Design of a Current Measurement System in a Plasma Thruster with

IEEE LATIN AMERICA TRANSACTIONS, VOL. 11, NO. 1, FEB. 2013
125
Design of a Current Measurement System in a
Plasma Thruster with Rogowski Coil
R. O. De Alessandro, M. D. Vélez Ibarra, Member, IEEE y H. H. Brito
Abstract— The development of plasma thrusters for
microsatellites is mostly based in intensive testing, so the
implementation of measurement devices for characterizing their
real response is required. One of the most significant parameters
is the current flowing through the plasma at the time of ignition;
its quantification requires an instrument capable of measuring
current peaks between -14 kA and +10 kA, without interrupting
the circuit that produces it. That’s why a Rogowski coil has been
chosen as the ideal measurement method. When the coil is
mounted around the conductor carrying the current to be
measured, it produces a voltage proportional to its derivate.
Using an operational amplifier, adapted to the discharge current
frequency of the plasma generating circuit, an active integration
of the Rogowski´s coil output signal is performed. The work
begins by defining the Rogowski´s Coil characteristic parameters
and the integrator circuit which converts its output to a signal
proportional to the measured current. Subsequently, the related
hardware is implemented and functional tests are performed.
Keywords— High current, integrator, Measuring system,
Plasma Thruster, Rogowski Coil.
A
I. INTRODUCCIÓN
CTUALMENTE existen innumerables métodos e
instrumentos para realizar mediciones. Pero, dado que
tienen distintas características, su utilidad es limitada. En
aplicaciones en las que se desea medir corrientes de magnitud
muy elevada, como la que aquí se presenta, interesa el uso de
un instrumento que no se vea afectado por ella y que no
interfiera en el circuito. Es por esto que lo más conveniente es
realizar la medición sin que la corriente circule a través del
sensor. Esto se logra con el uso de un inductor, por cuyo
núcleo se hace pasar el cable que conduce la corriente,
induciendo en las espiras una tensión proporcional a la
variación de dicha corriente con respecto del tiempo.
En la aplicación aquí reportada, donde se desea medir la
corriente de descarga del banco de capacitores que circula por
el plasma en un Propulsor de Plasma de propelente sólido, se
utiliza el inductor conocido como “Bobina Rogowski”.
II. PROPULSOR DE PLASMA PULSANTE DE PROPELENTE SÓLIDO
El Propulsor de Plasma Pulsante es considerado una de las
opciones de menor costo, masa y potencia para la propulsión
R. O. De Alessandro, Centro de Investigaciones Aplicadas del IUA,
Córdoba, Argentina, rdealessandro@gmail.com
M. D. Vélez Ibarra, Centro de Investigaciones Aplicadas del IUA,
Córdoba, Argentina, delfinavelez@gmail.com
H. H. Brito, Centro de Investigaciones Aplicadas del IUA, Córdoba,
Argentina, hbrito@iua.edu.ar
de microsatélites, tanto para la puesta en órbita, como para el
control de su posición angular. Además, es un sistema seguro,
ya que como propelente se utiliza el Politetrafluoretileno
sólido (en adelante PTFE, polímero más conocido por su
nombre comercial: TeflónTM), que es inerte y no tóxico.
El Propulsor de Plasma P4S-1, en cuya construcción están
involucrados los autores, cuenta con una unidad de
procesamiento de potencia, que toma potencia del bus del
satélite y carga un banco de capacitores a cientos de Voltios.
La barra de PTFE que sirve como propelente, se coloca entre
un par de electrodos, que son cargados por dichos capacitores.
Por su parte, la bujía que produce la ignición, constituida por
un semiconductor rodeado de otro par de electrodos, se
enciende para crear una pequeña cantidad de electrones libres
entre los electrodos. Esto permite que el banco de capacitores
se descargue, erosionando una pequeña cantidad de la
superficie del PTFE. Esta masa es, finalmente, acelerada,
produciendo el empuje necesario para modificar la posición
del satélite [1].
El problema que se desprende de este diseño, es la
dificultad de medir la corriente real de descarga del banco de
capacitores. Este valor resulta de importancia, ya que permite
la evaluación de la intensidad de corriente que fluye a través
del plasma producido por la erosión del PTFE.
