Corrector de Factor de Potencia monofásico en configuración Cùk

Revista Argentina de Trabajos Estudiantiles
1
Corrector de Factor de Potencia monofásico en
configuración Cùk
S. R. Sañudo y A. Oliva (Instituto de Investigaciones en Ingeniería Eléctrica "Alfredo
Desages"Departamento de Ingeniería Eléctrica y de Computadoras, Universidad Nacional del Sur
Avda Alem 1253, B8000CPB Bahía Blanca, Argentina)
Resumen—Se estudia el funcionamiento de un controlador de
factor de potencia monofásico basado en el convertidor Cùk para
un cargador de baterías con fuente de alimentación universal. Se
estudian dos topologías, la primera basada en un convertidor Cùk
y la segunda basada en un convertidor Cùk entrelazado. Además
se comparan tres criterios para el cálculo de los componentes.
Las topologías propuestas son evaluadas mediante
simulaciones y se comparan sus respectivos desempeños.
Abstract—The characteristics of two different Cùk converter
topologies for the Power Factor Correction front-end of a
battery charger supplied by an universal power sourse are
studied.
The first topology is based on a classical Cùk converter and
the second one is based on an Interleaving Cùk converter. In
adittion, three different methods for the components calculation
are discussed. A comparison between topologies and calculation
methods is made wih the aid of PSpice simulations .
Palabras Clave— Corrección de factor de potencia, calidad de
energía, distorsión armónica, Cùk.
I. INTRODUCCIÓN
E
ste trabajo fue realizado en la Universidad Nacional del
Sur como parte del proyecto final de la materia
“Electrónica de Potencia” de la carrera de Ingeniería
Electrónica. En este proyecto se diseñaron y simularon las
distintas etapas de un vehículo eléctrico para dos pasajeros
para ser usado dentro de una planta industrial.
El cargador de baterías debe cumplir con las normas de
calidad de energía en lo referente a la distorsión de su corriente
de entrada. A tal fin, se decidió la conveniencia de usar un
corrector de factor de potencia (PFC) (Mohan et al., 1995)
como interfaz con la línea eléctrica. Adicionalmente, como el
vehículo puede ser usado en cualquiera de las instalaciones que
la compañía que solicitó el diseño posee alrededor del planeta,
debe funcionar bajo las distintas normas internacionales de
tensión alterna (i.e., 85-220 V 50/60 Hz).
El vehículo, entonces, consiste en (a) un PFC que puede ser
alimentado en un rango de tensiones de 85 a 220 Vrms y
frecuencias de 50 a 60 Hz, (b) un regulador de tensión con
aislación que permite cargar las baterías del vehículo y (c) un
inversor para comandar un motor trifásico.
*
Revista Argentina de Trabajos Estudiantiles. Patrocinada por la IEEE.
TRATE06-003
Se evaluaron distintas implementaciones posibles para el
PFC. Entre las monofásicas se estudiaron un convertidor
elevador (tipo boost) sin entrelazar y entrelazado, Cùk y Cùk
entrelazado; también se consideró un convertidor elevador
trifásico.
Este trabajo resume la evaluación hecha sobre las topologías
Cùk y Cùk entrelazado consideradas para el PFC.
La principal función del circuito es lograr que la corriente
que toma en el punto de acoplamiento común sea senoidal, que
esté en fase con la tensión de línea y tenga su misma
frecuencia, además de bajo contenido armónico; cumpliendo
así con las normas IEEE-519 (IEEE, 1992).
Si bien la configuración elevador es la más popular entre los
PFC, debido a que el control del Cùk es más complicado
(Newton et al., 2000), el Cùk permite obtener a la salida
niveles de tensión mayores y menores al de la entrada. Además
los PFC basados en la configuración Cùk pueden incorporar
fácilmente transformadores de aislación (Naganandini et al.,
1998).
El trabajo se organiza de la siguiente manera. En la Sección
II se explica brevemente el funcionamiento del convertidor
Cùk y se analizan las configuraciones Cùk y Cùk entrelazado.
En la Sección III se compara el desempeño de ambas
topologías, empleando simulaciones computacionales.
Finalmente, las conclusiones se resumen en la Sección IV.
