Universidad de Chile Facultad de Ciencias Físicas y

Universidad de Chile
Facultad de Ciencias Físicas y Matemáticas
Departamento de Ingeniería Eléctrica
OPTIMIZACIÓN DE LA RAZÓN SEÑAL A RUIDO DE UN RECEPTOR A 115 GHZ
PARA FINES RADIOASTRONÓMICOS.
MEMORIA PARA OPTAR AL TÍTULO DE INGENIERO CIVIL ELECTRICISTA
CRISTIÁN CLAUDIO VÁSQUEZ DROUILLY
PROFESOR GUÍA:
JORGE MAY
MIEMBROS DE LA COMISIÓN:
HELMUTH THIEMER
LEONARDO BRONFMAN
FERNANDO PAVEZ
SANTIAGO DE CHILE
ENERO 2007
RESUMEN DE LA MEMORIA
PARA OPTAR AL TÍTULO DE
INGERIERO CIVIL ELECTRICISTA
POR: CRISTIÁN VÁSQUEZ DROUILLY
FECHA: 06 / MARZO / 2007
PROF. GUÍA: Sr. JORGE MAY
“OPTIMIZACIÓN DE LA RAZÓN SEÑAL A RUIDO DE UN RECEPTOR A 115 GHZ PARA
FINES RADIOASTRONÓMICOS”.
Esta memoria se enmarca en una iniciativa del Departamento de Astronomía de la
Universidad de Chile, la cual tiene por principal finalidad modernizar el receptor de alta
frecuencia del radiotelescopio que opera en colaboración con la Universidad de Harvard.
El receptor en cuestión es el 1.2m Southern Millimeter-Wave Telescope (SMWT), el cual
ha operado desde 1983 y está ubicado en Cerro Tololo Interamerican Observatory (CTIO), al
interior de La Serena, Chile.
Este receptor ha sido objeto de dos modificaciones y el objetivo de la presente memoria es
estudiar una eventual tercera modificación.
1. La primera modificación fue la incorporación de un nuevo oscilador del tipo Gunn, en
reemplazo del oscilador local original del tipo Klystron.
2. La segunda modificación fue la incorporación de un amplificador HEMT en la primera
etapa de recepción.
Y la tercera modificación, que es la que concita el mayor interés dentro de la presente
memoria, será estudiar las técnicas para la eliminación de la banda imagen de la señal recibida por
el receptor. Todas estas modernizaciones buscan alcanzar menores niveles de ruido, ampliar el
rango de operación del receptor y mejorar su sensibilidad.
Por otro lado, el conocimiento teórico y práctico que se obtiene sobre los amplificadores
HEMT, los osciladores Gunn, las tecnologías de alta frecuencia y las alternativas existentes para
solucionar el problema de la banda imagen serán de gran utilidad en futuros proyectos.
Esta memoria logró múltiples objetivos, entre los que destacan:
•
La caracterización del funcionamiento del receptor del SMWT, tanto con su configuración
original como con sus últimas modernizaciones.
•
Se caracterizó y estudió el receptor del SMWT para la eventual incorporación de un
método capaz de solucionar el problema de la banda imagen, recomendándose un supresor de
banda lateral o SSB fuera del termo.
•
Además, se recomienda incorporar un nuevo amplificador HEMT dentro del termo,
aprovechando la experiencia lograda en la modernización previamente realizada en el receptor.
Esta memoria espera ser un aporte para vincular la ingeniería y la astronomía de nuestro
país y así enfrentar los desafíos que se presentarán en un futuro próximo con la instalación en
Chile de los nuevos grandes proyectos radioastronómicos, los cuales nos obligarán a ser no sólo
espectadores o anfitriones de los mismos, sino también ser capaces de aportar en su desarrollo e
implementación.
Para mi abuelito Lucho, me hubiese gustado que estuviese aquí…
Agradecimientos
Pido disculpas, pues de seguro quedará mas de alguien fuera de esta página, son tantas las
personas a las que le debo en cierta medida haber terminado mi memoria, que espero que de no
aparecer aquí, no crean que me importan menos que las que si aparecen.
Quiero agradecer a mi familia, sin los cuales jamás podría haber alcanzado esta meta,
también a Bélgica, sin quien no habría perseverado en los momentos difíciles.
Agradezco de igual manera a mis amigos, Ítalo, Francisco, Rodrigo, Priscila, Khalil,
Nicolás, Daniel, Sebastián y Felipe, los cuales siempre estuvieron dándome ánimo en los días de
duro estudio.
También quiero agradecer a los profesores que formaron parte en la comisión
examinadora de esta memoria, a don Jorge May, por brindarme la oportunidad de hacer esta
memoria, por sus siempre enriquecedores comentarios y su confianza en mí. A don Leonardo
Bronfman, por su siempre buena disposición y confianza. A don Fernando Pavez, por su gran
voluntad y paciencia al momento de aclarar mis inquietudes intelectuales y por su amistad.
Otras personas a las cuales no puedo dejar de mencionar y que me prestaron cooperación
al momento de entender conceptos que me presentaron dificultad son, Nicolás Reyes, Mario
Vielma, Walter Max-Moerbeck, don Guillermo Cifuentes y don Fernando Olmos, gracias por su
tiempo y ayuda.
Quiero realizar una mención especial a gente que no participo directamente en la
confección de esta memoria, pero que sin sus consejos y palabras jamás hubiese llegado a esta
instancia, a don Nelson Zamorano, a don Humberto Fuenzalida, a don Néstor Becerra, don
Roberto Aviles, don Ricardo Silva, Felipe Torres, a la señora Susana Garay, a la señora Lily Leal,
a Jimmy, a la Sonia y a Johanna, muchas gracias por todo.
Tengan todos por seguro que pensé en ustedes en algún momento de la confección de esta
memoria.
Índice general
1. Introducción…………………………………………………………………………….....
1.1. Motivación………………………………………………………………………….…….
1.2. Objetivos………………………………………………………………………………….
1.2.1. Objetivos generales…………………………………………………………………
1.2.2 .Objetivos específicos……………………………………………………………….
1.3. Estructura del presente informe…………………………………………………………..
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2. Las señales provenientes desde el espacio ………………………………………………. 4
2.1. Mecanismos de radiación electromagnética.……………………………………….…….. 5
2.2. Detección de señales débiles en la banda de microondas ……………………………….. 8
3. Descripción general de un radiotelescopio.……………………………………………...
3.1. Introducción…………………………………….………………………………….……..
3.2. Receptor superheterodino………………………………………………………………...
3.3. Ruido en recepción……………………………………………………………………….
3.3.1. Mecanismos de ruido……………………………………………………………….
3.3.2. Ruido del sistema…………………………………………………………………...
3.3.3. Figuras de mérito del ruido………………………………………………………....
3.3.4. Rango dinámico…………………………………………………………………….
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4. Tecnologías de recepción modernas en la banda milimétrica…………………………..
4.1. Receptores a baja temperatura……………………………………………………………
4.2. Diodo Schottky…………………………………………………………………………..
4.2.1. Principios de funcionamiento………………………………………………………
4.2.2. Características eléctricas……………………………………………………………
4.2.3. Características constructivas………………………………………………………..
4.2.4. Ventajas y desventajas de los diodos Schottky……………………………………..
4.3. High Electron Mobility Transistor: HEMT………………………………………………
4.3.1. Principios de funcionamiento………………………………………………………
4.3.2. Comportamiento……………………………………………………………………
4.3.3. Circuito equivalente………………………………………………………………..
4.3.4. Diseños actuales……………………………………………………………………
4.3.5. Elección del dispositivo……………………………………………………………
4.3.6. Ventajas y desventajas de los HEMT………..……………………………………..
4.4. Superconductor Insulator Superconductor: SIS………………………………………….
4.4.1. Principio de funcionamiento………………………………………………………..
4.4.2. Características constructivas………………………………………………………..
4.4.3. Características de ruido……………………………………………………………..
4.4.4. Ventajas y desventajas de los mezcladores SIS…………………………………….
4.5. Hot Electron Bolometer: HEB……………………………………………………………
4.5.1. Principio de funcionamiento………………………………………………………..
4.5.2. Características constructivas………………………………………………………..
4.5.3. Ventajas y desventajas de los HEB…………………………………………………
4.6. Tecnologías según banda de frecuencia…………………………………………………..
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5. Receptor del 1.2m Southern Millimeter-Wave Telescope SMWT
Columbia-U. De Chile………………………………………………..................................
5.1. Descripción general del radiotelescopio………………………………………………….
5.2. Sistema receptor…………………………………………………………………………..
5.2.1. Primera etapa o (front end)…………………………………………………………
5.2.2. Primera etapa de frecuencia intermedia…………………………………………….
5.2.3. Segunda etapa de frecuencia intermedia y espectrómetro………………………….
5.3. Oscilador Local…………………………………………………………………………...
5.3.1. Oscilador local original……………………………………………………………..
5.3.1.1. Principio de funcionamiento………………………………………………….
5.3.1.2. Características del Klystron usado en el oscilador……………………………
5.3.2. Modernización del Oscilador original del receptor por uno del tipo Gunn………...
5.3.2.1. Principios de operación del oscilador Gunn………………………………….
5.3.2.2. Características del oscilador Gunn……………………………………………
5.3.3. Comparación con el Klystron………………………………………………………
5.3.4. Principios de funcionamiento y especificaciones de los componentes del
oscilador local...........................................................................................................
5.3.5. Aspectos básicos sobre el Phase Lock Loop………………………………………..
5.4. Amplificadores……………………………………………………………………………
5.4.1. Incorporación del amplificador HEMT……………………………………………..
5.4.2. Nuevo diseño del front-end del receptor del SMWT…………………………….....
5.5. Harmonic mixer..................................................................................................................
5.6. Diplexor..............................................................................................................................
5.7. Atenuadores........................................................................................................................
5.8 Aislador...............................................................................................................................
5.9. Acoplador direccional…………………………………………………………………….
5.10. Conectores y guías de onda……………………………………………………………...
5.11. Otros instrumentos en la misma banda de frecuencias………………………………….
6. Estudio realizado para solucionar el problema de la banda imagen…………………..
6.1. Explicación del problema…………………………………………………………………
6.2. Tecnologías disponibles…………………………………………………………………..
6.2.1. Mediante uso de Filtros……………………………………………………………..
6.2.1.1. Principio de funcionamiento………………………………………………….
6.2.1.2. Ventajas y desventajas………………………………………………………..
6.2.1.3. Posibilidades de implementación……………………………………………..
6.2.1.4. Rediseño del receptor incluyendo un filtro…………………………………...
6.2.2. Mediante técnicas de digitalización………………………………………………...
6.2.2.1. Principio de funcionamiento………………………………………………….
6.2.2.2. Ventajas y desventajas………………………………………………………..
6.2.3. Mediante mezcladores separadores o elimina banda……………………………….
6.2.3.1. Principio de funcionamiento………………………………………………….
6.2.3.2. Ventajas y desventajas………………………………………………………..
6.2.3.3. Posibilidades de implementación……………………………………………..
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6.3. Elección de la tecnología a usar en el receptor del 1.2m
Southern Millimeter-Wave Telescope (SMWT) Columbia-U. De Chile………................
6.3.1. Rediseño del receptor incluyendo un SSB………………………………………….
6.3.2. Diagrama preliminar del SSB que necesita el receptor del SMWT………………...
6.3.3. Análisis teórico del ruido del receptor del SMWT operando DSB y SSB…………
6.3.4. Partes del SSB………………………………………………………………………
6.3.5. Adquisición de las componentes del SSB…………………………………………..
6.3.6. Diseño de híbridos………………………………………………………………….
6.3.7. Problemas de diseño………………………………………………………………..
6.3.8. Ideario de una eventual incorporación de un SSB………………………………….
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7. Conclusiones……………………………………………………………………………….
7.1. Conclusiones de los objetivos generales…………………………………………………
7.2. Conclusiones de los objetivos particulares………………………………………………
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Bibliografía……………………………………………………………………………….......
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Anexo…………………………………………………………………………………….........
A.1 Transiciones rotacionales……………………………………………………………...
B.1
Ángulo sólido………………………………………………………………………….
C.1
Barrera de Potencial…………………………………………………………………...
D.1 Tipos de HEB………………………………………………………………………….
D.2 Acopladores direccionales e Híbridos…………………………………………………
D.3 Microstrip……………………………………………………………………………...
E.1
Otros radiotelescopios en la banda entre los 85 [GHz] a los 115 [GHz]……………...
F.1
Diseño del SSB………………………………………………………………………..
G.1 Hoja de datos H315……………………………………………………………………
G.2 Hot cold test o Y método………………………………………………………………
H.1
Pruebas realizadas al receptor…………………………………………........................
H.2
Análisis del ruido del receptor del SMWT……………………………………………
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Índice de figuras
2.1: Radiación recibida desde la fuente M82………………………………………………….
2.2: Transmisión atmosférica en la banda submilimétrica,
donde cada color representa un nivel de humedad……………………………………….
2.3: Simulación del interferómetro ALMA……………………………………………………
3.1: Detalle de la heterodinación entre señales de frecuencia f1 y f2.........................................
3.2: Receptor Superheterodino………………………………………………………………..
3.3: Estructura típica de un sistema receptor superheterodino
sin etapa de preamplificación……………………………………………………………..
3.4: Atenuación debido a componentes gaseosos, niebla y precipitaciones
para las transmisiones a través de la atmósfera…………………………………………...
3.5: Rango dinámico para un elemento tal como un receptor, mezclador o amplificador…….
4.1: Corte transversal de un diodo Shottky típico……………………………………………..
4.2. Izquierda: Diagrama de bandas de energía de un HEMT genérico
Derecha: Estructura de un HEMT AlGaN / GaN…………………………………………
4.3: Circuito equivalente simplificado de un HEMT………………………………………….
4.4: Medidas de ruido para un HEMT AlInAs / GaInAs / InP de última
generación en función de la frecuencia…………………………………………………...
4.5: Izquierda: bandas de energía de un SIS
Derecha: curva I-V donde se aprecia la fuerte no linealidad de estos dispositivos………
4.6: Izquierda: Bloque mezclador con la cubierta removida
Derecha: esquema de un mezclador SIS………………………………………………….