III. MODELADO MATEMÁTICO
A. Banco de capacitores
Antes de comenzar el modelado matemático de la Bobina
Rogowski (en adelante BR), es necesario confeccionar un
modelo que simule el comportamiento de la descarga del
banco de capacitores, del cual se quiere obtener el valor de la
corriente.
De mediciones realizadas en el laboratorio con el
osciloscopio Tektronix® TDS220, se desprende la curva de la
Fig. 1, que muestra la forma de onda de la tensión generada
durante la descarga.
126
IEEE LATIN AMERICA TRANSACTIONS, VOL. 11, NO. 1, FEB. 2013
corroboran los resultados obtenidos. Como puede observarse,
la señal tiene la misma forma que la descarga del banco de
capacitores, pero sin el ruido que aparece en el modelo real, de
manera que puede ser utilizada para el resto del análisis sin
introducir errores en el sistema.
Curva de descarga de Capacitores
6.00E+03
5.00E+03
Tensión [V]
4.00E+03
3.00E+03
2.00E+03
4.5kV
1.00E+03
2.5kV
0.00E+00
-1.00E+03
-2.00E+03
0V
Tiempo [ms]
Figura 1. Curva de descarga del banco de capacitores, medida en laboratorio.
Para efectuar una simulación del sistema de medición, se
realiza un modelo matemático cuya respuesta se asemeje a la
del motor de plasma. Dado que el comportamiento del
propulsor durante la aceleración del plasma puede ser
asimilado al de un circuito RLC [2], se toman como referencia
los valores aproximados de capacidad, inductancia y
resistencia del propulsor P4S-1 para confeccionar dicho
circuito.
200ms
201ms
1
1
2
U2
U1
Vcc
Cf
4.2 kVDC
2.6uF
2
R
0.044
L
177nH
C
3e20
0
Figura 2. Circuito RLC resultante de la simulación en SCILAB.
Se procede, entonces, a realizar una simulación en SCILAB
del circuito RLC, donde se establece el valor de C igual a los
2,6 µF del banco de capacitores (que consta de 8 capacitores
Fabmika® de Cera-Mite, tipo film de mica multicapa de 0,33
µF conectados en paralelo). Los valores de L y R, que
corresponden a la inductancia y resistencia variables del arco
de descarga, se ajustan analizando la gráfica de la tensión de
salida del circuito y comparándola con la de la Fig. 1. Se elige
el valor para el cual la forma de onda y magnitudes de ambas
se hacen aproximadamente iguales. Para alimentar el circuito
se utiliza una fuente del mismo valor que la dispuesta en el
circuito del motor de plasma, de 4,2 kVDC. Además, por
requerimiento de software se agrega un capacitor “C” en la
rama donde están R y L Fig. 2, cuyo valor se propone como
infinito para que no influya en el sistema. Los valores
resultantes de los componentes del circuito (Considerando R y
L constantes y despreciando la inductancia de C, la resistencia
de C y las capacidades parásitas.) son:
Cf = 2,6 µF (equivale a los 8 capacitores de 0,33 µF)
R = 0,044 Ω
L = 177 nH
C = 3e20 (necesario para la simulación en SCILAB)
Una vez obtenido el modelo matemático del propulsor de
plasma, se traslada al programa de simulación ORCAD,
versión demo, donde se realiza el resto del análisis. Allí se
grafica la tensión de salida del circuito RLC Fig. 3 y se
-2.5kV
201.000ms 201.005ms 201.010m 201.015m 201.020m 201.025ms
Time
V(U1:2)
Figura 3. Respuesta de la tensión de descarga del capacitor Cf en el circuito
simulado.
B. Bobina Rogowski
El objetivo de este trabajo es medir la corriente de descarga
del banco de capacitores con un dispositivo que no introduzca
variaciones al circuito y que sea capaz de soportar los altos
picos de entre -14 kA y +10 kA. Existen numerosos
desarrollos en lo que respecta a sensores de corriente: el Shunt
de corriente de baja resistencia, el Transformador de corriente,
el sensor de efecto Hall y la BR. Esta última tiene bajo costo,
consumo y variación con la temperatura, no tiene problemas
de offset y saturación, es lineal en el rango de medición y es
capaz de medir altas corrientes sin interferir el normal
funcionamiento del circuito [3]. Por dichas ventajas, el
instrumento elegido para realizar la medición es la BR, donde:
=−
(1)
Esto indica que la tensión medida en los extremos de la
bobina es igual a la derivada de la corriente que circula por un
conductor que atraviesa su núcleo Fig. 4, multiplicada por el
factor M (término constante, que corresponde a la inductancia
mutua de la bobina y el conductor). Esto se debe a que
cualquier inductor atravesado por una corriente, produce un
campo magnético a su alrededor.