A. Normas de calidad de energía
Debido a la proliferación de cargas electrónicas no lineales
que provocan distorsiones en la tensión de red, perjudicando el
servicio a cargas vecinas, se decidió regular la corriente de
entrada en el punto de acoplamiento común (PCC) mediante
normas internacionales (Ver (Mohan et al., 1995)).
El objetivo de este trabajo es diseñar un PFC cuya corriente
de entrada cumpla con los requisitos de la norma IEEE-519
(IEEE, 1992). La corriente de entrada debe cumplir con los
límites de distorsión armónica que se detallan en la Tabla 1,
para Isc/I1 = 300.
Isc\I1
100 -1000
TABLA I.
LÍMITE DE DISTORSIÓN ARMÓNICA DE LA CORRIENTE.
h impares
THD
h<11 11<=h<17 17<=h<23 23<=h<35 35<=h %
12
5.5
5
2
1
15
Donde Isc es la corriente de corto circuito en el PCC e Isc\I1
es un factor que representa la capacidad de la red a la
Vol. I - Nº 2 - Marzo 2006
12
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frecuencia fundamental respecto de la potencia de la carga. h
es el índice de armónicos impares; los armónicos pares se
limitan a un 25 % de los límites de los armónicos impares. El
THD es la distorsión armónica total máxima admisible en la
corriente de entrada.
La corriente de corto circuito en el PCC es Isc = 370 A y la
I1 = 1.23 A; por lo tanto, la Isc/I1 = 300.
Con este parámetro las normas restringen el THD a ser
menor al 15%; aunque en el presente trabajo nunca se supera el
5%.
B. Convertidor Cùk
El convertidor Cùk es un convertidor dc-dc que produce
una tensión de salida cuya magnitud puede ser mayor o menor
que la tensión de entrada y con polaridad inversa. La Fig. 1
muestra un esquema típico de un convertidor Cùk. El circuito
tiene dos modos de operación:
Modo I) Circuito con la llave encendida y el diodo en
inversa (0 < t < ton): La corriente por Lin aumenta; Co y la carga
se abastecen por la energía almacenada por Ct y Lo.
Modo II) Circuito con la llave apagada y el diodo en directa
(ton < t < Ts): La corriente por Lin disminuye, ya que Lin y la
fuente cargan al capacitor Ct. La carga se abastece por Co y Lo.
Lin
∆I Li
∆I Li
⇒t
=L
V −V = L
s
Ct
i toff
off
i Vs −VCt
(3)
L ∆I
L ∆I
= o Lo
V = − o Lo ⇒ t
a
off
toff
Va
(4)
Además,
teniendo
t off = (1 − D) Ts
Vs
D
cuenta
que
ton = DTs
y
Vs
V
=− a
D
(1− D)
Va 

 Vs 
⇒ D=


1+Va 
  Vs 
(5)
La relación de corrientes entre la entrada y la salida del
convertidor es inversa a la relación de tensiones; por lo tanto,
I D
I1 =− a
1− D
(6)
Co RL Va
-
II. PFC CÙK
+
Fig. 1.Convertidor Cùk.
C. Cálculo del convertidor Cùk
En esta sección se calcula una expresión para el ciclo de
trabajo de un convertidor Cùk operando en estado estacionario,
en función de las tensiones de entrada y salida. Para mayor
detalle de funcionamiento referirse a (Ang y Oliva, 2005 y
Mohan et al., 1995).
Partiendo de los requerimientos de carga de Ia = 5A y Va =
36V de valor medio, se calcula la RL= 7.2 Ω .
Como criterio de cálculo se adoptó asumir una frecuencia
de conmutación media fs = 100 kHz, para luego corregir y
optimizar con simulaciones paramétricas sobre el diseño
básico.
Modo I: 0<t ≤ton Durante el Modo 1 la llave principal está
cerrada, por lo tanto la duración de este modo se puede
determinar por medio de las ecuaciones que describen las
tensiones sobre las inductancias de entrada y salida, tal cual
muestran las ecuaciones (1) y (2).