4.7. Detalle de una juntura para un dispositivo HEB………………………………………….
4.8. Comparación de diferentes tecnologías de recepción en cuanto a ruido y frecuencia……
5.1: Izquierda: El telescopio en su ubicación en el CTIO
Derecha: El receptor en el Laboratorio de Cerro Calán,
donde se encuentra actualmente…………………………………………………………..
5.2: Primera etapa o front end…………………………………………………………………
5.3: Primera etapa de frecuencia intermedia…………………………………………………..
5.4: Segunda etapa de frecuencia intermedia y espectrómetro………………………………..
5.5: Diagrama completo del receptor del SMWT……………………………………………..
5.6: Espectro típico del CO obtenido usando el radiotelescopio SMWT……………………..
5.7: Estructura que tenía el receptor del SMWT
con el antiguo oscilador local tipo Klystron.......................................................................
5.8: Esquema básico de un Klystron…………………………………………………………..
5.9: Característica corriente-voltaje de un dispositivo Gunn………………………………….
5.10: Dispositivo Gunn en modo de tiempo de tránsito……………………………………….
5.11: Dispositivo Gunn en modo de carga espacial limitada………………………………….
5.12: Ejemplo de configuración de oscilador Gunn…………………………………………...
5.13: Otro ejemplo de configuración de oscilador Gunn……………………………………...
5.14: Oscilador Gunn de J. E. Carlstrom Co..............................................................................
5.15: Potencia de salida versus frecuencia para el oscilador Gunn de J. E. Carlstrom Co.
(Datos reportados por el fabricante)……………………………………………………..
5.16: Configuración básica de un Phase Lock Loop…………………………………………..
5.17: Phase Lock Loop para oscilador Gunn de XL Microwave...............................................
5.18: Estructura que tiene el receptor del SMWT con el nuevo oscilador local tipo Gunn…...
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5.19: Curvas de ganancia y figura de ruido (ambas en dB)
en función de la corriente de bias (en mA)…………………………………………...
5.20: Amplificadores HEMT adquiridos gracias a la colaboración entre la
Universidad de Chile y CALTECH……………………………………………………..
5.21: Estructura que tiene el receptor del SMWT luego de la incorporación
del amplificador HEMT y el aislador…………………………………………………...
5.22: Harmonic mixer para banda W de Pacific Millimeter Products………………………..
5.23: Atenuador giratorio……………………………………………………………………...
5.24: Atenuador para banda W………………………………………………………………..
5.25: Funcionamiento del aislador (rotación de Faraday)…………………………………….
5.26: Esquema de funcionamiento del acoplador direccional…………………………………
5.27: Conectores de radiofrecuencia usados. De izquierda a derecha, BNC, N y SMA………
6.1: Diagrama de bloques de un receptor similar al del SMWT donde se observa
el problema de la banda imagen………………………………………………………….
6.2: Problema de la banda imagen…………………………………………………………….
6.3: Primer caso del problema de la banda imagen……………………………………………
6.4: Segundo caso del problema de la banda imagen………………………………………….
6.5: Tercer caso del problema de la banda imagen……………………………………………
6.6: Filtro de Millitech que opera a 100 [GHz] (arriba) y su característica
de ancho de banda (abajo)…………………………………………………………………
6.7: Diagrama de bloques simplificado del receptor SAO…………………………………….
6.8: Diagrama de bloques de la implementación de un filtro en el receptor del SMWT……..
6.9: Diagrama de bloques de un SSB………………………………………………………….
6.10: Separación real de la banda lateral en dB………………………………………….....
6.11: Diagrama de bloques de la implementación de un SSB en el receptor del SMWT…….
6.12: Diagrama preliminar del receptor con el mezclador de rechazo de imagen incluido…...
6.13: Diagrama del SSB que se implementaría en el SMWT…………………………………
6.14: Diagrama del receptor actual……………………………………………………………
6.15: Diagrama del receptor con el SSB incluido……………………………………………..
6.16: SSB dentro del termo con híbrido de RF………………………………………………..
6.17: Híbrido RF de Millitech…………………………………………………………………
6.18: Mezclador de Millitech………………………………………………………………….
6.19: Tees Millitech……………………………………………………………………………
6.20: Híbrido IF………………………………………………………………………………..
6.21: Terminación RF…………………………………………………………………………
6.22: Diagrama del receptor con el SSB dentro del termo…………………………………….
6.23: Mezclador de Millitech………………………………………………………………….
6.24: Diagrama del receptor con el SSB fuera del termo……………………………………...
6.25: SSB fuera del termo sin híbrido de RF………………………………………………….
6.26: Desfasadores modelos VPS-10-R0000 (izquierda) y
DRP-10-R0000 (derecha), ambos de Millitech………………………………………….
6.27: Diagrama del receptor con el SSB fuera del termo……………………………………...
6.28: Híbrido branchline con seis ramas……………………………………………………...
6.29: Empalmes en forma de T del E-plano, interconectados por las guías de onda………….
6.30: Circuito equivalente de un empalme en T del E-plano, dado por Marcuvitz…………...
6.31: Híbrido WR-10………………………………………………………………………….
6.32: Valores medidos (MS) y simulados (QWB)…………………………………………….
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A.1.1: Configuración de una molécula diatómica…………………………………………….
A.1.2: Distintos niveles de energía rotacional………………………………………………..
A.1.3: Modelo más realista de una molécula diatómica,
donde la conexión entre átomos es como un resorte…………………………………..
A.1.4: Diferentes estados vibracionales……………………………………………………….
B.1.1: Representación de un ángulo sólido……………………………………………………
C.1.1: Barrera cuántica con anchura W en la dirección z……………………………………..
D.1.1: Curva resistencia-temperatura de un dispositivo HEB real……………………………
D.1.2.: Estructura del micropuente en un HEB del tipo diffusion-cooled.
Se ven claramente los electrodos de oro y el micropuente de Nb.
El tamaño de este dispositivo es 150 [nm] de largo por 75 [nm] de ancho…………...
D.2.1: Acoplador direccional en dos líneas de transmisión
acopladas implementado en un microstrip……………………………………………..
D.2.2: Híbrido de Wilkson…………………………………………………………………….
D.2.3: Híbrido de Lange………………………………………………………………………
D.2.4: Híbrido cuadrado………………………………………………………………………
D.2.5: Híbrido de anillo……………………………………………………………………….
D.2.6: Diseño de híbrido de anillo que aumenta el ancho de banda…………………………..
D.3.1: Línea de Microstrip…………………………………………………………………….
E.1.1: Arreglo de los preamplificadores del receptor SEQUOIA……………………………..
E.1.2: Diagrama de bloques del oscilador local del receptor SEQUOIA……………………..
E.1.3: Gráfico del ruido de un MMIC preamplificador versus la frecuencia (izquierda) y
un MMIC preamplificador (derecha) del receptor SEQUOIA………………………...
E.1.4: Gráfico de las perdidas del aislador versus la frecuencia (izquierda) y
un aislador (derecha) del receptor SEQUOIA…………………………………………
E.1.5: Gráfico de la ganancia de conversión versus la frecuencia (izquierda) y
un diagrama del interior del mezclador (derecha) del receptor SEQUOIA…………...
E.1.6: Instalaciones del receptor IRAM……………………………………………………….
E.1.7: Simulación de las instalaciones del proyecto ALMA………………………………….
E.1.8: Fotografía de las instalaciones de ATCA………………………………………………
E.1.9: Radiotelescopio de MOPRA, ubicado en Australia……………………………………
E.1.10: Radiotelescopio de NANTEN, ubicado en Pampa la Bola, Atacama Chile………….
E.1.11: Temperatura de ruido y pérdidas del receptor gemelo a temperatura ambiente………
E.1.12: Diagrama del receptor gemelo con el front-end modificado con dispositivos SIS
y HEMT. La sección delimitada por líneas punteadas se encuentra
enfriada a 4.2 [K]……………………………………………………………………..
E.1.13: Radiotelescopio de Metsähovi………………………………………………………..
G.2.1: Esquema del hot cold test o Y método…………………………………………………
H.1: Diagrama de conexión del receptor operando con el oscilador Klystron……………......
H.2: Diagrama de conexiones para prueba de oscilador Gunn en el laboratorio……………...
H.3: Diagrama de bloques del receptor actual con su temperatura de ruido.…………….........
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Índice de Tablas
2.1: Principales líneas espectrales en la banda entre 85 [GHz] y 115 [GHz]
según la International Astronomical Union………………………………………………
5.1: Datos básicos oscilador Gunn de J. E. Carlstrom Co…………………………………….
5.2: Otros receptores que operan en la banda 85 [GHz] -115 [GHz]………………………….
6.1: Temperaturas de ruido y ganancia de cada uno de los dispositivos actuales del receptor,
en particular desde el FET hasta el horn o bocina………………………………………..
E.1: Cuadro de características de los receptores ubicados en las instalaciones del IRAM……
E.2: Datos técnicos del proyecto ALMA……………………………………………………...
E.3: Características de los receptores SEST…………………………………………………..
E.4: Características de los espectrómetros de los receptores SEST…………………………...
F.1: Características eléctricas del híbrido escogido…………………………………………...
F.2: Características mecánicas del híbrido escogido………………………………………….
F.3: Características eléctricas del mezclador escogido………………………………………..
F.4: Características mecánicas del mezclador escogido………………………………………
F.5: Características Tees Aeronave............................................................................................
F.6: Características Tees Millitech.............................................................................................
F.7: Características Híbrido IF...................................................................................................
F.8: Características eléctricas de la terminación RF escogida………………………………...
F.9: Características mecánicas de la terminación RF escogida……………………………….
F.10: Características eléctricas del mezclador escogido………………………………………
F.11: Características mecánicas del mezclador escogido……………………………………..
F.12: Características eléctricas del desfasador VPS escogido………………………………...
F.13: Características mecánicas del desfasador VPS escogido……………………………….
F.14: Características eléctricas del desfasador DRP escogido………………………………..
F.15: Características mecánicas del desfasador DRP escogido……………………………….
G.1: Hoja de datos H315............................................................................................................
H.1: Parámetros iniciales del receptor (sin usar el HEMT).......................................................
H.2: Parámetros del receptor utilizando el HEMT (variando Vg)…………………………….
H.3: Situación del receptor antes de la incorporación del amplificador HEMT………………
H.4: Situación del receptor después de la incorporación del amplificador HEMT…………...
H.5: Situación del receptor ante la eventual incorporación de un SSB
mas el amplificador HEMT actual……………………………………………………….
H.6: Situación del receptor ante la eventual incorporación de un SSB
mas dos amplificador HEMT…………………………………………………………….
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Glosario de siglas
2SB
ALMA
AOS
ATCA
CCIR
CfA
CNC
CO
CTIO
DAS
DSB
FCRAO
FET
FI o IF
H2
HEB
HEMT
LNA
LSB
LSA
LSR
MDS
MMIC
MPIfR
OL o LO
PLL
RD
RF
S
o SNR
N
SAO
SIS
SMWT
SOFIA
SSB
UIT-R
USB
VCO
Sideband Separation Receiver
Atacama Large Millimeter Array
Acousto-Optical Spectrometer
Australia Telescope Compact Array
International Radio Consultative Committee
Center of Astrophysics
Control Numérico Computarizado
Monóxido de carbono
Cerro Tololo Interamerican Observatory
Departamento de Astronomía
Double Sideband Receiver
Five College Radio Astronomical Observatory
Field Effect Transistors
Frecuencia Intermedia
Molécula de hidrógeno
Hot Electron Bolometer
High Electron Mobility Transistor
Low Noise Amplifier
Low Side Band
Limited space-charge
Local Standard of Rest
Minima Señal Detectable
Circuito Integrado Monolítico de Microondas
Max-Planck-Intitut für Radioastronomie
Oscilador Local
Phase Lock Loop
Rango Dinámico
Radio Frecuencia
Razón señal a ruido
Smithsonian Astrophysical Observatory
Superconductor Insulator Superconductor
Southern Millimeter-Wave Telescope
Stratospheric Observatory for Infrared Astronomy
Single Sideband Receiver
Unión Internacional de Telecomunicaciones
(Sector de Normalización de las Radiocomunicaciones)
Up Side Band
Voltage Controlled Oscillator
1. Introducción
1.1. Motivación
El Departamento de Astronomía de la Universidad de Chile (DAS), en colaboración con la
Universidad de Harvard, ha operado desde 1984 un radiotelescopio para la banda milimétrica 1, el
cual esta ubicado en Cerro Tololo Interamerican Observatory (CTIO), ubicado al interior de La
Serena, Chile. Este radiotelescopio fue diseñado para observar a la frecuencia de 115.3 [GHz]
permitiendo el estudio de la distribución del hidrógeno molecular H2, por medio de la detección
de la línea de emisión 2 de la transición 3 J = 1 → 0 de la molécula de monóxido de carbono CO,
que es un trazador 4 del H2. Este radiotelescopio ha dado origen a importantes publicaciones
científicas relacionadas con la estructura de la Vía Láctea ([1], [2], [3], entre otras).
Actualmente el radiotelescopio se encuentra fuera de servicio, pues se han estado
realizando una serie de modificaciones que mejorarán su desempeño, permitiendo que
nuevamente sea capaz de generar datos de interés científico y realizar labores de apoyo a la
docencia en astronomía e instrumentación radioastronómica.
En efecto, el receptor del radiotelescopio 1.2m Southern Millimeter-Wave Telescope o
Southern Mini, Columbia-U. de Chile que a lo largo de la memoria recibirá el nombre de SMWT 5
y cuyo estudio es uno de los objetivos de esta memoria, ha sido objeto de dos modificaciones y se
quiere estudiar una eventual tercera modificación.
La primera modificación fue la incorporación de un nuevo oscilador 6 del tipo Gunn en
reemplazo del oscilador local original del tipo Klystron. La segunda modificación fue la
incorporación de un amplificador 7 HEMT en la primera etapa de recepción. Y la tercera
modificación, que es la que concita el mayor interés dentro de la presente memoria, será estudiar
las técnicas para la eliminación de la banda imagen de la señal recibida por el receptor 8. Todas
estas modernizaciones buscan alcanzar menores niveles de ruido, ampliar el rango de operación
del receptor y mejorar su sensibilidad.
Por otro lado, el conocimiento teórico y práctico que se pueda obtener sobre los
amplificadores HEMT, los osciladores Gunn, las tecnologías de alta frecuencia y las alternativas
existentes para solucionar el problema de la banda imagen serán de gran utilidad en futuros
proyectos, ya que son estas tecnologías las que están siendo ocupadas actualmente en los
receptores más modernos del mundo.