Figura 4. Bobina Rogowski atravesada por un conductor de corriente.
1) Cálculo de la Inductancia Mutua (M): Como puede
observarse en (1), para obtener el valor de la corriente a partir
de su derivada, es necesario conocer el valor de M que la
multiplica. Para calcular la inductancia mutua [H], se debe
considerar:
--Un conductor ∞ (se supone que la distancia entre las
espiras es lo suficientemente pequeña con respecto a su
longitud, ya que se tiene un alambre de 1,54 m
aproximadamente, bobinado en 57 vueltas en un núcleo
toroidal de radio menor a 10 mm).
(dado que se usa núcleo de PTFE, con:
-- ≅
DE ALESSANDRO et al.: DESIGN OF A CURRENT MEASUREMENT
127
(
) = 1). (Se utiliza un material no magnético para la
construcción del núcleo para mejorar la linealidad de la
respuesta y que la inductancia sea baja. De esta forma, se
puede trabajar en un amplio ancho de banda, midiendo
corrientes altas sin saturación y responder a tiempos de subida
del orden de nano-segundos, lo que permite entregar una
salida proporcional a la derivada de la corriente en el tiempo
[4].)
Luego, se tiene:
=
(2)
la
Donde B es el campo magnético que se genera [T],
permeabilidad magnética del vacío [H/m], I la intensidad de
corriente que circula por el hilo [A] y 2πx la longitud de la
trayectoria circular alrededor del alambre [m].
Integrando la expresión (2), respecto de la superficie sobre
la cual actúa y el ángulo de incidencia formado entre las líneas
de campo magnético y los diferentes elementos de dicha
superficie (ds), se calcula el flujo magnético φ [Wb]:
=
1
=
ln
R
i
C
L
0
Figura 6. Circuito de descarga del capacitor.
= ( )
+
( )=
+
(7)
.
=
.
(8)
( )=
(9)
=
=2
(3)
=
2
U
( )=
=
(10)
(4)
( )=
(
( )=
∴
=
)
.(
.(
(11)
)
(12)
)
Aplicando la anti-transformada de Laplace:
Figura 5. Datos constructivos para la integración y construcción. Con a: radio
interno, b: radio exterior, l: alto y x: distancia medida desde el hilo conductor
al punto en el que se quiere determinar el campo (todos en metros).
Finalmente, reemplazando en la ecuación (4) los valores
constructivos y multiplicándola por el número de espiras (N),
se obtiene el valor del flujo magnético total (5) y, con este, el
de la inductancia mutua (6).
=
=
ln
=
(5)
ln
.
(
)
(13)
Para hallar el máximo de corriente, se deriva e iguala a
cero:
( )
(
)−
=
.
(
) (14)
( )
(
=0;
(
(6)
Los valores utilizados en la construcción de la bobina son:
b = 23 mm, a = 16 mm, l = 6,5 mm, N = 57
Ø alambre = 0,5 mm
Material = cobre (Cu)
µ0 = 1,26x10
( )=
)=
)=
(
(
) ∴
(
)=
Sabiendo que:
=
(15)
(16)
(17)
)=
(
)
=
.
=
(18)
H/m
Para estos datos:
M = 2,6963 x 10^-8 [H] ≈ 0,02696 [µH]
2) Cálculo de la Corriente de descarga del Banco de
Capacitores: Para este cálculo, se toma como referencia el
circuito de la Fig. 6, en el momento de la descarga del
capacitor (Vc = Vo):
=
Luego:
=
.
(19)
.