Vs = Li
en
se puede calcular el ciclo de trabajo en función
de la relación de las tensiones de entrada y salida como:
-
+
∆I Li
∆I
⇒ton = Li Li
ton
Vs
L ∆I
L ∆I
VCt −Va = o Lo ⇒ton = o Lo
ton
VCt −Va
TRATE06-003
Modo II: ton <t ≤Ts
Durante el Modo II la llave principal está abierta. La
duración de este modo se puede determinar mediante las
ecuaciones (3) y (4).
Lo
Ct
2
(1)
(2)
El PFC Cùk se basa en el mismo circuito de la Fig. 1,
excepto que ahora la tensión de entrada, Vs, es la tensión
senoidal de línea y la llave se controla de modo que la
corriente por la inductancia de entrada tenga en promedio la
misma forma que la tensión de entrada, manteniéndose dentro
de una banda de tolerancia (histéresis) y esté en fase con ella.
El control por histéresis se basa en mantener el error (Vs Vref) dentro de cierto límite, para reducir los armónicos hasta
cumplir con las normas IEEE-519. Este tipo de control se logra
mediante la variación de la frecuencia de conmutación (fs) y el
ciclo de trabajo (D).
El control entrelazado se implementa conectando varias (n)
celdas similares de convertidores en paralelo y controlando sus
llaves mediante señales desfasadas en π/n. Como resultado, la
corriente total tomada por el convertidor Cùk entrelazado tiene
menos rizado que la tomada por una sola celda, reduciendo así
su contenido armónico.
A. Circuito de simulación con control por histéresis
La Fig. 2 muestra el circuito utilizado para realizar las
simulaciones en PSpice. Se parte de una fuente de tensión
senoidal de 50 Hz y una inductancia que simulan la red, pasan
por un puente rectificador y luego se utiliza una fuente de
tensión controlada por corriente para el sensado de la corriente
de entrada, logrando así una tensión proporcional a ella, V(I1).
La V(I1) es comparada con una referencia (tensión
rectificada de igual frecuencia y fase que la de red) en dos
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13
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bloques condicionales, uno para regular cada banda de
histéresis con ancho DI. La señal de salida del flip-flop RS
comanda la llave S1; cuando I1>Iref+DI S1 se abre y cuando
I1<Iref-DI S1 se cierra.
Lo
D1
S1+
0
D3
Rct
+
- -
cumplir) y ∆ILo =0.3 A (mayor al admisible por las baterías),
RLo
Co
resulta:
RL
Ro
D5
0
0
0
0
if( V(%IN1)<(V(%IN2) -0.03),0,5)
I1
ABS
set1
Iref
D S Q
V1
CLK R
DFFRS
I1
VAMPL = 1.7
FREQ = 50
reset1
0
0
if( V(%IN1)>(V(%IN2)+0.03),0,5)
Fig. 2.PFC monofásico basado en el convertidor Cùk con control de
corriente por histéresis.
Amperes
5.0
0
5uF
-5.0
I(Vs)
10
20
Time(mseg)
30
(10)
Li =8.66mHy ≈9mHy
(11)
Lo ≅1mHy
(12)
Otros criterios para calcular los componentes son el criterio
de (Simonetti et al., 1997), que llamaremos Criterio II. En este
caso los parámetros del circuito son Ct = 11 nF, Lin = 1 mHy y
Lo = 13 uHy. Criterio III de (Lin y Lee, 1997) en este caso Ct
debe ser menor a 2.8 nF, Lin << 5.73 Hy y Lo >> 100 nHy.
Estos últimos dos criterios permiten utilizar elementos menores
para obtener mejores resultados que los obtenidos con el
Criterio I.
22uF
10uF
0
I (1− D)
Ct = s
≅1 µ F
f s ∆vCt
40
Fig. 3.Curvas de la corriente de entrada con variación paramétrica de Ct.
La Fig. 3 muestra el resultado de una simulación
paramétrica variando Ct para 5 uF, 10 uF y 22 uF. Si bien se
cumple con los valores requeridos para la tensión de salida,
Va, y la corriente de salida, Ia, la corriente de entrada, Is, tiene
un pico no deseado debido a la resonancia entre Ct y Lin
(Simonetti et al., 1997) que provoca armónicos de baja
frecuencia. Note que los picos son menores cuanto menor es
Ct; por lo tanto, se reduce Ct para que el circuito responda más
rápido. Debido a que Ct es el encargado de transferir la energía
de la entrada a la salida, en Ct se debe almacenar energía
suficiente para cumplir con los requerimientos de carga.