1
Señales cuya longitud de onda (λ) son del orden del milímetro (mm), en particular desde los 2 [mm] hasta 3 [mm].
Banda brillante a una longitud de onda determinada del espectro, emitida directamente por la fuente, y que indica
por su longitud de onda un constituyente químico de la misma.
3
Se recomienda revisar el anexo A.1 para entender el concepto de transición rotacional.
4
Trazador o indicador, la molécula de CO guarda una relación empírica con la molécula de H2, por lo que la
presencia de CO implica una presencia proporcional de H2.
5
SMWT por su nombre en inglés Southern Millimeter-Wave Telescope.
6
Revisar parte 5.3. de la presente memoria para entender detalles de la función de un oscilador.
7
Revisar parte 5.4. de la presente memoria para entender detalles de la función de un amplificador.
8
Revisar punto 6.1. de esta memoria para entender en que consiste el problema de la banda imagen.
2
1
1.2. Objetivos
En este trabajo se pretenden alcanzar múltiples objetivos, tanto teóricos como prácticos,
para ello se han dividido los objetivos en generales y específicos, los cuales se detallan a
continuación.
1.2.1. Objetivos generales
•
Servir de marco de referencia y ser un real aporte para futuros ingenieros y científicos que
necesiten entender el funcionamiento de un radiotelescopio típico y en particular del receptor del
radiotelescopio de onda milimétrica SMWT.
•
Caracterizar el funcionamiento del receptor del SMWT con su configuración original, o
sea con el antiguo oscilador local del tipo Klystron.
•
Caracterizar el funcionamiento del receptor del SMWT con la configuración alcanzada
luego de la primera modernización realizada en el DAS, o sea con el nuevo oscilador local del
tipo del tipo Gunn.
•
Caracterizar el funcionamiento del receptor del SMWT con la configuración alcanzada
luego de la segunda modernización realizada en el DAS, o sea con la incorporación del
amplificador HEMT.
1.2.2 .Objetivos específicos
•
Realizar un estudio comparativo de las tecnologías modernas utilizadas en la primera
etapa de recepción en radiotelescopios, tales como los Superconductor Insulator Superconductor
(SIS), High Electron Mobility Transistor (HEMT) y los Hot Electron Bolometer (HEB).
•
Se caracterizará y estudiará el receptor del SMWT para la eventual incorporación de un
método capaz de solucionar el problema de la banda imagen, luego de haber escogido una de las
tecnologías estudiadas.
•
Se hará un diseño para la incorporación de la alternativa escogida para solucionar el
problema de la banda imagen.
•
Finalmente se propondrá un ideario para la incorporación de este mecanismo eliminador
de banda imagen tomando en consideración las restricciones físicas, eléctricas y económicas del
receptor del SMWT.
2
1.3. Estructura del presente informe
El primer capítulo busca ser una introducción general al tema, explica las motivaciones y
alcances que busca cubrir la presente memoria, además define los objetivos tanto generales como
específicos de la misma.
El segundo capítulo es una introducción a los principales objetivos que persigue la
radioastronomía.
El tercer capítulo entrega una descripción de un receptor superheterodino 9, además hace
referencia a los mecanismos de ruido involucrados al momento de analizar una señal
radioastronómica.
En el cuarto capítulo se estudiarán las tecnologías de recepción en la banda milimétrica, en
particular de los diodos Schottky, amplificadores High Electron Mobility Transistor (HEMT),
Superconductor Insulator Superconductor (SIS), Hot Electron Bolometer (HEB), finalmente se
realizará un cuadro resumen de todas las tecnologías abordadas en la presente memoria según su
banda de frecuencia.
En el quinto capítulo se realizará una descripción detallada del receptor del SMWT,
mostrando tanto su configuración original, como la resultante de sus modernizaciones, lo mismo
en lo que respecta a sus componentes. También se revisarán instrumentos en la misma banda de
frecuencias, entre los que destaca un radiotelescopio gemelo que tiene este receptor.
En el sexto capitulo se revisará el estudio realizado para solucionar el problema de la
banda imagen, en este capítulo se explicará en que consiste este problema, las distintas
tecnologías disponibles, sus ventajas y desventajas y se recomendará una de las tecnologías para
su implementación en el SMWT, esta recomendación incluirá un rediseño del receptor incluyendo
la tecnología escogida y un ideario para efectuar dicha incorporación.
En el séptimo capitulo se describen las conclusiones de esta memoria, para ello se
abordan cada uno de los puntos descritos en los objetivos.
A continuación se incluye la bibliografía utilizada en la presente memoria.
Finalmente se encuentra el anexo, aquí se abordarán en mayor detalle distintos aspectos
que se consideran útiles de explicar para la mejor comprensión de la presente memoria. Destaca
en particular el anexo H.1, en el cual se describe una serie de pruebas que se le pueden hacer al
receptor, esto con la finalidad de que futuros operarios del mismo cuenten con una planificación
detallada para realizarlas.
9
En el transcurso de esta memoria se hará uso indistinto de los conceptos receptor heterodino y superheterodino,
dado que ambos conceptos difieren solo del nivel de frecuencia en que trabajan los equipos y no de la idea que se
quiere desarrollar.
3
2. Las señales provenientes desde el espacio
Un sistema receptor en cualquier ámbito de las telecomunicaciones esta formado por un
conjunto de elementos que procesan una señal electromagnética recibida a través de una antena,
con el fin de rescatar información transportada por ella o simplemente para detectar su presencia,
procurando agregarle la mínima distorsión posible.
En radioastronomía se busca alcanzar el mismo objetivo, salvo que las señales que se
busca procesar son generalmente muy débiles, dado que son señales de origen remoto, las cuales
llegan con muy baja intensidad, a diferencia de señales de telecomunicaciones terrestres que por
S
lo general poseen una alta razón de señal a ruido ( ) 10.
N
Fue así que en el ámbito de las telecomunicaciones comerciales en el año 1931 Karl
Jansky, un ingeniero en telecomunicaciones, descubrió una extraña fuente de ruido que interfería
las comunicaciones de radio transoceánicas. En ese momento el origen de ese ruido pareció
provenir desde el espacio exterior, pero solo fue al cabo de algunos años que se logró determinar
el origen de dicho ruido, el cual provenía desde el centro de nuestra galaxia.
Este descubrimiento dio pie para el advenimiento de nuevas técnicas de observación
astronómica, la cual utiliza la información proveniente de nuevas bandas de frecuencia que hasta
ese momento no habían sido estudiadas, esta nueva técnica se bautizó como radioastronomía.
La importancia de contar con este tipo de información proveniente desde estas bandas de
frecuencias es que muchos objetos son visibles solamente en ciertas longitudes de onda, por
ejemplo el centro de nuestra galaxia es invisible en la banda óptica, sin embargo es visible en la
banda RF.
El presente trabajo se concentrará en las técnicas de observación para la banda RF, en
particular en la banda que comprende desde los 85 [GHz] hasta los 115 [GHz].
Dentro de la radioastronomía son dos los tipos de señales que se desean detectar, una la del
tipo emisión continua y la otra del tipo línea espectral 11.
El receptor del SMWT fue construido para observar líneas espectrales y como se
mencionó anteriormente, está siendo modificado para observar la banda comprendida entre los 85
[GHz] hasta los 115 [GHz]. En esta banda de frecuencias las principales líneas espectrales a
observar se listan en la Tabla 2.1.
C
C S
, sin embargo, dado que los conceptos
,
o SNR guardan una intima relación
N
N N
C S
,
o SNR para referirse a la razón señal a ruido, teniendo en cuenta que se
se usará indistintamente la notación
N N
10
En realidad debería decir
refiere a conceptos diferentes. Se recomienda mirar el punto 3.3.3 de la presente memoria para entender mejor este
concepto.
11
Se recomienda mirar el anexo A.1 para mayor comprensión del tipo de señales que se desean detectar.
4
Sustancia
Frecuencia central
Ancho de banda recomendado
[GHz]
[GHz]
Silicon monoxide (SiO)
86.243
Desde 86.16 hasta 86.33
Formylium (H13CO+)
86.754
Desde 86.66 hasta 86.84
Silicon monoxide (SiO)
86.847
Desde 86.76 hasta 86.93
Ethynyl radical (C2H)
87.300
Desde 87.21 hasta 87.39
Hydrogen cyanide (HCN)
88.632
Desde 88.34 hasta 88.72
Formylium (HCO+)
89.189
Desde 88.89 hasta 89.28
Hydrogen isocyanide (HNC)
90.664
Desde 90.57 hasta 90.76
Diazenylium (N2H)
93.174
Desde 93.07 hasta 93.27
Carbon monosulphide (CS)
97.981
Desde 97.65 hasta 98.08
18
Carbon monoxide (C O)
109.782
Desde 109.67 hasta 109.89
Carbon monoxide (13CO)
110.201
Desde 109.83 hasta 110.31
17
Carbon monoxide (C O)
112.359
Desde 112.25 hasta 112.47
Carbon monoxide (CO)
115.271
Desde 114.88 hasta 115.39
Tabla 2.1: Principales líneas espectrales en la banda entre 85 [GHz] y 115 [GHz] según la
International Astronomical Union.
2.1. Mecanismos de radiación electromagnética
Según la teoría cuántica los átomos y moléculas poseen ciertos niveles definidos de
energía. Es por ese motivo que un compuesto sólo puede absorber y/o emitir fotones con una
energía determinada o cuantizada, dada por la diferencia de energía entre dos estados
permitidos 12. Como la energía de un fotón se relaciona con la frecuencia de éste por medio de la
h
fórmula E = ηυ , donde η =
, con h la constante de Planck 13 y υ es la frecuencia asociada al
2π
fotón. Es así que se dice que en esa frecuencia se produce una línea espectral de ese compuesto.
Por otro lado, debido a la agitación térmica de las moléculas de un cuerpo, dado a que este
no se encuentra a 0 [K], y al hecho de que los distintos elementos que componen este cuerpo
pueden emitir en frecuencias determinadas, se tiene que un cuerpo negro emitirá una cantidad de
radiación en un intervalo ∂υ que depende de la temperatura a través de la Ecuación (2.1).
2hυ 3
I (υ ) ⋅ ∂υ =
∂υ
hυ
⎛ KT
⎞
2
c ⎜⎜ e − 1⎟⎟
⎝
⎠
(2.1)
En dicha ecuación c 14 representa la velocidad de la luz, h la constante de Planck, I (υ )
corresponde a la potencia radiada por unidad de ángulo sólido 15 y υ la frecuencia en Hertz.
12
Se recomienda mirar el anexo A.1 para mayor comprensión de este punto.
13
Cuyo valor es h = 6.63 ⋅ 10
14
Cuyo valor es
15
Se recomienda mirar el anexo B.1 para entender en que consiste un ángulo sólido.
−34
[J ⋅ S ] .
⎡m⎤
c = 299.792.458⎢ ⎥ .
⎣s⎦
5
Estos conceptos fueron rápidamente aplicados en la astronomía óptica, permitiendo
analizar la composición química y la temperatura de numerosas fuentes hasta entonces no
estudiadas, más tarde fueron utilizados en otras bandas de frecuencia, en particular en la banda
milimétrica y submilimétrica 16.
Es así que cuando un cuerpo se encuentra en movimiento emite un fotón de frecuencia υ 0 ,
este fotón es recibido con una nueva frecuencia υ , por un observador que se encuentra en reposo
respecto al cuerpo emisor. Este efecto se conoce como efecto Doppler. La relación entre la
frecuencia recibida y la frecuencia original corresponde a la Ecuación (2.2).
1−
v = υ0
1−
υ2
c2
υ
(2.2)
c
Se observa que estas frecuencias están relacionadas por medio de la velocidad radial v a la
que se desplaza el cuerpo emisor respecto al observador. Utilizando este efecto es posible
encontrar la velocidad radial con que se aleja o acerca una fuente hacia el observador en reposo,
pues se producirá un corrimiento de las líneas espectrales que se observen, debido al cambio
aparente de la frecuencia 17.
En la banda de las microondas se realizan observaciones de líneas espectrales de distintas
moléculas. En general se trata de transiciones rotacionales 18, pues las transiciones de otro tipo
tienen mayor o menor energía y por tanto se producen en otras bandas.
Son de particular importancia las líneas del H2, pues este es el elemento más abundante del
universo y el cual da origen al nacimiento de estrellas. Lamentablemente, las líneas espectrales de
este elemento no son fáciles de observar 19, afortunadamente, se pueden utilizar las líneas
espectrales del CO, pues este elemento es un trazador del H2. En esta banda también se realizan
observaciones de cuerpos que poseen bajas temperaturas, menores a 10 [K], pues el máximo de la
emisión de cuerpo negro de estos objetos ocurre dentro de la banda de las microondas. Este es el
caso de los estudios que se realizan sobre el fondo de radiación cósmica, que emite con una
temperatura de 2,7 [K].
Aparte de los mecanismos de emisión descritos anteriormente, que consisten en procesos
de absorción, emisión, o radiación de cuerpo negro, existen otros mecanismos, llamados
mecanismos no térmicos. Dentro de ellos destaca la radiación sincrotrónica 20. Este tipo de
radiación cae en el rango inferior del espectro electromagnético, típicamente en la banda RF.
En la Figura 2.1 se muestra la radiación recibida desde la fuente M82 21 en el rango de
frecuencias RF, milimétrico, submilimétrico e infrarrojo lejano. En dicha figura se pueden
apreciar los aportes realizados por los distintos mecanismos de emisión.
16
Señales cuya longitud de onda (λ) es del orden del micrómetro (μm).
Se recomienda mirar el anexo A.1 para mayor comprensión de este corrimiento de las líneas espectrales.
18
Se recomienda mirar el anexo A.1 para mayor comprensión del significado de una transición rotacional.
19
Ya sea porque tienen baja probabilidad de ocurrir, por que no se polarizan frente a la acción de un campo
electromagnético externo o bien porque caen en zonas del espectro donde no existen ventanas de observación.
20
Radiación electromagnética emitida por una partícula con carga eléctrica moviéndose en órbitas circulares a
velocidades relativistas o cercanas a la luz en un campo magnético.