(
)
(20)
128
IEEE LATIN AMERICA TRANSACTIONS, VOL. 11, NO. 1, FEB. 2013
Reemplazando con los valores de los datos obtenidos
anteriormente (Vo = 4,2 kV, L = 177 nH, R = 0,044 Ω y C =
2,68 µF):
1
≅ 2,093 10
1
≅ 1,447 10
≅ 230,297 [
]
1
≅ 124,294 10
[ ]
≅ 1,0279 10
*tomar datos y hacer cálculos en Radianes
Evaluando en
:
≅
,
[
]
Si se requiere mayor versatilidad, se puede utilizar un circuito
Integrador Activo, con amplificadores operacionales, que
permite trabajar en anchos de banda que van desde muy bajas
hasta altas frecuencias (del orden de los MHz). Otra
posibilidad es la Autointegración, que aprovecha la
inductancia de la bobina, por lo que no requiere un circuito
integrador externo. El ancho de banda que se obtiene por esta
técnica es limitado, pero permite trabajar a frecuencias muy
elevadas [5].
El modelo que se considera más adecuado para efectuar la
integración de la tensión de salida de la BR es el integrador
activo, que se diseña como un amplificador operacional en la
configuración de integrador Fig. 7.
La tensión de salida de este circuito se obtiene a partir de:
=−
(27)
Donde:
=−
3) Cálculo de Tensión de la Bobina Rogowski:
(
)+
(
=
.
−
=
( ).
(
e = 4,2 [kV]. e
)
−
(
+
)
0,086 sen(ω t) + cos(ω t)
(22)
( )
(29)
= 0,026963 10−6 [
≅
,
] . 2,37 1010
(1)
[ ]
Finalmente, se procede a obtener la forma de onda de la
derivada. A partir de (14):
( )
(
)
=
−
(
)
(25)
=
,
(
)
C
R1
VBR
Vi
R
OUT
Vo
+
R2
U1
0
Figura 7. Circuito integrador activo, con divisor resistivo a la entrada.
Analizando el término de ganancia, si se quiere tener a la
salida exactamente la onda de entrada, se trata que sea
= ,
Reemplazando los valores obtenidos en (1), se obtiene el
máximo pico de tensión inducido en la bobina al momento de
la descarga:
=−
es el término de la ganancia y el
signo negativo indica que la señal de salida está invertida
respecto de la de entrada.
(23)
Dado que se requiere saber cuál es el valor máximo que se
induce en la bobina, interesa calcular el valor máximo de la
derivada de la corriente respecto del tiempo (di/dt), el cual se
produce en i(t=0). De (14):
( )
=
= 16398 [ ] . 1,44 10
(24)
( )
(28)
) (21)
En la ecuación (29),
=
( )
=
−
,
(
)
(26)
IV. DISEÑO DEL CIRCUITO INTEGRADOR
Existen diferentes maneras de llevar a cabo la integración
de la señal de salida de la BR. Puede hacerse con un circuito
Integrador Pasivo, compuesto por resistencias y capacitores.
Este modelo se emplea en circuitos de alta frecuencia, ya que
comienza a integrar una década después del polo del sistema.
= 1, por lo tanto:
(30)
=
= 0,026963 10
Si se elige C = 6,8 nF y se calcula: = ,
Ω (Dado
que la entrada del circuito integrador se conecta luego a un
divisor de tensión, el valor de R debe ser mucho mayor al de
la resistencia del divisor donde se conecta. De esta forma no
se carga al divisor, perturbando el valor de tensión entregado.
Es por esto que al conectar el circuito completo, se utiliza una
resistencia de carga más grande.)
Como se calculó anteriormente, el valor máximo de tensión
que se induce en la bobina es aproximadamente 639 V. Dicho
valor es muy elevado, por lo que no puede entrar directamente
al amplificador operacional, sino que primero debe ser
atenuado, mediante un divisor resistivo Fig. 7. Es importante
que el valor de la primera resistencia (R1) sea alto, para no
cargar al circuito de la bobina.
Se calcula:
=
(31)
Para obtener una tensión de entrada al operacional de 16 V,
DE ALESSANDRO et al.: DESIGN OF A CURRENT MEASUREMENT
=
(32)
De lo que se desprende que:
0,026 1 = 2
(33)
Luego, elige R1 = 4,7 kΩ y se calcula R2 = 122,2 Ω
V.
SIMULACIÓN DEL CIRCUITO COMPLETO
Para analizar el funcionamiento del sistema de medición, se
procede a la simulación del diseño completo, que se construye
en tres etapas: la descarga del banco de capacitores, donde se
coloca un capacitor de valor de capacidad total igual al de la
suma de todos los capacitores conectados en paralelo (2,6 μF)
seguida de un transformador, cuyos parámetros se ajustan para
obtener una respuesta similar a mediciones realizadas
anteriormente en laboratorio con una BR y, finalmente, un
circuito integrador, que recibe la tensión que se induce en la
BR y la integra, para convertirla nuevamente en corriente.