Debido a que el control por histéresis hará variar la
frecuencia de conmutación, se diseña para una frecuencia
media de trabajo y luego se corrige y optimiza el diseño en
base a resultados de simulación.
En primera instancia se calculan las inductancias y
capacidades en base a los requerimientos de entrada y salida.
De la Ec. (5)
B. PFC CÙK CON CONTROL DE CORRIENTE EN CONFIGURACIÓN
ENTRELAZADA
Esta configuración es muy utilizada porque al usar más
componentes de dimensiones, requerimientos de corriente,
velocidad y disipación menores, permite disminuir la
frecuencia de conmutación y reducir costos; lo que es muy
significativo en circuitos con requerimientos de alta potencia.
Para la elección de los componentes se utiliza el método
visto para el convertidor controlado por histéresis como
Criterio I. Se debe tener en cuenta que los requerimientos de
rizado serán menores, ya que el entrelazado de las corrientes de
las tres celdas logrará disminuir el rizado de la corriente de
entrada. En el caso ideal que se mantenga el desfasaje entre las
tres corrientes igual a π/3, el rizado se cancelará exactamente.
Ls1
RLin1
1 H1
2mH
Vs1
D5
D7
VAMPL = {Vs1}
D6
1 H2
0
(8)
Y el tiempo de encendido medio, ton queda
t on = 2.21 µ s
(9)
Criterio I: Asumiendo ∆VCt =8 V (que no es exagerado ya
TRATE06-003
3mH
++
- -
S2
4u
RLo1
Lo1
60mH
D1
0
Lo2
Rct2
60mH
D2
50m
50m
50m
Lin3
Ct3
Rct3
Lo3
RLo3
4u
S3
50m
60mH
D3
50m
0
Co2
10000u
0
3mH
++
- -
Co1
10000u
Ro1
10m
0
RLo2
0
0
50m
Q3
0
Rct1
50m
RL0
0
Ro2
10m
Co3
10000u
Ro3
10m
0
0
Fig. 4. PFC monofásico basado en el convertidor Cùk con control de
corriente con configuración entrelazada.
Remplazando el valor obtenido de D en (6) resulta
I s =0.917 A
Lin2
50m
RLin3
I3
4u
S1
RLin2
0
Rs3
(7)
3mH
++
- -
0
Ct2
Q2
I2
Ct1
Lin1
0
Rs2
FREQ = 50
VOFF = 0
50m
Q1
I1
D4
1 H3
D =0.155
RLin1
+-
FREQ = 50
VAMPL = 308
Ct
H
+-
D2
RLin Lin
que la tensión sobre Ct debe mantener las condiciones de
estado estacionario y además almacenar energía suficiente para
transmitir a la carga en tiempos muy cortos),
∆I Li =0.05 A (levemente menor a la banda de histéresis a
+-
Vs
Rs
1
D4 i1
+-
Ls
3
El circuito de la Fig. 4 muestra la configuración entrelazada
para n=3 (Giral et al., 1999) en la cual, para iguales
requerimientos de carga, se deben calcular los componentes
para 1/3 de esos requerimientos, ya que cada celda debe
aportar un tercio de la energía total requerida. Se controla
mediante el controlador de corriente que se muestra en la Fig.
5 y las llaves son comandadas por señales entrelazadas que se
modelaron con el circuito de la Fig. 6 basado en las
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transiciones de estado descriptas en (Ang y Oliva, 2005). La
amplitud de la corriente de referencia (Vref1) se debe elegir
como 1/3 de la corriente de línea deseada multiplicada por raíz
de dos.