21
Galaxia irregular, alargada y estrecha, ubicada en la constelación de la Osa Mayor. Se encuentra a unos 12 millones
de años luz de la Tierra.
17
6
Figura 2.1: Radiación recibida desde la fuente M82.
En primer lugar se observa la forma de la curva principal, la que corresponde a una
emisión de cuerpo negro de alrededor de 100 [K]. En la banda RF se observa radiación debida a
procesos no térmicos. En la banda milimétrica se encuentran las líneas espectrales de diversas
moléculas, mientras que en el infrarrojo lejano se ubican las líneas espectrales de algunos átomos.
En el rango de las microondas existen dos tipos de receptores que son utilizados
usualmente en radioastronomía. Por un lado están los bolómetros y por otro lado los receptores
coherentes o heterodinos.
Los receptores del tipo bolómetros miden la cantidad de radiación incidente utilizando un
sensor térmico, el que aumenta su temperatura en función de la potencia detectada. Esta forma de
operar les confiere un gran ancho de banda, sin embargo no poseen resolución en frecuencia, por
ello, se pueden utilizar para medir la temperatura de una fuente, pero no pueden ser utilizados
para estudios de líneas espectrales.
En cambio, los receptores coherentes poseen un ancho de banda más angosto, pero tienen
una buena resolución de frecuencia. Esto los hace idóneos para realizar observaciones de líneas
espectrales. Otra característica de los receptores coherentes es que conservan la información de
fase de la onda incidente, pudiendo ser utilizados en interferometría.
El receptor que opera la Universidad de Chile en conjunto con la Universidad de Harvard
pertenece a esta segunda especie (receptor coherente). Es por ello que el presente trabajo se
concentrará en este tipo de receptores, dejando de lado los de tipo bolómetro.
7
2.2. Detección de señales débiles en la banda de microondas
Las señales provenientes de fuentes ubicadas en el espacio deben recorrer considerables
distancias antes de llegar hasta la Tierra, luego deben atravesar la atmósfera, para finalmente
llegar hasta la superficie terrestre. Este trayecto tiene como consecuencia que la potencia de estas
ondas sea extremadamente baja, debido a ello se hace necesario contar con tecnologías de
recepción capaces de detectar estos bajos niveles de potencia. No obstante, algunas longitudes de
onda son completamente absorbidas por los gases atmosféricos, especialmente por el vapor de
agua que se encuentra en este, siendo imposible realizar observaciones en esas frecuencias.
Afortunadamente, existen una serie de ventanas atmosféricas que permiten observar en la
banda de las microondas. En la Figura 2.2 se muestra la transparencia de la atmósfera, para
distintos niveles de humedad ambiental, estas transparencias se notan en que su valor de
transmisión es distinto de cero para dicha frecuencia en particular.
Figura 2.2: Transmisión atmosférica en la banda submilimétrica, donde cada color representa un
nivel de humedad.
Otro problema que se presenta en la detección de las señales es que no basta con detectar
los fotones provenientes desde el espacio, sino que se desea saber exactamente desde dónde
provienen. Es por ello que se debe realizar un cuidadoso diseño de la antena receptora, de tal
forma que ésta tenga una alta directividad, logrando así una buena resolución angular. De todas
formas, la máxima resolución angular que se puede lograr viene dada por el tamaño de la antena
parabólica, debido a los efectos de la difracción de las ondas electromagnéticas. Este límite para la
resolución angular viene dado por ∂θ =
λ
D
, donde D es el diámetro de la antena y λ es la
longitud de onda que se está observando.
8
Entonces, para lograr una mejor resolución angular se debe aumentar el tamaño de la
antena parabólica, aumentando también el costo de la misma y la potencia de la señal recibida.
Otra solución consiste en utilizar arreglos de antenas, conocidos como interferómetros, en
donde la resolución angular viene dada por ∂θ =
λ
, pero esta vez D corresponde a la distancia
D
entre las antenas, un ejemplo de interferómetro puede ser observado en la Figura 2.3.
Figura 2.3: Simulación del interferómetro ALMA 22.
Este trabajo no se concentrará en los problemas de diseño de una antena, sino que en la
resolución del problema de detectar las señales en cuestión. Este problema tiene dos aristas
principales.
1. Los bajos niveles de potencias que se deben detectar.
2. Las altas frecuencias de estas señales.
Estos son resueltos por medio de un cuidadoso diseño del receptor y utilizando
dispositivos electrónicos de última generación, especialmente diseñados para este tipo de
problemáticas.
22
ALMA por sus siglas en inglés, Atacama Large Millimeter Array.
9
3. Descripción general de un radiotelescopio
3.1. Introducción
Un radiotelescopio consiste básicamente en una antena que recoge las señales provenientes
de radiofuentes extraterrestres, un receptor que amplifica en una cierta banda dada y un calibrador
que genera señales de referencia.
Cuando una señal es recibida por un radiotelescopio que opera en la banda milimétrica,
esta no suele ser analizada directamente, ya que por una parte no existen dispositivos digitales que
alcancen velocidades de procesamiento tan elevadas 23 y por otra parte las señales de interés son
tan débiles que no generan niveles de voltaje detectables para su digitalización. En el caso de esta
memoria el receptor en el cual se trabajará opera en la banda comprendida desde los 85 [GHz] a
los 115 [GHz]. Por este motivo, las señales deben ser bajadas en frecuencia antes de ser
analizadas.
El método comúnmente utilizado es la heterodinación, que consiste fundamentalmente en
mezclar la señal de alta frecuencia proveniente del espacio con otra proveniente de un oscilador
local a una frecuencia cercana, la señal resultante es la suma o diferencia entre ambas señales,
esto se puede ver esquematizado en la Figura 3.1.
Figura 3.1: Detalle de la heterodinación entre señales de frecuencia f1 y f2.
Con este método se conserva su información de amplitud y fase pero con una portadora a
una frecuencia menor, llamada frecuencia intermedia (FI o IF), que en el caso del receptor del
SMWT corresponde a f1-f2, siendo f1 la señal RF y f2 la señal proveniente del oscilador local OL o
LO.
Los receptores superheterodinos construidos para observar líneas espectrales aprovechan
esta propiedad para bajar sucesivamente la frecuencia de la señal recibida, y por medio de filtros,
lograr un ancho de banda adecuado para observar desplazamientos en frecuencia de líneas
espectrales.
23
Según el teorema del muestreo si una señal continua, S(t), tiene una banda de frecuencia tal que fm sea la mayor
frecuencia comprendida dentro de dicha banda, dicha señal podrá reconstruirse sin distorsión a partir de muestras de
la señal tomadas a una frecuencia fs, siendo fs > 2 fm.
10
Por otro lado, los receptores superheterodinos tienen otras ventajas, tales como:
•
Las señales de alta frecuencia pueden ser reducidas a frecuencias en las que operan
dispositivos disponibles comercialmente, con la consiguiente reducción de costos.
•
Las señales pueden ser transportadas a una frecuencia intermedia fija (IF), con lo cual los
dispositivos que vayan a continuación del mezclador pueden ser de banda fija, facilitando su
operación y disminuyendo costos.
•
Se mejora la selectividad aritmética 24 del receptor.
3.2. Receptor superheterodino
Un receptor superheterodino tiene múltiples representaciones, las cuales dependen
principalmente de la aplicación, otra representación alternativa a la presentada en la Figura 3.1 es
la que se observa en la Figura 3.2.
Figura 3.2: Receptor Superheterodino 25.
En este esquema, la señal proveniente del espacio es preamplificada por un amplificador
de bajo ruido (LNA) antes de ser filtrada por un filtro de alta frecuencia, el cual purifica la señal
antes de ingresar al diplexor, lugar donde la señal de RF se junta con la señal proveniente del
oscilador local.
Posteriormente las dos señales entran juntas al mezclador o mixer donde la señal es llevada
a una frecuencia menor, esto mediante el proceso heterodino. La señal de IF que sale del
mezclador resulta de esta manera más fácil de detectar y posteriormente procesar con métodos
digitales tradicionales.
24
Selectividad aritmética se refiere a la capacidad de seleccionar una determinada banda de frecuencia medida en
porcentaje de la frecuencia de operación. Por ejemplo, si se tiene un filtro con un ancho de banda del 2%, la
capacidad de filtrado será mayor para una frecuencia de 1 [GHz] (o sea un filtro con ancho de banda de 20 [MHz])
que para una frecuencia de 100 [GHz] (en cuyo caso tendría un filtro con ancho de banda de 2 [GHz]).
25
Donde f S representa la frecuencia de la señal de entrada,
,
,
f S la frecuencia filtrada, f OL la frecuencia generada
por el oscilador local (la que se mezclará con f S ), f IF la frecuencia intermedia y f m la frecuencia muestreada.
11
Entre los múltiples esquemas de un radiotelescopio, las mayores diferencias se presentan
en la primera etapa, donde el filtro RF puede estar delante del LNA o incluso puede prescindirse
de ambos dispositivos, dejando como primer elemento del receptor a un mezclador de muy alta
sensibilidad, esto para disminuir las pérdidas que cada dispositivo introduce. En la Figura 3.3 se
puede apreciar la estructura típica de un sistema receptor de esta clase.
Figura 3.3: Estructura típica de un sistema receptor superheterodino sin etapa de preamplificación.
En este caso la señal proveniente desde el espacio es confinada a una guía de onda por
medio del Horn o bocina, el cual generalmente se ubica en el foco de la antena. Como se
mencionó anteriormente el proceso de conversión de frecuencia es realizado por el mezclador, el
cual es un dispositivo no lineal que opera sobre la señal RF proveniente desde el espacio, y sobre
la señal proveniente desde el oscilador local (LO o OL).
Como salida se obtiene la heterodinación entre ambas señales, seleccionándose, por medio
de un filtro pasa banda, una señal cuya frecuencia corresponde a la resta entre ambas, llamada
frecuencia intermedia IF o FI.
Esta señal intermedia (IF), típicamente de algunos GHz es amplificada nuevamente, para
posteriormente ser procesada en la siguiente etapa. Por último, la señal es procesada por medio de
un espectrógrafo o un detector de ley cuadrática, dependiendo de los propósitos del receptor.
En algunos casos se realiza un nuevo proceso de heterodinación antes de realizar el
análisis final de la señal. El objetivo de este último proceso es medir la cantidad de potencia
recibida por unidad de frecuencia. De esa forma es posible identificar líneas espectrales y el
corrimiento que éstas presentan.
12
3.3. Ruido en recepción
En dispositivos electrónicos, el movimiento aleatorio de los portadores de carga generan
corrientes y voltajes que varían aleatoriamente en el tiempo. Aunque su característica aleatoria
hace que sea imposible predecir su magnitud en un determinado momento, su comportamiento
puede ser modelado como ruido blanco, ya que se presenta en todo el espectro de frecuencia.
Hay varios mecanismos por los cuales se genera ruido, sin embargo, hay tres que son los
más importantes: shot noise, ruido térmico y flicker noise (llamado también ruido 1/f).
3.3.1. Mecanismos de ruido.
Shot Noise:
Es un tipo de ruido que ocurre cuando un número finito de partículas que llevan energía,
tal como electrones en un circuito o fotones en un dispositivo óptico, dan lugar a fluctuaciones
estadísticas perceptibles en una medida. La intensidad de este ruido aumenta con la magnitud
media de la corriente o la intensidad de la luz.
También se puede interpretar como el ruido provocado por las fluctuaciones en el número
de electrones que pasan a través de una barrera de potencial 26. Esto provoca corrientes que
fluctúan en torno a una corriente promedio I. Luego, el cuadrado de la corriente que provoca el
shot noise se calcula con la Ecuación 3.1, donde e 27 es la carga del electrón y B el ancho de
banda:
2
i Sh
(3.1)
= 2eIB
Ruido Térmico:
El ruido térmico (o ruido de Johnson) es importante en telecomunicaciones y otros
sistemas electrónicos, este corresponde al ruido producido por el movimiento de los electrones en
los elementos integrantes de los circuitos, tales como conductores, semiconductores, tubos de
vacío, etc. Se trata de un ruido blanco, es decir, uniformemente distribuido en el espectro de
frecuencias.
Este ruido es producto del movimiento de los portadores dentro de un dispositivo
electrónico. La potencia de ruido térmico (nT ) , es usualmente expresada en dBm como (N T ) y es
el producto entre la constante de Boltzman 28 (k), la temperatura del sistema en grados Kelvin (T)
y el ancho de banda del ruido del sistema en Hertz (bn). El ancho de banda de ruido del sistema
(bn) es ligeramente distinto al ancho de banda del sistema (B). De esta forma:
nT = kTbn
(3.2)
26
Ver anexo C.1 para entender mejor el concepto de barrera de potencial.
27
Cuyo valor es e = 1.602 ⋅ 10
28
El valor de la constante de Boltzman es k = 1.38 ⋅ 10
−19
[C ].
- 23
⎡J⎤
⎢⎣ K ⎥⎦.
13
bn (Hz ) =
n not ave (W )
⎛W ⎞
n pk ave ⎜
⎟
⎝ Hz ⎠
(3.3)
Donde nnot ave (W ) es la potencia promedio del ruido térmico del sistema sobre todo el
⎛W ⎞
espectro, n pk ave ⎜
⎟ es la potencia promedio peak del ruido térmico sobre 1 [Hz] de ancho de
⎝ Hz ⎠
banda y k es la constante de Boltzman.
Flicker Noise o 1/f Noise:
El Flicker Noise o 1/f Noise, es una señal con un espectro de frecuencia, tal que la
densidad espectral de la energía es proporcional al recíproco de la frecuencia. Ocurre en muchos
campos del estudio y toma su nombre de encontrarse entre el ruido blanco y el ruido rojo o
térmico.
Es el ruido producido por un conjunto de fenómenos físicos tales como:
•
•
Fluctuaciones en la movilidad de electrones.
Radiación electromagnética y ruido cuántico.
La característica de este ruido es que decrece en forma proporcional a la frecuencia, por
⎛1⎞
eso su segundo nombre ⎜⎜ ⎟⎟ . En receptores de banda milimétrica este ruido es despreciable en
⎝f⎠
comparación al ruido térmico.
