

SMPS HB-ZVS-MRC DE 50 A / 250 W PARA
SACARÍMETRO POLARIMÉTRICO POR LÁSER
J A. Flores Garcíaa, T. Echegoyen Arellanob, R.B. Flores Hernandezb
a
Universidad De La Salle Bajío. Av.
Universidad No. 602 Col. Lomas del
Campestre CP. 37510. León, Guanajuato.
b
Centro de Investigaciones en Óptica. Loma
del Bosque No. 115 Col. Lomas del
Campestre CP. 37510. León, Guanajuato
RESUMEN:
Se presenta el análisis y resultados de simulación de una Fuente de Alimentación Conmutada (SMPS) tipo
Medio Puente Multiresonante con Conmutación a Cero Voltaje (HB-ZVS-MRC) para un sacarímetro
polarimétrico por láser. El convertidor cuenta con una alta densidad de potencia por unidad de volumen
debido a que trabaja en alta frecuencia, lo cual se traduce en menor tamaño, peso y costo. Su análisis
matemático absorbe todos los elementos parásitos, teniendo como consecuencia una alta eficiencia. Ésta
fuente de energía con tecnología de punta supera a sus topologías predecesoras proporcionando una corriente
de hasta 50 Amperes.
1. INTRODUCCIÓN:
Las investigaciones en Cuba han llevado al diseño y construcción de polarímetros automáticos que usan el
láser He-Ne como fuente luminosa y funciona sobre un principio de medición magneto-óptico. Los avances
en la electrónica, optoelectrónica y la automatización de procesos industriales han influído enormemente al
desarrollo de instrumentos polarimétricos y han dado paso a polarímetros y sacarímetros automáticos y
digitales. La Figura 1 muestra el diagrama a bloques del polarímetro fotoeléctrico más complejo que se ha
desarrollado. Consta de (1) un láser de He-Ne el cual sirve como fuente de luz; (2) una placa de polarización;
(3) una celda de compensación dentro de la cual ocurren múltiples reflexiones de luz; (4) una cámara de
muestra; (5) una celda de Faraday de 24 volts trabajando como modulador; (6) un prisma analizador; (7) un
fotodetector hecho de un fototransistor de silicio; (8) un amplificador de ganancia controlado; (9) un sistema
de filtro; (10) un detector de fase para determinar el instante en el cual la compensación es producida; (11) un
circuito muestreador que sensa la caída en la resistencia (20); y(12) un convertidor analógico/digital de 14 bits
Figura 1. Diagrama del principio del sacarímetro polarimétrico
Figura 2. Rampas de corriente en la
bobina de compensación
El sistema también incluye (13) una microcomputadora con un microprocesador Z80; (14) un teclado para el
control de datos y entradas; (15) un oscilador con un amplificador de potencia que alimenta a la celda
moduladora; (16) una pantalla de 4 ½”; y (17) una impresora. También tiene una fuente de alimentación (18);
(19) un convertidor de polaridad; y (20) una resistencia para medir la caída de voltaje proporcional a la
rotación producida por la celda de compensación. Además hay (21) un dispositivo por la celda de
compensación que incorpora una o dos placas de cuarzo para permitir mediciones durante el intervalo de
trabajo. La fuente de alimentación (18) entrega pulsos de corriente en forma de rampa con pausas entre pulsos
como se muestra en la figura 2. Este sistema tiene la ventaja de prevenir calentamiento indeseable del núcleo
de la celda de Faraday (3), de este modo permite el uso de una celda de compensación de tamaño pequeño.
Para alimentar toda la circuitería digital así como la bobina de compensación y el dispositivo láser, se requiere
de una fuente de alimentación de 5 Volts con una corriente de 50 Amperes la cual tenga la mayor estabilidad
posible y respuesta rápida a la conmutación de los requerimientos de corriente.
2. SELECCIÓN DE LA FUENTE DE ALIMENTACIÓN:
Se han estudiado los diferentes tipos de fuentes de alimentación para la adecuada selección de nuestra
topología; en lo que se refiere a topologías de convertidores cd-cd son más utilizadas las fuentes conmutadas
(SMPS). La continua evolución de la tecnología ha resultado en una alta densidad de integración en sistemas
electrónicos. La clave la reducción en tamaño y peso es la operación en alta frecuencia. La operación en alta
frecuencia permitirá reducir el tamaño del transformador y los elementos reactivos del convertidor.
2.1. LA TECNOLOGÍA PWM:
Muchos de los convertidores de cd-cd utilizados actualmente utilizan la técnica de la modulación de ancho de
pulso (PWM). La alta eficiencia, diseño simple y disponibilidad de circuitos integrados de control PWM han
contribuído en la popularidad de ésta técnica. Sin embargo, las frecuencias de conmutación en los
convertidores PWM están restringidas por las limitaciones en ejecución de los semiconductores y
componentes magnéticos. Los factores de mayor limitación en la conversión de energía, son las pérdidas en