Amperes
2.0
ABS
VAMPL = 1.7
FREQ = 50
And1
set1
if( V(%IN1)>(V(%IN2)+Di),5,0)
Q3
Q2
_Q1
set2
I3
0
_Q3
Q2
Q1
I2
Vref1
I3
CLK
-2.0
Q1
set3
I1
0
And2
if( V(%IN1)>(V(%IN2)+Di),5,0)
Q3
_Q2
I1
0
20
I(Vs)
And3
40
60
80
100
Time (mseg)
(a)
if( V(%IN1)>(V(%IN2)+Di),5,0)
I2
4
Fig. 5.Circuito de control de corriente en configuración entrelazada.
494
DSTM1
S1
Q3
1
2
S
D
Q
CLK Q
R
CLK
Q3
5
6 _Q3
3DFFRS
4 U2
1
2
S
D
Q
CLK Q
R
4 U3
Q1
5
6_Q1
3DFFRS
Q1 1
2
S
D
Q
CLK Q
R
5 Q2
3DFFRS
Fig. 6.Circuito de comando de llaves en configuración entrelazada.
30.0
I(Vs)
29.746
30.5
30.981
Time (mseg)
(b)
Fig. 7. Curva de corriente en la entrada (a) y su ampliación (b) para el PFC
controlado por histéresis por el Criterio I.
RESULTADOS DE SIMULACIONES
En primer lugar se analizarán los resultados de las
simulaciones realizadas para el PFC Cùk con control por
histéresis. La Fig. 7 muestra la forma de onda de la corriente
de entrada al circuito y su ampliación en el cruce por cero
variando Ct de 0.1 uF, 0.5 uF y 1uF.
La Tabla 2 resume el resultado del THD ante las diferentes
variaciones paramétricas que se realizaron. En negrita se
muestran los valores nominales. Cabe aclarar que aunque no se
muestren, se verificó que los armónicos también respetan la
norma. En la Tabla 3 se ven los resultados de la simulación
paramétrica con los componentes calculados con los Criterios
II y III.
En la Fig. 7 se aprecia que la distorsión es mínima en el
cruce por cero, y luego se mantiene dentro de los límites de
tolerancia establecidos.
Si bien los componentes calculados permiten cumplir con la
norma en la entrada, en la tensión de salida se ve un rizado
considerable. Para reducirlo se redimensionó el filtro de salida
para filtrar el segundo armónico de la tensión de línea (100 Hz)
presente sobre la carga. Con este fin se utilizó una Lo=120
mHy y un Co=50000 uF. En la práctica lo ideal sería reducirlo
cerrando el lazo de tensión.
La regulación de carga, mostrada en la Fig. 8, dio como
resultado para RL= 2, 6.8 y 20 Ω una tensión de salida de 20.4V, -39,85V y -67,77V, respectivamente. Esto muestra una
regulación de carga razonable, a pesar de que el lazo de tensión
esté abierto. Si el filtro de salida es rediseñado para filtrar los
100 Hz, aumentando Co, entonces aumenta el tiempo de
establecimiento pero disminuye el rizado en la carga, tal como
se muestra en la Fig 9. Para Co = 30000 uF el rizado es de 1.18
V y para Co = 50000 uF es de 354 mV sobre un nivel de
tensión menor a -40 V.
TRATE06-003
0
Q2
6_Q2
HI
III.
250
TABLA 2
RESULTADOS DE SIMULACIONES PARAMÉTRICAS PARA EL PFC
CONTROLADO POR HISTÉRESIS PARA EL CRITERIO I.
PARÁMETRO
VARIADO
Ct
Lin
Co
RL
-20
Voltios
4 U1
mA
HI
-40
Rl=2 ohms
VALOR
THD %
0.1 uF
0.5uF
1uF
20mHy
10mHy
5mHy
30000uF
50000uF
2Ω
6.8 Ω
20 Ω
0.3420
0.8567
1.2372
0.6586
0.6596
0.7073
3.8600
3.3336
3.1683
3.5408
3.5803
-20.122
-39.674
Rl=6.8 ohms
-67.617
-60
Rl=20 ohms
-80
1.5
1.4
1.3
1.2
Time(seg)
Fig. 8. Tensión de salida para diferentes cargas para el PFC Cùk con
control por histéresis para el Criterio I.
1.0
1.1
V(Co:2)
En la Fig. 10 se ve que con Ct = 2nF se logra la menor
distorsión. De las variaciones paramétricas se observó que el
rizado en los máximos y mínimos de la onda de corriente se
puede reducir aumentando Lin, tal cual muestra la Fig. 11.