14
3.3.2. Ruido del sistema
En el sistema receptor existen múltiples orígenes para el ruido, es así que al ruido
generado por las múltiples etapas del receptor se le llama (Te ) , también existe el ruido
proveniente de la antena, el cual está en términos de la temperatura de la antena (T A ) , luego se
tiene que la temperatura del sistema antena-receptor (TS ) es:
TS = T A + Te
(3.4)
La temperatura de antena 29 (T A ) proviene de distintas fuentes y es captada en la antena por
el lóbulo 30 principal. La magnitud de este ruido está relacionado directamente con las
características propias de la antena, siendo la directividad uno de los factores más relevantes. Por
otra parte la temperatura de antena dependerá de la dirección en la que se apunte el
radiotelescopio.
En observaciones de banda milimétrica, las fuentes de ruido más importantes son:
1. El ruido generado por la atmósfera (ver Figura 3.4).
2. El ruido debido a la temperatura de la Tierra.
3. El ruido de radiofuentes de gran intensidad en el espacio, tales como el Sol, la Luna, los
planetas, etc.
4. El ruido generado por el hombre debido principalmente a señales de telecomunicaciones con
frecuencias cercanas a las que se desea detectar.
5. Ruido generado por el receptor, en particular en su primera etapa (front end).
29
Una antena se comporta como una resistencia, es así que la potencia recibida en la antena es directamente
proporcional a la temperatura de la región a la que apunta el haz de la antena, para mayores detalles ver [37].
30
Lóbulo de mayor importancia que resulta al momento de confeccionar un diagrama de radiación de la antena.
15
Figura 3.4: Atenuación debido a componentes gaseosos, niebla y precipitaciones para las
transmisiones a través de la atmósfera 31.
La temperatura de antena de un radiotelescopio apuntando al cielo dependerá de la
frecuencia en que se esté trabajando, ya que la atmósfera será más o menos ruidosa.
En la banda milimétrica la atmósfera tendrá una temperatura de ruido que puede variar
entre 250 [K] y 600 [K] dependiendo de la elevación en que se apunte con la antena, esto si se
tienen buenas condiciones atmosféricas. Con esto, la temperatura de antena vendrá dada por:
•
•
•
•
La temperatura debido a la atmósfera.
La temperatura de fondo cósmico.
El ruido que ingresa por los lóbulos laterales y trasero.
Y la temperatura dada por la fuente en cuestión, la cual aporta la fracción más pequeña.
Para observaciones radioastronómicas, en las cuales las fuentes observadas son muy
S
de la
débiles, cualquier ruido externo a la señal que ingrese perjudicará fuertemente la razón
N
señal captada.
31
Figura 4 del informe 719 del (CCIR) UIT-R.
16
3.3.3. Figuras de mérito del ruido
Es importante tomar en cuenta que el ruido, como cualquier otra señal, será atenuado o
amplificado. Además, todos los componentes en el receptor añadirán ruido.
Como se verá mas adelante la magnitud de la contribución de ruido por cada componente
del receptor será más alta mientras más cercana a la antena se encuentre, de esta forma, se hace
imprescindible tener niveles de ruido lo más bajo posible en las primeras etapas de recepción.
La calidad de una señal con respecto al ruido que trae se mide en términos de la razón
S⎞
⎛
señal a ruido ⎜ SNR o ⎟ la cual tiene la siguiente expresión:
N⎠
⎝
SNR =
Potencia de la señal deseada
Potencia del ruido no deseado
(3.5)
La calidad de una señal se ve degradada mientras mayor sea la potencia del ruido no
deseado en relación a la señal que se desea detectar.
En radioastronomía, el ruido tiende a enmascarar las débiles señales del espacio, limitando
la sensibilidad del sistema receptor.
El factor de ruido ( fn ) es la razón entre la relación señal a ruido a la entrada y a la salida
de un dispositivo, mientras que la figura de ruido ( NF ) es el factor de ruido pero en decibeles. La
temperatura de ruido (Tn ) es la conversión del factor de ruido a una temperatura de entrada
equivalente 32, que de existir produciría cierta potencia de ruido de salida, esta temperatura de
ruido se calcula a partir del factor de ruido ( fn ) y la temperatura ambiente 33 (T0 ) la cual se
expresa en Kelvin. Para disminuir la temperatura ambiente se suele criogenizar el receptor 34, es
decir enfriado. El factor de ruido se calcula generalmente para un ancho de banda de 1 [Hz] para
luego ser ajustado al ancho de banda del filtro.
fn =
SNRentrada
SNR salida
Si
N
n
= i = 0
S0
gni
N0
NF = 10 ⋅ log( fn )
Tn = T0 ( fn − 1)
32
34
(3.7 )
(3.8)
Las ecuaciones que relacionan la temperatura de entrada equivalente (Tn ) con el factor de ruido
fn = 1+
33
(3.6)
( fn )
Tn
, luego NF = 10 ⋅ log( f n )[dB ] , con T0 la temperatura ambiente expresada en grados Kelvin.
T0
Cuyo valor es T0 = 290 [K].
Tanto en Nitrógeno como con Helio, ambos en estado líquido.
17
son:
Donde n0 es el ruido a la salida de un dispositivo, ni es el ruido de entrada del mismo y g
es la ganancia de este dispositivo. Por convención se usará temperatura de ruido cuando se habla
de antenas y figura de ruido cuando se habla de receptores y toda su electrónica asociada.
Cuando se trabaja en receptores con sus elementos dispuestos en cascada, como es el caso
de los receptores heterodinos, el factor de ruido total del sistema ( f T ) (3.9) se calcula tomando
los factores de ruido ( f n ) y ganancia (g n ) de cada elemento individual.
De esta forma, el cálculo se hace tomando los factores de ruido en cada etapa y se dividen
por la ganancia total que los precede. De igual manera, de la Ecuación 3.8 se desprende una
relación análoga para la temperatura de ruido (3.10) en sistemas en cascada. Estas relaciones son
las siguientes:
f −1
f −1 f3 − 1
(3.9)
+
+ ...... + n
f T = f1 + 2
g1
g1 ⋅ g 2
∏ gn
TT = T1 +
T3
T2
+
+ ...... +
g1 g1 ⋅ g 2
Tn
∏ gn
(3.10)
De (3.9) y (3.10), es claro que la ganancia y figura de ruido son críticas en la primera etapa
del receptor, o sea la etapa cercana a la antena y de esto dependerá un buen comportamiento de
todo el sistema receptor.
Si la tecnología lo permite, el uso de amplificadores de bajo ruido (LNA) y alta ganancia
en la primera etapa del receptor puede ser muy ventajosa para enmascarar el ruido provocado por
las etapas siguientes. Ahora, lo que interesa es encontrar el nivel de ruido que se tiene a la salida
del receptor.
Tomando el equivalente en decibeles del factor de ruido se obtiene una expresión para el
ruido de salida (N 0 ) , donde el ruido de entrada (N i ) está en dBm y la figura de ruido ( NF ) y la
ganancia (G) están en dB. Esto implica que el ruido de entrada es amplificado por la figura de
ruido y la ganancia. Aquí el ruido de entrada (N i ) se calcula a partir de la temperatura de ruido de
la antena (T A ) , el ancho de banda (B) y la constante de Boltzman (k).
N 0 = NF + G + N i (3.11)
N i = kT A B (3.12)
Luego, para encontrar el ruido generado en una etapa particular n sólo basta hacer el
siguiente cálculo:
N n = N 0 − GN i
18
(3.13)
3.3.4. Rango dinámico
Se define el rango dinámico (RD 35) como el rango deseable de niveles de potencia de la
señal en el cual un dispositivo tal como un receptor, amplificador o mezclador operará
correctamente. El RD será función de la potencia de entrada y la potencia de salida, los cuales
definen un backoff de entrada y otro de salida, el RD estará limitado inferiormente por el ruido y
superiormente por el límite de saturación del dispositivo. Para potencias de entrada sobre este
rango, la señal de salida comenzará a saturarse 36, y para niveles de señal de entrada menores a
este rango la señal se volverá indetectable debido a que la señal se confundirá con el ruido.
En la Figura 3.5 se muestra el rango dinámico de un dispositivo real, cabe la pena destacar
que en el caso de un amplificador, el RD se calcula para la señal RF de entrada, en cambio para el
sistema receptor y para el mezclador la curva se calcula para la señal FI. En la misma figura se ve
el noise floor o ruido de piso (N i ) dado por el ruido térmico de entrada, la mínima señal
detectable (MDS ) que dependerá de las características del sistema y el punto de compresión 37.
Con esto en cuenta, se puede definir el rango dinámico (RD) de un receptor en función de
un punto de compresión de 1 [dB] en función de la potencia de entrada (3.14) o la potencia de
salida (3.15). Aquí G y L son ganancia y pérdidas, respectivamente.
RD = Pin , 1[dB ] − MDS
(3.14)
RD = Pout ,1[dB ] − G + L − MDS
35
(3.15)
Desde ahora en adelante se usará esta nomenclatura para referirse al rango dinámico.
O sea la respuesta del dispositivo dejará de ser lineal.
37
El punto de compresión de señal de 1 [dB] es aquel punto de la Figura 3.5 en el cual las perdidas de conversión se
incrementan en 1 [dB] de la característica ideal, también se define como el punto máximo aceptable donde la señal
sigue siendo relativamente lineal.
36
19
Figura 3.5: Rango dinámico para un elemento tal como un receptor, mezclador o amplificador.
20
4. Tecnologías de recepción modernas en la banda
milimétrica
4.1. Receptores a baja temperatura
En los sistemas de recepción y radioastronomía se debe contar con una alta sensibilidad
capaz de detectar las muy pequeñas variaciones en la temperatura de antena, ya que la
temperatura aportada por una fuente observada puede ser sólo una pequeña fracción de la señal
total recolectada. La diferencia mínima de temperatura38 ΔTmin que puede ser captada está
relacionada directamente con la temperatura del sistema. De las Ecuaciones 3.9 y 3.10 se
desprende la importancia de tener bajos niveles de ruido en la primera etapa de recepción. La
antena capta una temperatura que consiste en la suma de ruido atmosférico, fondo cósmico y la
señal de interés en cuestión. Por este motivo, las tecnologías han evolucionado en los últimos años
para crear dispositivos que reduzcan las influencias de ruido térmico generado por los elementos
del receptor 39.
Entre los dispositivos que cumplen las características de bajo ruido previamente
mencionadas destacan los mezcladores de diodo Schottky 40, mezcladores superconductorinsulator superconductor 41 (SIS), los hot electron bolometers 42 (HEB's), transistores de efecto de
campo (FET's), heteroestructuras FET (HFET's, HEMT's 43), etc. De ellos, tanto los SIS's como
los HEB's funcionan únicamente a temperaturas criogénicas (por lo que deben ser enfriados con
helio líquido para lograr su temperatura de operación). Los demás, son enfriados para mejorar el
transporte de electrones y reducir la influencia del ruido térmico generado por los elementos
parásitos en estos dispositivos.
Para lograr bajas temperaturas en el receptor se utilizan termos con elementos refrigerantes
tales como nitrógeno líquido (77 [K]) y helio líquido (4.2 [K]), con el objetivo de mantener a baja
temperatura los dispositivos que se introducen en él. Estos termos son llamados crióstatos. Los
elementos refrigerantes se localizan en cámaras selladas al vacío que mediante un mecanismo de
conducción térmica enfría la base sobre la cual son montados los dispositivos que se requiere
enfriar.
38
ΔTmin =
ΔTsys
Δf HF ⋅ t LF
Donde Tsys es la temperatura del sistema, Δf HF el ancho de banda en la
región de alta frecuencia y t LF es el tiempo de integración en baja frecuencia, justo antes de ingresar al
detector.
Ver pie de página 32 para entender la relación entre ruido y temperatura.
40
Mirar punto 4.2. de esta memoria para una descripción de este dispositivo.
41
Mirar punto 4.4. de esta memoria para una descripción de este dispositivo.
42
Mirar punto 4.5. de esta memoria para una descripción de este dispositivo.
43
Mirar punto 4.3. de esta memoria para una descripción de este dispositivo.
39
21
4.2. Diodo Schottky
Los diodos Schottky son ampliamente usados en radioastronomía como mezcladores,
multiplicadores y detectores en el rango milimétrico y submilimétrico.
Este tipo de diodo se destaca por su alta velocidad de conmutación, cualidad que los
mantuvo durante años como la tecnología más usada en mezcladores de alta frecuencia.
Sin embargo, debido a sus altos requerimientos de potencia (del orden de los mW) y sus
niveles de ruido, han sido reemplazados progresivamente por los mezcladores SIS (dispositivos
que alcanzan velocidades de conmutación del orden del THz) y por mezcladores HEB (a
frecuencias aun superiores), ambos diseñados con materiales superconductores.
El mezclador utilizado en el receptor del SMWT tiene un diodo del tipo Schottky.
4.2.1. Principios de funcionamiento
Este diodo está formado por la unión de un metal con un material semiconductor. Este tipo
de unión, con un pequeño almacenamiento de carga, le proporciona características apropiadas
para aplicaciones de alta frecuencia.
Su funcionamiento se basa en la diferencia de las bandas de energía del metal y del
semiconductor. Un metal como el platino (Pt) u oro (Au), actúa como material aceptador de
electrones, cuando está unido al semiconductor, el cual puede ser Si n+ ó GaAs n+. De esta
forma, cuando el metal está conectado al semiconductor de tipo n, los electrones del
semiconductor se difunden inicialmente al metal. Luego, el silicio estará empobrecido de
electrones cerca de la unión y adquirirá un potencial positivo.
Posteriormente, este mismo potencial impedirá la difusión de electrones. Ahora, si se
aplica una tensión positiva suficientemente grande entre el metal y el semiconductor, aparecerá
una circulación neta de electrones entre sus terminales.
4.2.2. Características eléctricas
El diodo Shottky puede ser modelado como una resistencia óhmica en paralelo a una
capacitancia no lineal. Para fines prácticos, la curva característica corriente-voltaje (I-V) puede
ser descrita por:
I j (V j ) = I s e
⎛ qV j
⎜
⎜ ηkT
⎝
⎞
⎟
⎟
⎠
(4.1)
Donde: I j y V j son la corriente y voltaje de juntura respectivamente, I s es la corriente de
saturación inversa, q es la carga de un electrón, k es la constante de Boltzman, T es la temperatura
absoluta en Kelvin y η es un factor relacionado con lo ideal que sea el diodo. Siendo η =1 para un
diodo ideal y η =1.05 para un buen diodo real.