(Estos circuitos se utilizan para realizar las pruebas necesarias
para el diseño. Al llevar a cabo la implementación para su
aplicación sólo se construye el circuito de acondicionamiento
de señal. La BR, por su parte, se fabrica según los parámetros
de diseño calculados anteriormente.)
A. Descarga del banco de capacitores
Para obtener la forma de onda de la tensión de descarga del
banco de capacitores, se coloca una punta de prueba a bornes
del capacitor Cf del circuito que se desprende de la simulación
en SCILAB Fig. 2 y se obtiene la señal de la Fig. 3, con un
pico máximo de 4,2 kV y el segundo pico aproximadamente a
la mitad (2 kV).
200ms
1
201ms
2
1
máximo negativo de -14 kA y un máximo positivo de 10 kA
aproximadamente. La intensidad que interesa medir es la de
los picos más altos, que está en un intervalo de tiempo muy
pequeño. Para esto, se define un rango en el cual se desea que
las mediciones sean correctas, de unos 5 µs.
B. Bobina Rogowski
Dado que no existen modelos de simulación de la BR, su
funcionamiento se reproduce con un transformador, cuyo
comportamiento es similar. Para ajustar los parámetros de
simulación, se toma como referencia la curva de tensión de
salida de la BR tomada durante un ensayo realizado en una
cámara de alto vacío Fig. 10. El pico máximo positivo y
algunos valores negativos se ven recortados porque superan el
rango de medida de amplitud del osciloscopio utilizado
(resolución vertical máxima: 50 V/div) y factor de atenuación
de la sonda (10X). Sin embargo, ajustando el segundo pico a
los 300V de la figura y suponiendo que el máximo alcanzará
=
un valor cercano al calculado anteriormente (
639,023 [ ]), se obtienen los parámetros para ORCAD de
TX1: L1 = 830 µH y L2 = 10 µH Fig. 11.
Curva de respuesta de Bobina Rogowski
400
300
Tensión [V]
= 639 V:
tomando el valor máximo de
129
200
100
0
-100
-200
Tiempo [ms]
Figura 10.
laboratorio.
Gráfica de salida real de la Bobina Rogowski, medida en
2
R
U2
U1
R1
0.044
Vcc
C1
2.6uF
4.2kVDC
I
L1
177nH
TX
200ms
5
201ms
1
1
2
U
U
Vcc
C
2.6uF
4.2kVD
R
1
V
2
R
0.04
0
0
L
177nH
0
Figura 8. Circuito para simulación de carga y descarga del capacitor.
0
Para medir la salida de corriente real que se entrega al
circuito, se sensa el flujo que circula por una carga lo más baja
posible, para no afectar las magnitudes obtenidas Fig. 8.
10kA
0A
-10kA
-15kA
201.000ms 201.005ms 201.010ms 201.015ms 201.020ms 201.025ms
Time
I(R1)
Figura 9. Corriente que circula por la carga.
La corriente de descarga del circuito Fig. 9 tiene un pico
Figura 11. Circuito que simula la salida de la Bobina Rogowski.
Dado que la BR no se conecta directamente al circuito, para
la simulación se aísla el circuito de descarga del banco de
capacitores colocando una resistencia de 5 kΩ. Con este
diseño se obtiene la gráfica de la Fig. 12, que es comparable
con la curva de respuesta real.
Para obtener una estimación del error entre el valor
esperado Vsim (resultado de la simulación) y la respuesta
experimental Vreal (curva obtenida en el ensayo), se calcula el
error cuadrático medio:
=
∑
(
)
(
)
(34)
130
IEEE LATIN AMERICA TRANSACTIONS, VOL. 11, NO. 1, FEB. 2013
500V
0V
-500V
-800V
201.000ms 201.005ms 201.010ms 201.015ms 201.020ms 201.025ms
Time
V(TX1:1)
Figura 12. Tensión de salida del circuito que simula la Bobina Rogowski.