conmutación y oscilaciones causadas por inductancias parásitas del transformador de potencia, inductancias
parásitas del circuito impreso, y capacitancias parásitas de los dispositivos semiconductores. Los elementos
parásitos pueden ser reducidos hasta cierto grado, sin embargo, no pueden ser eliminados, por lo tanto los
convertidores PWM no pueden operar eficientemente en frecuencias elevadas.
2.2. TECNOLOGÍA QUASI RESONANTE
La técnica quasi resonante es un método para lograr tener formas de onda satisfactorias en convertidores cdcd en presencia de reactancias parásitas. Esto es logrado al agregarle un circuito resonante a una topología
PWM. Hay dos familias de convertidores quasi resonantes (QRC): de Conmutación a Cero Corriente (ZCS) y
de Conmutación a Cero Voltaje (ZVS). Cada familia está compuesta por un único arreglo de componentes
resonantes. Los ZCS QRC eliminan las pérdidas en los apagados y los ZVS QRC eliminan las pérdidas en los
encendidos; sin embargo ninguno de los dos es capaz de utilizar todas de las reactancias parásitas.
2.3. TECNOLOGÍA MULTI RESONANTE
El principio de la técnica multi resonante es utilizar todos los elementos parásitos de un circuito convertidor.
Para llevar a cabo este objetivo es necesario emplear una red multi resonante con al menos tres elementos
reactivos. Hay dos familias de convertidores multi resonantes (MRC): de Conmutación a Cero Corriente
(ZCS) y de Conmutación a Cero Voltaje (ZVS). Aunque el principio de un MRC es absorber todas las
reactancias parásitas en los elementos resonantes, los ZCS-MRC no pueden absorber las capacitancias
parásitas de los dispositivos semiconductores y solo los ZVS MRC tienen ésta ventaja. Para limitar el stress
de voltaje en los interruptores semiconductores, las topologías prácticas son aquellas que emplean múltiples
interruptores, tales como las configuraciones tipo puente. En éstas topologías, el voltaje en el interruptor es
automáticamente fijado al voltaje de entrada por la conducción de su interruptor complementario. Debido al
análisis previo de las topologías comúnmente utilizadas, la tecnología seleccionada para el presente proyecto
es el Convertidor Medio Puente Multi Resonante con Conmutación a Cero Voltaje (HB ZVS MRC) debido a
sus ventajas por encima de todas las tecnologías comúnmente utilizadas en conversión de energía.
2
3. ANÁLISIS MATEMÁTICO DEL HB ZVS MRC DE 50 AMPERES
El diagrama del circuito HB ZVS MRC se muestra en la Figura 3. Los capacitares resonantes C 1 y C2
representan las capacitancias de salida de los switches del MOSFET, mientras que D 1 y D2 representan sus
diodos internos. El inductor resonante L es un inductor agregado a la inductancia parásita del transformador.
Dado que la capacitancia de unión de los diodos rectificadores no son lo suficientemente grandes para obtener
la resonancia deseada, los capacitares CDR1 y CDR2 son usualmente capacitancias agregadas externamente.
Figura 3. Convertidor Medio Puente Multi Resonante con Conmutación a Cero Voltaje
El convertidor HB ZVS MRC puede operar en cuatro modos (Modo I-IV). Cada modo representa una
secuencia específica de cuatro estados resonantes, teniendo un total de nueve posibles estados topológicos. En
el siguiente análisis se describe el Modo I porque es el que presenta las mas altas corrientes a la carga con una
baja potencia reactiva y provee una alta eficiencia a nuestra aplicación. La Figura 4 muestra las formas de
onda típicas y el circuito equivalente del HB ZVS MRC en sus cuatro estados resonantes. Analizando cada
estado resonante (Figura 4A, 4B, 4C y 4D) y resolviendo sus ecuaciones diferenciales de cada circuito
equivalente, se obtuvo la función del voltaje y corriente del transformador y a partir de ambas funciones
puede ser evaluada cualquier variable en el convertidor. La Tabla 1 muestra que el voltaje y la corriente tienen
una condición inicial, y la condición final del estado es la condición inicial del siguiente estado. Cada estado
resonante tiene su propia duración, estableciendo el correspondiente inicio del siguiente estado. Además, un
periodo de conversión es la suma de todos los estados resonantes. Las Figuras 5 y 6 muestran la corriente (10)
y el voltaje (11) del primario respectivamente para dos periodos de conversión, dichas gráficas se realizaron
con el software de MatLab. El tiempo de inicio de cada estado está dado por (9):
Figura 5. Corriente del primario para dos periodos de
conversión.
Figura 6. Voltaje del primario para dos periodos de
conversión.
3
0V
V(V1:+,V1:-)
12V
12V
v G1
0V
V(V1:+,V1:-)
12V
v G2
0V
0V
V(V2:+,V2:-)
V(V2:+,V2:-)
303V
303V
v C2
0V
V(C1:2,C1:1)
303V
SEL>>
0V
0V
V(C2:2,C2:1)
Time
V(C1:2,C1:1)
303V
v C1
SEL>>
0V
V(C2:2,C2:1)
Time
iprim