En cuanto a su velocidad de operación, los diodos Schottky están limitados por su
frecuencia de corte dada por la siguiente ecuación:
fc =
1
2πRs C j 0
22
(4.2)
En este caso, la máxima frecuencia de operación está relacionada con Cj0, que es la
capacidad de la juntura a voltaje cero y Rs es una resistencia shunt 44, ambos parámetros son
intrínsicos a la construcción de la juntura.
Cabe mencionar que, aunque la frecuencia de corte de un diodo Shottky puede llegar
teóricamente a 2 [THz] para diodos comunes y 4 [THz] para diodos de alta velocidad, esto no
garantiza que un dispositivo, tal como un mezclador, que utilice estos diodos operará a tales
frecuencias. En un mezclador, su frecuencia de corte viene dado por el circuito completo, por lo
que no es recomendable tomar la frecuencia de corte del diodo como parámetro para caracterizar
la velocidad que puede alcanzar el mezclador.
4.2.3. Características constructivas
Los diodos Schottky se construyen depositando delgados substratos entre el ánodo y el
cátodo del dispositivo. Los substratos se componen de materiales semiconductores, tales como Si
y GaAs, los cuales son dopados en la etapa de fabricación. El ánodo y cátodo en tanto se
construyen de metal, siendo el oro (Au) el material más empleado.
Estos dispositivos se construyen con técnicas litográficas que han ido mejorando durante
los últimos años, principalmente para lograr la mejor calidad posible en los contactos óhmicos.
Un esquema de un diodo Schottky cortado transversalmente muestra las distintas capas que
separan el ánodo y cátodo y da una idea de las dimensiones de las capas que lo componen.
Figura 4.1: Corte transversal de un diodo Shottky típico.
44
Corresponde a una carga resistiva a través de la cual se deriva una corriente eléctrica. Generalmente la resistencia
de un shunt es conocida con precisión y es utilizada para determinar la intensidad de corriente eléctrica que fluye a
través de esta carga mediante la medición de la diferencia de tensión (voltaje) a través de ella, valiéndose de ello por
medio de la ley de Ohm.
23
4.2.4. Ventajas y desventajas de los diodos Schottky
Una de las principales ventajas que tienen estos dispositivos en aplicaciones de RF, frente
a todos sus competidores, es que han sido ampliamente usados y testeados en la industria de
microondas durante años. Por esta razón, se pueden encontrar diodos integrados en una gran
variedad de empaquetamientos y adaptados a casi todas las aplicaciones.
Los diodos Schottky se pueden encontrar en mezcladores, detectores, multiplicadores y en
una amplia gama de circuitos electrónicos.
Además, debido a que se fabrican en gran número, tienen un costo mucho menor a las
tecnologías alternativas, principalmente las basadas en superconductores, lo que los vuelve
competitivos a la hora de escoger la mejor alternativa.
Otra ventaja muy importante es que no necesitan ser criogenizados a temperaturas
extremadamente bajas para que funcionen correctamente, aunque la criogenización puede ser útil
para mejorar sus características de ruido.
Para aplicaciones radioastronómicas, hay 2 razones principales que podrían no favorecer la
elección de dispositivos del tipo Shottky, estas son:
Dado que tienen temperatura de ruido alta, que si bien es cierto puede ser mejorada
mediante criogenización, distan mucho de sus competidores superconductores tales como el SIS y
el HEB.
2.
La segunda razón es su requerimiento de potencia de oscilador local. Los mezcladores de
diodo Schottky necesitan potencias de oscilador local del orden del mW, potencia que a
frecuencias cercanas al THz son difíciles de lograr.
1.
24
4.3. High Electron Mobility Transistor: HEMT
Los transistores utilizados en recepción son principalmente del tipo FET (Field Effect
Transistors), de ellos el que presenta las mejores características de velocidad y ruido es el HEMT
(High Electron Mobility Transistors) que pertenece a la familia de los dispositivos de efecto de
campo 45.
4.3.1. Principios de funcionamiento
La principal diferencia entre los FET comunes y los HEMT es que los primeros tienen una
capa de conducción dopada por donde fluyen los electrones, esto provoca gran cantidad de
scattering 46. En los HEMT en cambio, se tiene una heterojuntura 47 creada por un pozo de
potencial entre dos capas de semiconductores con distinta conducción de sus bandas de energía
(que suelen ser AlGaN / GaN ó AlGaAs / GaAs), en donde se confina una delgada capa
bidimensional de electrones 2DEG 48 (2 Dimensional Electron Gas) con muy bajo scattering,
logrando un movimiento de electrones casi libre a lo largo y ancho de esta capa.
Así, los electrones quedan atrapados en las dos dimensiones de este “gas” ya que debido a
limitaciones cuánticas y a la forma del pozo de potencial formado por las capas semiconductoras
superior e inferior, los electrones no pueden subir ni bajar a las otras capas. En la Figura 4.2 se
muestra a la derecha las distintas capas semiconductoras que permiten formar una zona con un
pozo de potencial que confina los electrones a una capa bidimensional. A la izquierda se aprecia
que este pozo de potencial se forma en la región donde hay una mayor diferencia en las bandas de
energía de los semiconductores dopados.
Figura 4.2. Izquierda: Diagrama de bandas de energía de un HEMT genérico.
Derecha: Estructura de un HEMT AlGaN/GaN.
45
Ver anexo D.1 para entender el principio de un dispositivo de efecto de campo.
O choques entre electrones que limita la velocidad de desplazamiento y aumentan la temperatura debido a la
fricción entre ellos.
47
La característica central de una heterojuntura es que los gaps de los semiconductores que participan son
generalmente diferentes. Así, la energía de los portadores de por lo menos uno de los bordes de la banda debe
cambiar cuando esos portadores pasan por la heterojuntura.
48
Desde ahora en adelante se usará esta nomenclatura para referirse a este arreglo bidimensional.
46
25
4.3.2. Comportamiento
Se debe tener en cuenta, que en los HEMT, la concentración de electrones es modulado
por el voltaje de compuerta Vg, controlando así el flujo de corriente de drenaje Id. Así se obtiene
una conductancia de salida muy alta gm, lo que le confiere gran velocidad, pero con muy bajos
niveles de potencia de salida.
Cuando estos dispositivos son enfriados a temperaturas criogénicas, presentan
excepcionales características de bajo ruido (reducción de ruido térmico generado por resistencias
parásitas) y mayor velocidad de desplazamiento de electrones. Esta última característica, en la
primera generación de HEMT, se vio degradada en el tiempo (horas o días) debido a que estos
dispositivos presentaban memoria a temperaturas criogénicas, efecto llamado colapso I-V, el cual
ha sido explicado porque algunos electrones quedan atrapados en la capa de AlGaAs reduciendo
así el número de portadores.
Experimentos demostraron que los HEMT son sensibles a la luz. Este comportamiento fue
aprovechado para liberar electrones atrapados mediante iluminación del HEMT con luz de
distintos colores. En los últimos años, la utilización de AlInAs / GaInAs / InP para crear la
heterojuntura, ha solucionado en parte este problema, haciéndolos casi sin memoria y mucho
menos sensibles a la luz.
4.3.3. Circuito equivalente
En un análisis más profundo se puede caracterizar el HEMT con su circuito equivalente, el
cual ayuda a un mejor entendimiento de los parámetros que afectan su performance. En la Figura
4.3, se modelan las resistencias equivalentes que se pueden encontrar en un HEMT, donde rs, rg y
rd son función de la temperatura física del dispositivo Ta, que puede estar a temperatura ambiente
o enfriado criogénicamente, con rt = rs + rg + rgs.
Por otro lado, la conductancia drenaje-fuente gds y la resistencia compuerta-fuente rgs
dependen de las temperaturas equivalentes de compuerta Td y drenaje Tg, respectivamente.
En la práctica se usa que Tg =Ta. Con este modelo, se determina la temperatura mínima de
ruido (4.3) que puede alcanzar el HEMT en función de la frecuencia f, la frecuencia de corte fT, la
temperatura, la conductancia y las resistencias parásitas. Para calcular la frecuencia máxima de
operación que se puede alcanzar, se recurre a la Ecuación 4.4.
Tmin ≈ 2
f
fT
f max ≈ f T
rt Tg g ds Td
1
4 g ds rgs
(4.3)
(4.4)
Se ve que la frecuencia depende de parámetros físicos del dispositivo, mientras que el
ruido mínimo generado por el HEMT Tmin es función de los parámetros constructivos, frecuencia
de operación y temperatura de operación.
26
Figura 4.3: Circuito equivalente simplificado de un HEMT
4.3.4. Diseños actuales
Hoy en día los diseños alcanzan los siguientes objetivos:
1. Altas frecuencias de operación.
2. Bajos niveles de ruido.
Para tener frecuencias máximas de operación (4.4) es necesario lograr frecuencias de corte
intrínsecas fT lo más alto posible. Esta frecuencia fT, como se muestra en la Ecuación 4.5, es
proporcional a la transconductancia gm (4.6), la cual está en función de la máxima velocidad de
desplazamiento de los electrones vsat, la permitividad de la capa conductora e, el ancho de
compuerta (gate) Wg y de la distancia d desde la compuerta a la capa 2DEG. Para lograr esto, tres
generaciones de HEMT´s han sido creadas con heterojunturas cada vez más complejas (AlGaAs /
GaAs, AlGaAs / Ingaes / GaAs y AlInAs / GaInAs / InP) acompañadas por modernas técnicas
litográficas de haz de electrones para lograr longitudes submicrométricas de compuerta.
fT =
gm =
gm
2πC gs
(ev
sat
Wg )
d
(4.5)
(4.6)
Para el segundo punto, los niveles de ruido pueden reducirse disminuyendo la magnitud de
las resistencias parásitas de compuerta y fuente, rg y rs, respectivamente. Estas han sido
minimizadas mejorando la tecnología de contactos óhmicos, incorporando mejoras en los
procesos de fabricación, tales como crear compuertas en forma de “T”y reduciendo la separación
entre fuente y drenaje.
27
4.3.5. Elección del dispositivo
Para escoger un HEMT en particular, primero se debe definir la banda de frecuencias en
que operará, luego se debe fijar la aplicación que se le dará.
En radioastronomía, el factor más importante es que tenga bajo ruido, ya que cualquier
ruido generado por este dispositivo (ubicado generalmente en las primeras etapas de recepción)
podría enmascarar las débiles señales provenientes del espacio.
Otra característica crítica en radioastronomía es que el dispositivo mantenga una ganancia
estable en el tiempo en condiciones de temperatura que pueden ser levemente variables. Por
ejemplo, para un receptor con temperatura Tsis=200 [K], una variación del 1% en la ganancia,
provocaría un ∆T=2 [K] lo que sería dos ordenes de magnitud mayor que una señal típica en
radioastronomía (0.02 [K]).
Además, es importante que el dispositivo tenga bajas pérdidas de retorno a la entrada, ya
que las señales vienen con muy poca potencia y hay que aprovecharlas al máximo.
Para saber qué HEMT presenta las mejores características de ruido, no basta con hacerle
pruebas a temperatura ambiente, ya que el ruido provocado por las resistencias parásitas puede
estar enmascarado por la temperatura ambiente.
Por este motivo, siempre las pruebas deben realizarse a la temperatura en la cual se
pretende operar. Las características de ruido de dispositivos HEMT a diferentes temperaturas de
operación se muestran en la Figura 4.4.
La ganancia también es un factor a tomar en cuenta, sin embargo, una ganancia requerida
se puede lograr mediante arreglos de amplificadores en serie.
Otro factor a ser tomado en cuenta es lo que los fabricantes llaman “reliability”, que se
define como la probabilidad que un dispositivo mantenga sus características de funcionamiento
durante un cierto período de tiempo en condiciones normales de operación. Esto viene dado por
las características de diseño y por la calidad del material usado.
28
4.3.6. Ventajas y desventajas de los HEMT
Las principales ventajas son:
Los HEMT tienen la ventaja de poder cubrir amplias bandas de frecuencia, lo que permite
1.
usar un único dispositivo para cubrir una ventana atmosférica de interés.
Tienen bajos requerimientos de enfriamiento, por lo que basta enfriarlos utilizando
2.
nitrógeno líquido (77 [K], esto es importante si se piensa que en la banda milimétrica los HEMT
compiten con los mezcladores SIS que deben ser enfriados a temperatura de helio líquido 4,2
[K]).
Los HEMT presentan poca degradación en ruido, bajo temperaturas más elevadas (Figura
3.
4.4) lo que les permite incluso operar a temperatura ambiente, cosa que no ocurre con los SIS que
sólo funcionan a temperatura criogénica.
Figura 4.4: Medidas de ruido para un HEMT AlInAs / GaInAs / InP de última generación en
función de la frecuencia.
29
4.4. Superconductor Insulator Superconductor: SIS
Los mezcladores SIS 49 (Superconductor-Insulator-Superconductor) han desplazado en el
último tiempo a los mezcladores de tipo Schottky, debido a sus buenas características de ruido
que se acercan al límite cuántico 50. Estos mezcladores son ampliamente usados en
radioastronomía en la banda milimétrica y submilimétrica abarcando un rango de frecuencias que
va desde los 100 [GHz] hasta 1.2 [THz].
A frecuencias cercanas a los 100 [GHz] compiten fuertemente con los amplificadores
HEMT como primer elemento en la cadena de recepción. A frecuencias mayores, entre 200 [GHz]
y 1 [THz] son los líderes indiscutidos, gracias a su incomparable característica de ruido y la baja
potencia de oscilador local que necesita para operar, alrededor del microwatt (μW).
Sobre 1 [THz], se ve parcialmente limitado por un límite cuántico dado por el material
superconductor del que está fabricado y su característica de ruido se va degradando. A estas
frecuencias compite con los HEB. Los mezcladores SIS, así como todos los dispositivos en base a
materiales superconductores deben ser enfriados a temperaturas criogénicas cercanas a los 4.2 [K]
(helio líquido), de lo contrario estos dispositivos simplemente no operarán.