Para un total de n = 2500 valores analizados de ambas
curvas, comprendidos entre 200,97686 ms y 201,02884 ms
con un paso de 0,00002 ms, se obtiene como resultado:
ECM = 2,272 V
Si se analiza a partir de los 201,005 ms y se eliminan los
valores que corresponden a las tensiones negativas recortadas
de los datos obtenidos en el ensayo, se tiene n = 997 y:
ECM = 2,694 V
Se observa que en el segundo caso, a pesar de haber
eliminado los valores del comienzo (con alto nivel de ruido) y
aquellos donde la tensión negativa de la señal tomada
experimentalmente no fue correctamente muestreada, el ECM
es mayor. Esto se debe a que, a pesar que la diferencia entre
los valores esperado y real disminuye, el tamaño del error
aumenta con la disminución del número de muestras
analizadas. Sin embargo, dado que para realizar este cálculo se
eliminan los valores desconocidos, este resultado es más
representativo del error cuadrático medio que se produce.
C. Circuito de acondicionamiento de señal
Para acondicionar la salida de la BR y obtener la forma de
onda original, se construye el integrador, usando el
amplificador operacional LM318 Fig. 13. Si bien se deben
respetar los valores obtenidos matemáticamente para la red de
retroalimentación, el sistema no funciona correctamente
colocando una resistencia de entrada de sólo 3,965 Ω. Es por
esto que, para poder elevar ese valor, se coloca una resistencia
R1 de 2,7 kΩ en paralelo con el capacitor de 6,8 nF,
permitiendo aumentar el valor de R2 a 2,7 kΩ.
R1
2.7k
C1
6.8nF
U1
3
+
R2
V1
VOFF = 0
VAMPL = 10
FREQ = 200k
2.7k
2
7
V+
OUT
-
LM318
R3
1.5k
4
5
V-
1
6
V2
12VDC
0
V3
-12VDC
0
0
Figura 13. Circuito integrador con LM318. (El circuito es excitado con una
onda senoidal a 200 kHz (similar a la que frecuencia de la descarga real, para
un período de 5 µs), para verificar su correcto funcionamiento en condiciones
de trabajo similares a la real.)
Dado que a medida que aumenta la ganancia del integrador
disminuye el ancho de banda, para esta aplicación donde
interesa un ancho de banda relativamente grande, R1 y R2 se
eligen iguales. De esta forma la señal de salida se atenúa, pero
la precisión de la medición no se ve afectada en la frecuencia
de trabajo [6]. Además, se agrega la resistencia R3, igual al
paralelo de R1 y R2, entre la entrada no inversora del
amplificador operacional y masa. (Diseño basado en modelos
propuestos por Texas Instruments) [7].
D. Circuito completo de simulación
Para completar la fase de simulación, se conecta el circuito
completo y se mide la corriente de salida del integrador,
comparada con la curva de descarga del banco de capacitores.
El comportamiento del circuito se analiza en el periodo de
interés, comprendido entre los 201 ms y los 201,03 ms,
cuando se descarga el capacitor C1 Fig. 8, luego de haberse
cargado durante 200 ms. Se obtienen las curvas de corriente
descarga del capacitor (verde) y corriente de salida del
integrador (roja) de la Fig. 14.
10kA
0A
-10kA
201.000ms 201.005ms 201.010ms 201.015ms 201.020ms 201.025ms
Tim
I(R1)
I(U3:OUT)*220000
Figura 14. Gráfica resultante de la simulación del circuito completo. (La señal
de salida es del orden de los mV, por lo que para que sea comparable con la
entrada, debe ser multiplicada por un factor de 2200000.)
Comparando las señales obtenidas, puede verse que las
señales tienen la misma forma. Sin embargo, la señal de salida
está retrasada respecto de la señal de entrada, debido a que
para la simulación de la BR se utiliza un transformador, que
produce una demora a la señal. Como el período es el mismo
para ambas, se puede garantizar que durante la
implementación real el circuito funcionará correctamente.
VI. RESULTADOS
Con los parámetros constructivos calculados, se construye
la BR y con los valores obtenidos mediante la simulación, el
circuito integrador con el amplificador operacional LM318.
En una primera fase del desarrollo, se pretende analizar el
funcionamiento de cada uno de ellos. La BR es ensayada
directamente en el Propulsor de Plasma, fijándola alrededor
del conductor por donde circula la corriente de descarga del
banco de capacitores, obteniendo la curva de tensión de la Fig.