Io
N
v prim
iS2
iS1
 VDR1
 VDR2
t1 t 2
TA0
A
+
_
+
_
+
_
+
_
Q1
DR1
OFF
ON
Q2
DR 2
OFF
OFF
Q1
DR1
OFF
ON
Q2
DR 2
ON
OFF
t3
t 4 t 5t6 t7
t8
t9 t10 t11
TC0 TD0 TA0
TB0
B
C D
+
_
+
_
+
_
+
_
4
Q1
D R1
OFF
OFF
Q2
DR2
ON
ON
Q1
DR1
OFF
ON
Q2
DR2
ON
ON
Figura 4.
HB ZVS MRC
Estado
Corriente del Primario
A
t   
iprim
A
iBprim t  
B
b AK
a K
NIOC
sinωOKt  A cosωOKt 
Zn
Zn
2CDRK 2
XC 
I0
ω
ω
bB cos O t  aB sin O

N
Zn 
XC
XC

C
i prim
C
iD
prim t   
D
Voltaje del Primario

t




ωO
v Bprim t   a B cos
V
C
t    S t  Iprim
2L
NVS X C
ω
1 
I0 
sin O
N
2Z n
XC


VS
 b A  1  K 2 b A cosω OKt
2
NIO
 1  K 2 a A sinω O Kt 
t
4CDR K 2
A
t  
v prim
XC
v

t


v Dprim t  
ωO
XC
t
VAprim =
159 V
IAprim =
5.68 A
VS
VBprim = IBprim =
2
165.8 V
4.93 A
t   0
VCprim =
0V
ICprim =


 cos ω O t  1


XC


VDprim =
0V
IDprim =
C
prim
VS
2
t  b B sin
Duración
del Estado
Condición Inicial
-3.7 A
-3.8 A
Constante de
Estado
TA =
154x10-9 s
aA =
bA =
480.57 62.09
TB =
1.53x10-6 s
aB =
bB =
255.79 34.90
TC =
63.5x10-9 s
TD =
2.78x10-6 s
Tabla 1. Corriente y voltaje del primario del transformador en los cuatro estados resonantes en el Modo I
Donde
ωO 
1
2LC
2C
X C  2DR
N C
1
1
XC
K
Z
n