4.4.1. Principio de funcionamiento
Los mezcladores SIS se basan en la alta no-linealidad de su curva característica de
Corriente-Voltaje, la cual permite el paso de electrones de un superconductor a otro por efecto
cuántico atravesando el material aislador que los separa. El paso de electrones es posible cuando
se igualan los niveles de energía de los dos superconductores, que en la práctica se logra
aplicando un voltaje de bias 51 continuo entre ellos. La Figura 4.5 muestra los niveles de energía
del SIS y su curva I-V, en donde la mayor no-linealidad de la curva I-V se produce a un voltaje
Δ
DC igual a 2 .
e
49
O Superconductor-Insulator-Superconductor, en ingles, desde ahora en adelante se usará esta nomenclatura para
referirse a este dispositivo.
50
Aunque la velocidad de la luz en el vacío es independiente del foco que la genera, la luz tiene un origen
reconocible, o sea somos capaces de identificar su procedencia y la consideramos como símbolo representativo del
mismo objeto que la emite. En la vida diaria siempre se supone esta asociación, aunque a veces la asociación esté
errada. Así funcionan muchas técnicas científicas: telecomunicaciones, espectroscopia, teledetección,
radioastronomía. Sin embargo, a nivel cuántico por principio no se puede distinguir un fotón de otro. Esta partícula no
tiene la identidad individual que se ha supuesto para las señales luminosas. La detección de la señal luminosa supone
la detección de fotones; por tanto debe ser posible asociar fotones individuales a señales (ondas) luminosas para que
el principio de constancia de la velocidad de la luz tenga sentido físico. La dualidad dice que fotones y señales
luminosas no son independientes, a esto se refiere el límite cuántico.
51
En electrónica, el voltaje bias (llamado a veces simplemente bias) es un voltaje de estado estacionario, se utiliza
para hacer funcionar parcialmente un dispositivo tal como un transistor, un tubo de vacío, etc. Ésta es una manera de
operar el dispositivo en un estado donde eventualmente es más útil.
30
Figura 4.5: (a): bandas de energía de un SIS. (b): curva I-V donde se aprecia la fuerte no
linealidad de estos dispositivos.
2Δ
hv
. Luego, al ingresar una señal de
menor que
e
e
frecuencia v, se alcanza la parte más no-lineal de la curva, logrando así eficiencias de conversión
muy altas.
Si bien es cierto que la curva I-V presenta otras zonas no-lineales en donde se pueden
provocar saltos de electrones a otras frecuencias, esto puede ser minimizado con un apropiado
voltaje de bias y usando filtros pasa banda a la frecuencia deseada.
El voltaje bias se hace a un nivel
4.4.2. Características constructivas
Los mezcladores SIS se construyen con técnicas litográficas depositando una capa
superconductora, que suele ser Niobio (Nb), una delgada capa aislante (AlOx ó AlN) y otra capa
superconductora (Nb ó NbTiN en los dispositivos más modernos) con dimensiones del orden del
μm.
Los dispositivos construidos en base a Nb presentan un límite teórico de frecuencia de
corte de 700 [GHz], dado por el gap 2Δ del Nb. A frecuencias mayores, las pérdidas por
absorción aumentan entre un 50% a un 65% por largo de onda, característica que los hace
inaplicables en radioastronomía.
El uso de metales normales, tales como oro (Au) o aluminio (Al) enfriados a 4 [K] en
reemplazo de Nb ha demostrado que a frecuencias mayores a 800 [GHz] tienen menores pérdidas
(alrededor de un 40% por largo de onda), sin embargo, por su mayor gap de energía, los
superconductores siguen siendo preferidos ya que son más no-lineales.
En los últimos años, el desarrollo de nuevas aleaciones tales como NbTiN han permitido
alcanzar frecuencias cercanas a 1.2 [THz], con bajas pérdidas, en receptores cuasi-ópticos. Sin
embargo, a frecuencias superiores a 1 [THz], las pérdidas comienzan a ser cada vez mayores en el
film superconductor, degradando con ello la performance del mezclador en función del aumento
de frecuencia.
31
Figura 4.6: Izquierda: Bloque mezclador con la cubierta removida. Derecha: esquema de un
mezclador SIS.
4.4.3. Características de ruido
La temperatura de ruido en estos dispositivos es teóricamente dada sólo por el principio de
incertidumbre de Heisenberg 52, cuya expresión es:
TM =
hv
k ln (2 )
(4.7 )
Donde h es la constante de Planck, v la frecuencia de operación y k la constante de
Boltzman.
Los dispositivos superconductores reales, sin embargo, presentan ruido provocado por el
efecto Josephson 53. Para suprimir este efecto y mejorar sus características de ruido, se añade al
bloque mezclador un solenoide para crear un campo magnético que suprima las corrientes creadas
por este efecto y así acercarse al límite cuántico.
De todas formas, el ruido es muy bajo, lo cual los convierte en los dispositivos con
mejores características de ruido en la banda milimétrica y submilimétrica.
Considerando sólo el límite cuántico en un dispositivo ideal, para una frecuencia de
operación de 700 [GHz], la temperatura de ruido que alcanzaría sería sólo de 49 [K].
En los dispositivos reales, el ruido es unas cinco veces el del límite cuántico.
52
En mecánica cuántica el principio de indeterminación de Heisenberg afirma que no se puede determinar,
simultáneamente y con precisión arbitraria, ciertos pares de variables físicas, como son, por ejemplo, la posición y la
cantidad de movimiento de un objeto dado. En palabras sencillas, cuanta mayor certeza se busca en determinar la
posición de una partícula, menos se conoce su cantidad de movimiento lineal.
53
Es una propiedad interesante de los superconductores, está basado en otro fenómeno que recibe el nombre de efecto
túnel. Se produce en la unión formada por una delgada barrera de óxido colocada entre dos superconductores, dado
que ahí se puede producir efecto túnel. Las caras externas de los dos superconductores se unen entre sí y se mide la
corriente que pasa a través de la unión. Cuando la unión se expone a campos magnéticos o radiación, el flujo de
corriente debido a que algunos electrones atraviesan la barrera de óxido (efecto túnel). Este efecto suele emplearse
para detectar campos magnéticos muy débiles.
32
Los mezcladores SIS son altamente sensibles a variaciones de temperatura, sus
características de ganancia y ruido se degradan fuertemente a ligeros cambios en la temperatura,
llegando al extremo de no operar. Una variación de 1% en la temperatura de criogenización (20 50 [mK]) provocaría un cambio de un 0.5% en la ganancia. Es por ello que muchos mezcladores
SIS tienen sofisticados mecanismos de estabilización.
La Ecuación 4.8 describe la variación de ganancia en función de la variación de
temperatura, en donde B es el ancho de banda FI y t el tiempo de integración.
δT = Tsys
1
⎛ δG ⎞
⋅
+⎜
⎟
B ⋅t ⎝ G ⎠
2
(4.8)
4.4.4. Ventajas y desventajas de los mezcladores SIS
Los mezcladores SIS tienen muchas ventajas en la región milimétrica y submilimétrica
con respecto a sus competidores, algunas de ellas son:
1.
Característica de corriente-voltaje (I-V) extremadamente no-lineal, lo cual le brinda una
excelente eficiencia de conversión.
2.
Alta frecuencia de operación (hasta cerca los 1.2 [THz]).
3.
Sensibilidad cercana al límite cuántico.
4.
Relativamente bajas potencias requeridas de oscilador local (del orden de los μW).
5.
La mejor característica de ruido de los dispositivos actuales.
6.
Bajas pérdidas, disipación y dispersión de la señal.
Entre las desventajas que presentan los SIS frente a sus competidores se encuentran:
1.
Es necesario enfriarlos por criogenización para que puedan funcionar, lo cual significa
mayores costos y tamaño de los dispositivos. Los HEMT y Schottky en cambio, deben ser
enfriados para mejorar sus características de velocidad y ruido, pero no como condición necesaria
para operar.
2.
Alta posibilidad de verse afectado por vibraciones provocadas por el mecanismo
criogénico.
3.
Son inestables ante cambios leves de temperatura.
4.
Debido a sus bajos niveles de saturación, el dispositivo podría verse afectado por
variaciones de la potencia entrante tanto de la señal RF como del OL, o bien por interferencias
electromagnéticas externas.
5.
Su alto costo no siempre es justificable si se tienen otras tecnologías que hacen lo mismo a
un precio mucho menor.
33
4.5. Hot Electron Bolometer: HEB
Hasta frecuencias cercanas a 700 [GHz], son los receptores con mezcladores SIS la
principal tecnología de receptores heterodinos de bajo ruido. Sobre esta frecuencia, la energía del
fotón sobrepasa el gap de energía del Nb y los mezcladores SIS basados en Nb comienzan a tener
muchas pérdidas degradando fuertemente sus características de ruido.
Avances en nuevos materiales superconductores han logrado aleaciones como NbN y
NbTiN que logran que dispositivos SIS operen hasta frecuencias cercanas a 1 [THz] con buen
desempeño sin mayor degradación de la señal. A frecuencias mayores, los mezcladores SIS pasan
a tener invariablemente muchas pérdidas dadas las características intrínsecas de los materiales con
los que son construidos. Por este motivo se hace indispensable tener mezcladores que operen a
frecuencias mayores conservando sus características de ruido y que además tengan bajos
requerimientos de potencia de OL, ya que a mayor frecuencia la potencia se hace cada vez más
escasa debido a las etapas de multiplicación que debe pasar para alcanzar la frecuencia de
operación requerida.
Los dispositivos HEB, sin embargo, no responden a la frecuencia de la señal RF sino que a
la potencia de la señal, esta característica hace que la frecuencia de operación no dependa de las
características intrínseca de los materiales que lo componen.
Es por ello que en la última década los mezcladores y detectores HEB han cobrado gran
importancia en aplicaciones radioastronómicas siendo pieza clave en las nuevas generaciones de
radiotelescopios, tales como SOFIA (Stratospheric Observatory for Infrared Astronomy) y el
Observatorio Herschel de la Agencia Espacial Europea, entre otros.
4.5.1. Principio de funcionamiento
Básicamente los HEB son dispositivos que responden por efecto fotoeléctrico a la energía
incidente de una señal. Este efecto mueve electrones en un material que generalmente es un
superconductor para lograr características de voltaje-corriente altamente no lineales que los
vuelve aptos para su uso como mezcladores.
En un comienzo, los HEB fueron construidos situando una delgada película de un
semiconductor normal entre dos electrodos metálicos. Con esta configuración se lograron
mezcladores con muy buenas características de ruido y muy sensibles, sin embargo, sus altos
tiempos de respuesta térmica les confería un reducido ancho de banda FI, del orden de los MHz,
que los hacía inapropiados para observaciones prácticas de líneas espectrales.
A principios de los 90’s se obtuvieron los primeros HEB con nuevos materiales
superconductores con tiempos de respuesta térmica mucho menores en reemplazo de los
semiconductores normales. Actualmente, los HEB son construidos con un delgado puente
superconductor que une dos electrodos metálicos, este superconductor a su vez va sobre un
substrato. Los superconductores usados pueden ser Nb, NbN, NbTiN ó AlTiN. En cuanto a los
electrodos, se usa normalmente oro (Au) y el substrato es SiOx.
Hay dos tipos de HEB que pueden operar a frecuencias de los THz, estos son:
1.
2.
54
55
Phononcooled HEBs (p-HEBs) 54, basados en la interacción electrón-phonon.
Difusion-cooled HEBs (d-HEBs) 55, basados en la interacción electrón-electrón.
Ver anexo D.1 para mayor detalle de este tipo de dispositivos.
Ver anexo D.1 para mayor detalle de este tipo de dispositivos.
34
4.5.2. Características constructivas
Como a mayor frecuencia, la longitud de onda es menor, todos los elementos constructivos
deben tener menor tamaño. Es por ello que elementos tales como cables y soldaduras pasan a
tener gran importancia en términos de ruido dado por sus dimensiones relativas. Por ello la
construcción de dispositivos que operen a frecuencia de los THz debe hacerse tomando
precauciones tales como:
•
Cualquier imprecisión en tamaño y disposición de los elementos podría causar resonancias
indeseadas.
•
Los materiales usados son muy frágiles y delgados, por lo que se les debe proveer de una
montura apropiada, que sea simple, fácil de armar y desarmar.
Figura 4.7: Detalle de una juntura para un dispositivo HEB.
4.5.3. Ventajas y desventajas de los HEB
La principal desventaja es que las características de ruido de los HEB son de unas 20 veces
el límite cuántico, lo cual los hace más ruidosos que los SIS a frecuencias hasta 1.2 [THz]. Sin
embargo, a frecuencias mayores poseen ventajas que los hacen preferibles respecto a los
mezcladores SIS y Shottky.
Sin embargo las ventajas son múltiples, entre estas destacan:
Los HEB poseen gran cobertura en frecuencia, ya que no se ven limitados por el material
de construcción como sucede con los SIS. Por ello, la frecuencia de operación de los HEBs llega
hasta frecuencias cercanas al infrarrojo, lo que los vuelve apropiados en observaciones en la
banda submilimétrica y observaciones cuasi-ópticas.
2.
Requieren potencias de operación del orden de los nW, potencia que es muy pequeña, pero
se vuelve difícil de obtener a frecuencias del orden del THz y mucho más difícil a medida que la
frecuencia aumenta. Esto es importante si pensamos que los SIS requieren potencias de OL del
orden del μW y los Shottky del orden de los mW.
3.
La impedancia de los HEB es puramente resistiva, o sea, independiente de la frecuencia.
4.
Su baja respuesta térmica le confiere además una casi despreciable producción de
armónicos lo que evita tener filtros adicionales en la montura del HEB.
1.
35
4.6. Tecnologías según banda de frecuencia
En los sistemas de recepción usados actualmente, los amplificadores HEMT son los
líderes indiscutidos hasta frecuencias cercanas a los 50 [GHz], esto les permite estar presente
como amplificadores de frecuencia intermedia en casi todos los receptores más modernos. Para
frecuencias mayores a 200 [GHz] son los mezcladores SIS los mayormente usados gracias a sus
incomparables características de bajo ruido lo que les ha permitido estar como primer elemento de
recepción en casi todos los radiotelescopios construidos actualmente que operen en el rango de
300 [GHz] a 1 [THz]. Para frecuencias mayores a 1.2 [THz] son los HEB's los que presentan las
mejores características de ruido superando largamente en cuanto a ruido a los mezcladores
Schottky.
En la Figura 4.8 se muestra en forma comparativa los niveles de ruido de las distintas
tecnologías de recepción en función de la frecuencia y se les compara con el límite cuántico, que
en teoría es el mínimo nivel de ruido al cual se puede llegar.