10. Aunque algunos de los datos no se registraron, se observa
que la respuesta tiene la forma esperada.
Por su parte, el circuito integrador se prueba con un
generador de funciones conectado a la entrada, que simula la
tensión de salida de la BR. Dado que la señal real tiene una
gran cantidad de armónicos, se verifica que el circuito
responda a la excitación con una onda cuadrada a 66,6 kHz (se
utiliza una frecuencia menor a la de trabajo porque se los
armónicos con los que se genera la onda cuadrada serán de
alrededor de los 200 kHz). A la salida se obtiene una señal
triangular, que corresponde a la integral invertida de la onda
DE ALESSANDRO et al.: DESIGN OF A CURRENT MEASUREMENT
Roque Omar De Alessandro se graduó en la Universidad
Nacional de Córdoba, Argentina con el título de Ingeniero
Electricista Electrónico en el año 1986. Su experiencia en
ingeniería de desarrollos en electrónica, diseño de
instrumental e interfaces empleadas en vehículos espaciales
(satélites y cargas útiles de cohetes sondas) y en la estación
telemétrica terrena. Le permitió ser investigador asociado en el Proyecto
microspacecraft que se convirtió en el primer satélite de la Tierra "made in
Argentina", lanzado el 29/08/96, desde Plesetsk, Rusia como carga útil
“piggy-back” de un lanzador Semyorka-Molnya. En la actualidad es codirector del Proyecto “Propelsat” para el desarrollo de un propulsor de plasma
pulsante ablativo para el mantenimiento en órbita de un satélite, en el Instituto
Universitario Aeronáutico, Córdoba, Argentina.
cuadrada Fig. 15.
Figura 15. Circuito integrador implementado, excitado con una señal
cuadrada y Bobina Rogowski sin conectar.
Con esto se verifica el correcto funcionamiento de las partes
del sistema de medición. La tarea a continuación es armar el
conjunto completo, montarlo en el Propulsor de Plasma y
realizar las pruebas reales en una cámara de alto vacío.
VII. CONCLUSIÓN
Analizando lo expuesto, se observa que se logró con éxito el
diseño de un sistema de medición de picos de alta corriente,
aplicable a un Propulsor de Plasma Pulsante de propelente
sólido.
Además, se desarrolló dicho sistema, a partir de los
parámetros de diseño de una Bobina Rogowski y un circuito
integrador adecuado a la frecuencia de trabajo de la descarga
que produce el plasma. Los cuales permitirán determinar la
corriente que circula en el momento posterior a la ignición en
futuros ensayos.
REFERENCIAS
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Tesis doctoral, Leganés, Junio 2011.
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Attenborough, Nottingham, NG9 6AD, U.K.
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Delfina Vélez Ibarra es estudiante de Ingeniería Electrónica
en la Universidad Católica de Córdoba. Actualmente, está
llevando a cabo su trabajo final de carrera en el Laboratorio
de Comunicaciones, conjuntamente con Agronomía y
trabajando como becaria en un proyecto del Ministerio de
Defensa en el Centro de Investigaciones Aplicadas. Su área de investigación
de interés actual se centra en los vehículos espaciales, específicamente
propulsores de plasma y microsatélites.
Héctor H. Brito recibió el título de Ingeniero Aeroespacial
en la “Ecole Nationale Supérieure de l'Aéronautique et de
l'Espace” – República Francesa, en 1971. Experiencia
práctica en la Propulsión de Cohetes, incluyendo propelente
criogénico y motores para cohetes de propelente sólido.
Especialización adicional en simulación numérica de
sistemas dinámicos, aplicada a los vehículos aeroespaciales y subsistemas
relacionados. Gestión del Proyecto microspacecraft que se convirtió en el
primer satélite de la Tierra "made in Argentina", lanzado el 29/08/96, desde
Plesetsk, Rusia como carga útil “piggy-back” de un lanzador SemyorkaMolnya.
Actualmente, Gerente de Proyecto de un microsatélite mejorado que incluye
un propulsor de plasma pulsante ablativo para el mantenimiento en órbita, en
el Instituto Universitario Aeronáutico, Córdoba, Argentina; profesor de
Mecánica de los Medios continuos en la Universidad de Río Cuarto.