L
2C
(1)
(2)
A

IO
Iprim 


N1  X C  

V 
1  A
b A  2 V prim
 S
K 
2 
Z
aA  n
K
V
 S
2
(3)
aB  V
(4)
I0 
Zn  B
bB 
I prim  N 
XC 

B
prim
(5)
TA0  0
TB0  TA
(6)
TC0  TA  TB
TD0  TA  TB  TC
(7)
(9)
Tcon  TA  TB  TC  TD
(8)
5
A
i prim
t  TA0 
B
i prim t  TB 0 
i prim t    C
i prim t  TC 0 
i D t  T 
D0
 prim
A
v prim
t  TA0 
 B
v prim t  TB0 
v prim t    C
v prim t  TC0 
v Dprim t  TD0 

TA0  t  TB 0
TB 0  t  TC 0
TC 0  t  TD 0
(10)
TD 0  t  Tcon
TA0
TB0
TC0
TD0
 t  TB0
 t  TC0
 t  TD0
 t  Tcon
(11)
Figura 7. Formas de onda de la simulación del HB ZVS MRC en Modo I
4. SIMULACIÓN DEL HB ZVS MRC
El convertidor HB ZVS MRC que se muestra en la Figura 3, ha sido simulado con el software de PSPICE, y
la Figura 7 muestra las formas de onda. La Figura 8 muestra el voltaje y corriente de salida del convertidor
HB ZVS MRC. Es importante tener un buen filtrado en la salida, por lo que se utiliza un filtro pasa-bajas en la
salida del convertidor.
Puede apreciarse en la Figura 9, el voltaje de salida en función de la relación entre la frecuencia de conversión
y la frecuencia de resonancia del sistema. El voltaje de salida tiene un comportamiento exponencial respecto
de la relación de frecuencias.
5. CONCLUSIÓN
Se revisaron los convertidores de energía típicos y se presentó el SMPS HB ZVS MRC como una solución.
Esta topología cuenta con una alta densidad de potencia, alta eficiencia, y bajo costo. El análisis matemático
es completo e involucra todos los estados resonantes. La simulación es muy aproximada al análisis
6
matemático, y se han cumplido satisfactoriamente con los requerimientos de la fuente de alimentación para la
circuitería del sacarímetro polarimétrico de 5V/50A (250W).
Figura 8. Voltaje y corriente de salida
rectificados y filtrados
Figura 9. Relación de voltaje de salida con respecto a la
frecuencia de conversión
6. REFERENCIAS
1.- V. Fajer Avila, “Laser polarimeter: Overview of recent developments, design and applications”, Journal of Laser
Applications, Vol. 8, pp. 43-53, 1996. Laser Institute of America
2.- S. D. Johnson, A. F. Witulski, R.W. Erickson, “Comparison of resonant topologies in High-Voltage DC
applications”, IEEE Transactions on aerospace and electric systems, Vol. 24 No. 3 May 1998.
3.- W. A. Tabisz, F. C. Lee, “Basic concepts in quasi-resonant and multi-resonant power conversion” Proceeding of
the International Symposium on Power Electronics, Seoul Korea, April 1992, W. A.
4.- W. A. Tabisz, F. C. Lee “Zero voltage switching multi resonant technique – A novel approach to improve
performance of high-frequency quasi resonant converters”, IEEE Transaction Power Electronics, Vol. 4 No. 4,
October 1989
5.- M. M. Jovanovic, F. C. Lee, “DC analysis of Half Bridge Zero Voltage Switched Multiresonant Converter”,
IEEE Transaction Power Electronics, Vol. 5 No. 2 April 1990.
6.- M. M. Jovanovic, C. S. Leu, F. C. Lee, “Zero voltage switched multiresonant converter for high power, pulse
load applications” IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 37 No. 6, December 1990
7.- M. M. Jovanovic, “High Frequency Off-line Power Conversion Using Quasi-Resonant and Multi-Resonant
Techniques” , PhD Dissertation, Virginia Power Electronics Center, 1998
8.- T. Echegoyen Arellano, “Fuente de Alimentación para Láser de Nd:YAG”, Tesis de Maestría, Centro Nacional
de Investigación y Desarrollo Tecnológico, Cuernavaca, Morelos, 2005.
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