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Revista Argentina de Trabajos Estudiantiles
es controlada variando el valor de Ct; si se hace demasiado
chico no alcanza a almacenar energía suficiente y el nivel de
tensión de salida es casi nulo.
-39
-40
Volts
Co=30000uF
TABLA 3
RESULTADOS DE SIMULACIONES PARAMÉTRICAS PARA EL PFC
CONTROLADO POR HISTÉRESIS PARA LOS CRITERIOS II Y III.
-41
-42
PARÁMETRO
VARIADO
Co=50000uF
-43
0.5
0.6 0.7
V(Co:2)
0.8
0.9
1.0
1.1
1.3
1.2
Ct
1.4 1.5
Time (seg.)
Fig. 9.Curvas de tensión en la carga para el PFC controlado por histéresis
para el Criterio I.
Lin
Co
1.89
Lo
Corriente (A)
1
0
36
40
Time (mseg.)
44
48
Amperes
29.77 32
-I(Ls)
THD %
2 nF
11 nF
1uF
1mHy
5mHy
10mHy
30000uF
50000uF
1 mHy
13 uHy
0.4060
0.4753
1.3023
0.6953
0.2877
0.4753
0.6113
0.5903
0.4753
0.4469
0
-200
(a)
500
400
Corriente(mA)
VALOR
200
-1
-1.87
5
I(Ls1)
510
Ct=1uF
520
530
Time(mseg)
(A)
540
Ct=2nF
0
4.0
Amperes
Ct=11nF
-400
39.6
39.4
I(Ls)
39.8
40
40.2
Time (mseg)
40.4
(b)
Fig. 10.Curvas de corriente en la entrada (a) ante variaciones de Ct y su
ampliación (b) para los Criterios I con Ct=1uF, II con Ct=11nF y III con Ct =2
nF.
1.89
Corriente (A)
Lin=1mHy
1.8
Lin=10mHy
1.7
1.642
4.88267
Lin=5mHy
4.884
I(Ls)
4.886
4.89
4.888
Time (mseg)
4.892
4.894
4.896
Fig. 11. Ampliación de las curvas de corriente en la entrada ante
variaciones de Lin para Lin=10mHy, Lin=5mHy y Lin=1mHy.
En la configuración entrelazada, con Ct calculado según el
Criterio I, (Fig 12) las simulaciones mostraron que ante
variaciones de la tensión de entrada y de carga el THD se
mantuvo por debajo del 2.7%, pero la regulación de salida fue
muy mala, debido a que no está cerrado el lazo de tensión.
Además no se ven distorsiones en el cruce por cero; y a la
salida el rizado es despreciable. La energía que pasa a la carga
TRATE06-003
0
40.6 40.785
-3.2
512.2469 512.260
I(Ls1)
512.280
512.300
512.3187
Time(mseg)
(B)
Fig. 12. Curvas de corriente en la entrada ante variaciones de Vs (a) y su
ampliación (b) para el PFC entrelazado.
Las formas de onda de la corriente de entrada de cada celda
y la salida de las compuertas AND (ver Fig. 6) que se
combinan para crear la señal de CLK que comanda los FlipFlop de la Fig.7 se muestran en la Fig. 13. En ella se puede ver
el efecto del control sobre las corrientes sensadas para
mantenerlas dentro de la banda de tolerancia, siguiendo la
referencia senoidal.
La Fig 14 muestra que los niveles de tensión obtenidos a la
salida están muy por debajo de los requeridos. Debido a la
sensibilidad de la tensión de salida con respecto al valor de Ct,
la tensión de salida está muy por debajo de su valor nominal.
Se espera que cerrando el lazo de tensión se consiga regular la
tensión de salida.
Vol. I - Nº 2 - Marzo 2006
16
Revista Argentina de Trabajos Estudiantiles
CLK
_Q1
_Q2
_Q3
17.5V
15.0V
12.5V
22.495
V(I1) V(I2)
22.800
23.200
V(I3)
Time(mseg)
Fig. 13.Señales de CLK y señales que manejan las llaves de las celdas
(arriba). Ampliación de la corriente de entrada a cada celda siguiendo la
referencia senoidal para el PFC Cùk entrelazado.
2.0
Volts
0
-2.0318
AGRADECIMIENTOS
Los autores agradecen al CONICET, a la SGCyT de la
Universidad Nacional del Sur (PGI UNS 24/K021) por el apoyo
brindado para la concreción de este trabajo.
REFERENCIAS
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-2.3523
0.6
0.7
V(RL0:2)
0.9
1.0
0.8
Time(seg)
Fig. 14.Curvas de tensión en la carga ante variaciones de RL para el PFC
Cùk entrelazado.
IV.
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CONCLUSIONES
Se evaluaron dos topologías (entrelazada y sin entrelazar)
de PFC Cùk para un cargador de baterías con fuente de
alimentación universal. Además se comparan tres criterios para
el cálculo de los componentes. Las topologías propuestas
fueron evaluadas mediante simulaciones y se compararon sus
respectivos desempeños.
La disipación de los componentes es de vital importancia en
circuitos de potencia, ya que la necesidad de utilizar
disipadores incrementa notablemente los costos. Por ello, es
preferible el uso de configuraciones entrelazadas, que si bien
requieren un mayor número de componentes, estos deben
manejar menores corrientes. Además, como se pudo observar,
los resultados obtenidos en la configuración entrelazada
superan ampliamente los obtenidos con el control de histéresis
(sin entrelazar, Criterio I). La configuración entrelazada
siempre dará menores valores de THD que los de la
configuración no entrelazada, si los componentes fueron
calculados con el mismo criterio.
La regulación de carga obtenida en el control por histéresis
es mejor, pero en ambas configuraciones se la puede mejorar
cerrando el lazo de tensión de salida.
El cálculo de Ct se basa en un compromiso entre la
distorsión en la corriente de entrada y la energía que debe
almacenar para transmitir a la salida. Además, debe tenerse en
cuenta que las variaciones de tensión sobre Ct aumentan al
aumentar la frecuencia, ya que se debe mantener la condición
de estado estacionario.
Respecto al filtro pasabajos de salida hay que considerar
que su frecuencia de corte debe estar por debajo de los 100 Hz
para reducir al máximo el rizado sobre la carga. Es por ello que
TRATE06-003
las dimensiones de Lo y Co son tan grandes; pudiendo
reducirse en la configuración entrelazada, ya que los Co
quedan en paralelo; en esta configuración también se puede
reducir el valor de Lin en un tercio. En ambas configuraciones
se puede reducir el tamaño del filtro de salida, limitando el
ancho de banda con un lazo de tensión.
Si bien en su mayoría las simulaciones se realizaron para el
circuito de configuración por Criterio I, los otros dos criterios
aportan mejores resultados permitiendo utilizar componentes
menores.
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-2.0
-4.0
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[7]
Ang, S.S. y A.R. Oliva, Power Switching Converters, segunda edición,
CRC Press, New York, 330-338 (2005).
Giral, R, L. Martíınez-Salamero y S. Singer, "Interleaved Converters
Operation Based on CMC”, IEEE Transactions on Power Electronics, 14,
NO. 4, 643-652 (1999).
IEEE Standard 519-1992, IEEE Recommended Practices and
Requirements for Harmonic Control in Electrical Power Systems (1992).
Mohan, N., T. Undeland y W. Robbins, Power Electronics Electronics:
Converters, Applications, and Design, John Wiley & Sons, Inc, cap.7, 11
y 18 (1995).
Naganandini, J. and D. Maksimovié, “Power Factor Correctors based on
Coupled-Inductor SEPIC and CÙK converters with Nonlinear-Carrier
Control”, IEEE APEC (1998).
Newton, A., Green, T.C. y Andrew, D., “AC\DC Power Factor Correction
using Interleaved Boost & Cùk converters.”, Power Electronics &
Variable Speed Drives (2000).
Simonetti, D.S.L., Sebastián, J. y Uceda, J., “The Discontinuous
Conduction Mode Sepic and Cùk Power Factor Preregulators: Analysis
and Design”
Vol. I - Nº 2 - Marzo 2006
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