Figura 4.8: Comparación de diferentes tecnologías de recepción en cuanto a ruido y frecuencia.
Sin embargo, como se puede ver en la Figura 4.8, hay bandas de frecuencia en donde más
de una tecnología resulta apropiada y dependerá de la situación particular (tanto de los
requerimientos, como de los recursos que se disponen) la tecnología a usar. Por ejemplo, en la
banda que cubre las frecuencias entre 50 a 200 [GHz] los amplificadores de bajo ruido HEMT
compiten con los mezcladores SIS en la primera etapa de recepción y en la banda de 700 [GHz]
hasta 1.2 [THz] son los mezcladores HEB los que compiten con los SIS. En general, los
dispositivos fabricados en base a materiales semiconductores presentan menores niveles de ruido,
sin embargo sus costos de adquisición y mantención son mayores.
36
5. Receptor del 1.2m Southern Millimeter-Wave
Telescope del SMWT Columbia-U. de Chile.
5.1. Descripción general del radiotelescopio
El radiotelescopio SMWT fue construido a principios de la década de los ’80 en la
Universidad de Columbia, con el propósito de observar transiciones rotacionales 56 del monóxido
de carbono, las que emiten fotones entre las frecuencias 110.201 [GHz] y 115.271 [GHz] 57.
El radiotelescopio esta conformado por una antena parabólica de 1.2 [m] de diámetro,
construida en una sola pieza de aluminio, con una exactitud superficial menor a 26 [um],
permitiendo que la resolución angular sea limitada solamente por difracción.
Figura 5.1: Izquierda: El telescopio en su ubicación en el CTIO. Derecha: El receptor en el
laboratorio de Cerro Calán, donde se encuentra actualmente.
Durante el año 2005, Walter Max-Moeberck [11] realizó el reemplazo del oscilador local
del receptor 58, posteriormente el año 2006 Mario Vielma Sossa [13] y Nicolás Reyes [14]
realizaron la incorporación de un amplificador HEMT.
Vale la pena aclarar que a continuación se realizará una descripción del receptor del
SMWT basándose en el diseño original, posteriormente se abordarán las modificaciones
mencionadas anteriormente.
A continuación se tratarán los detalles de construcción y funcionamiento de cada uno de
los bloques.
56
Ver anexo A.1 para entender en que consiste una transición rotacional.
Ver Tabla 2.1 para observar las principales líneas de emisión en la banda comprendida entre los 85 [GHz] y los 115
[GHz].
58
Ver punto 5.3 de esta memoria, para entender en que consiste un oscilador local.
57
37
5.2. Sistema receptor
Este receptor se compone de tres bloques principales: primera etapa o front-end, la primera
etapa de frecuencia intermedia, la segunda etapa de frecuencia intermedia y espectrómetro.
5.2.1. Primera etapa o (front end)
El front-end, corresponde a la primera sección del receptor, es una de las más importantes
y es la que difiere más entre instrumentos operando a distintas frecuencias, debido a las múltiples
tecnologías utilizadas.
Esta etapa esta conformada por las siguientes partes: Diplexor, Oscilador local y Mixer o
mezclador 59.
Esta etapa opera con señales con frecuencias del orden de los 100 [GHz ] y se encuentra
enfriada a 77 [K], por medio de nitrógeno líquido en un termo.
La radiación captada por el espejo primario, es reflejada en el secundario y capturada por
el feed horn. Luego de esto la señal de entrada es combinada con la señal del oscilador local por
medio de un diplexor de anillo resonante (resonant ring injection filter) 60 con una pérdida de
señal de 0.2 [dB]. Esta señal combinada pasa al diodo Schottky (double sideband Schottky-barrier
diode mixer) que tiene una temperatura de ruido de 110 [K] y pérdidas de conversión de 5.2 [dB],
donde se realiza la primera conversión de frecuencia.
Figura 5.2: Primera etapa o front end.
59
60
Cada una de estas partes es descrita en este capitulo, se recomienda continuar con la lectura.
Ver punto 5.7 de la presente memoria.
38
5.2.2. Primera etapa de frecuencia intermedia
Como se mencionó anteriormente el objetivo de esta etapa es poder trabajar con
frecuencias menores donde la electrónica es más fácil de implementar y es posible realizar con
alta precisión una gran cantidad de procesos de detección de la señal. Esta sección se ubica
inmediatamente después del front-end, usualmente se compone de una o más etapas de
amplificación, filtrado y conversión de frecuencia.
Esta etapa trabaja a una frecuencia de 1390 [MHz]. La señal de salida a esta etapa es
amplificada en 30 [dB].
Figura 5.3: Primera etapa de frecuencia intermedia.
5.2.3. Segunda etapa de frecuencia intermedia y espectrómetro
En esta última etapa, también llamada back-end se encuentra el detector que permite medir
algunas propiedades de la señal, ya sea ésta la potencia, el contenido espectral (en el caso de los
espectrómetros) o algo más específico como la forma y el periodo de los pulsos para el caso de las
observaciones de pulsares.
En el caso de los espectrómetros (caso que corresponde al receptor del SMWT), estos
pueden ser de diversos tipos. El más simple de todos los espectrómetros se puede construir usando
un banco de filtros (espectrómetro multi-canal). Estos son muy difíciles de construir pues se debe
lograr que todos los canales tengan la misma respuesta pasa banda (obviamente con distinta
frecuencia central) y que tengan una estabilidad idéntica para poder realizar integraciones largas.
Existen otros tipos de espectrómetros que realizan un análisis de Fourier de la señal, los que usan
propiedades de la correlación de señales y otros tipos más sofisticados como los espectrómetros
acusto-ópticos (AOS - Acousto-Optical Spectrometer) 61.
Luego de la amplificación la señal pasa por un filtro pasa-banda centrado en 1390 [MHz],
a la salida del filtro pasa-banda se ubica un aislador que impide que la potencia reflejada en el
segundo mezclador se devuelva generando oscilaciones indeseadas en el sistema o respuestas
espurias en el diodo Schottky.
61
Una descripción completa de estos dispositivos se da en [12].
39
En esta etapa se realiza una segunda conversión a la frecuencia intermedia de 150 [MHz],
la señal de oscilador local se obtiene de un oscilador de cristal a 1.24 [GHz] y la señal a la salida
de este mezclador es nuevamente amplificada en 30 [dB], para finalmente llegar al espectrómetro.
Hasta 1988 el espectrómetro era un banco de filtros de 256 canales, cada uno con un ancho
⎡ km ⎤
de banda de 500 [kHz]. Lo anterior permitía una resolución de 1.3 ⎢ ⎥ , y un rango espectral 62
⎣ s ⎦
⎡ km ⎤
de 128 [MHz] o 333 ⎢ ⎥ .
⎣ s ⎦
En 1988 este espectrómetro fue trasladado al radiotelescopio gemelo 63 y el espectrómetro
del radiotelescopio pasó a ser una banco de filtros de 256 canales de 100 [MHz] de ancho, lo que
⎡ km ⎤
se traducía en un ancho de banda total de 25.6 [MHz] o un rango de velocidades entre 66 ⎢ ⎥ y
⎣ s ⎦
⎡ km ⎤
70 ⎢ ⎥ , dependiendo de la frecuencia.
⎣ s ⎦
En el marco de una cooperación con el Max-Planck-Intitut für Radioastronomie (MPIfR)
durante un par de años se operó un espectrómetro acusto-óptico que permitía una resolución de
1.07339 [MHz] y un ancho de banda 274.8 [MHz]. Este AOS regresó al MPIfR una vez
terminado el proyecto [3].
Figura 5.4: Segunda etapa de frecuencia intermedia y espectrómetro.
62 En radioastronomía usualmente se habla de rango de velocidades en lugar de rango de frecuencias. Estas dos cantidades están relacionadas por medio del efecto Doppler, dada
por la expresión
63
Δf Δυ
=
f
c
. Donde c es la velocidad de la luz.
Ver punto 5.16 de esta memoria para saber más del radiotelescopio gemelo.
40
Finalmente el diagrama que reúne todas las etapas del receptor del SMWT se muestra en la
Figura 5.5.
Figura 5.5: Diagrama completo del receptor del SMWT.
La Figura 5.6 muestra un espectro típico de los obtenidos usando el radiotelescopio. La
escala horizontal representa la velocidad del gas molecular con respecto al estándar de reposo
local (LSR - Local Standard of Rest) que se define como la velocidad de un punto ubicado
instantáneamente en la posición del Sol y que se mueve en orbita circular con respecto al centro
de la Vía Láctea 64. La escala vertical es la temperatura de antena, el asterisco indica que aunque
se han corregido algunos efectos como la atenuación de la atmósfera, pérdidas resistivas y otras,
no se trata de la temperatura de radiación final. El detalle del significado de esta temperatura y la
forma de llegar al resultado final se dan en [1].
64
Esto corresponde a la definición dinámica. Existe otra definición, denominada cinemática, que se basa
en el movimiento promedio de las estrellas en la vecindad solar.
41
Figura 5.6: Espectro típico del CO obtenido usando el radiotelescopio SMWT.
42
5.3. Oscilador Local
Este dispositivo es el encargado de generar la frecuencia de referencia que permite obtener
desde el primer mezclador una señal de salida de más baja frecuencia pero con iguales
características a la señal de entrada al receptor.
El oscilador local se compone de dos elementos principales, estos son:
•
•
La fuente de radiofrecuencias.
Phase Lock Loop que permite realizar el control de frecuencia.
En el presente capítulo se da una descripción general de ambos bloques, entregándose
algunos detalles sobre el funcionamiento de las tecnologías usadas en este radiotelescopio tanto en
su configuración original como la del actual oscilador local.
Debido a que el oscilador local tiene un papel fundamental en el funcionamiento del
receptor, éste debe cumplir con exigentes características para asegurar el correcto funcionamiento
del sistema.
Como se vio en la Ecuación 3.3 la potencia de la señal a la salida del mezclador es
directamente proporcional a la potencia del oscilador local, es por esto que cualquier variación en
la potencia de salida del oscilador local generará una variación en la potencia de frecuencia
intermedia, lo que puede mal interpretarse como una variación de la potencia en la fuente
radiostronómica.
Además de este problema con la potencia de salida se requiere que la frecuencia de salida
sea igualmente estable y precisa, pues cualquier variación de la frecuencia de salida puede llevar a
una errónea interpretación, debido a que puede ser interpretada como un movimiento de la fuente,
debido a que las diferencias de frecuencia son interpretados como velocidades relativas (este es un
problema realmente serio en la observación de líneas espectrales).
Actualmente existen una gran variedad de tecnologías de oscilador local disponibles. La
elección de una en particular depende, entre otras cosas, de los niveles de potencia, ruido y el
rango de frecuencia requerido.
5.3.1. Oscilador local original
En este radiotelescopio se realizan dos conversiones de frecuencia, la primera requiere de
un oscilador local funcionando típicamente a 57 [GHz] y un multiplicador X2 que permite obtener
una frecuencia de 113.9 [GHz]. La segunda conversión requiere de un oscilador a 1.24 [GHz].
Estas frecuencias corresponden a las necesarias para observar la línea de emisión J = 1 → 0 de
CO, modificando la primera se podría eventualmente observar otras transiciones.
Originalmente el oscilador local de este receptor, correspondía a un oscilador del tipo
Klystron que generaba una frecuencia de 57 [GHz] y una potencia cercana a 25 [mW]. El
Klystron es un tipo de oscilador de tubo de microondas que funciona por medio de un mecanismo
de modulación de la velocidad de un haz de electrones y realimentación (más detalles en 5.3.1.1).
En la Figura 5.7, se aprecia la estructura que tenía el receptor del SMWT con el antiguo oscilador
local.
43
El Klystron generaba una frecuencia de 57 [GHz], parte de la potencia de esta señal seguía
su camino hasta el diplexor de anillo resonante y una parte de ella era desviada por medio de un
acoplador direccional hasta un harmonic mixer donde se obtenía una señal de frecuencia
intermedia a 850 [MHz] que servía de realimentación para un Phase Lock Loop que permitía
estabilizar la frecuencia de salida del Klystron al valor de 57 [GHz]. Los detalles del
funcionamiento de este sistema se pueden ver en [16].
Figura 5.7: Estructura que tenía el receptor del SMWT con el antiguo oscilador local tipo
Klystron.
5.3.1.1. Principio de funcionamiento
Un esquema básico de este tipo de oscilador se muestra en la Figura 5.8. El
principio de funcionamiento es el siguiente: se genera un haz de electrones que es
acelerado para hacerlo pasar por una cavidad resonante. En la cavidad resonante se genera,
como respuesta a una señal de corriente alterna acoplada a la cavidad, una onda que
modifica la velocidad de los electrones del haz (modulación de velocidad).
44
Figura 5.8: Esquema básico de un Klystron.
Esta onda tiene la misma frecuencia que el campo en la cavidad y una velocidad un
poco menor a la del haz. El haz modulado en velocidad sigue su camino hacia el reflector
que está a potencial negativo para frenar el haz y eventualmente hacer que éste cambie su
dirección retornando a la cavidad. Este mecanismo permite realimentar la señal de
corriente alterna que moduló el haz. Dependiendo de la fase y la magnitud del
acoplamiento entre el haz y la cavidad se puede obtener oscilaciones auto sostenidas en el
Klystron. Una descripción completa y detallada de este dispositivo se puede encontrar en
[16].
5.3.1.2. Características del Klystron usado en el oscilador.
El Klystron usado en el receptor es el modelo VRE-2103B19, fabricado por
Varian, Canadá. En condiciones de operación típicas se usa un voltaje de haz de 1500 [V],
y un voltaje de reflector de 500 [V] con respecto al voltaje de haz. Debido a que se usa una
cavidad resonante el Klystron es capaz de generar frecuencias en un pequeño rango. Para
evitar el calentamiento del Klystron, éste es enfriado por medio de circulación de agua.
45
5.3.2. Modernización del Oscilador original del receptor por uno del tipo Gunn.
Durante el año 2005, Walter Max-Moeberck [11] realizó el reemplazo del oscilador local
del receptor del tipo Klystron por uno del tipo Gunn, a continuación se explican detalles de este
nuevo oscilador.
5.3.2.1. Principios de operación del oscilador Gunn.
Un oscilador Gunn se compone básicamente de un dispositivo semiconductor
(dispositivo Gunn) acoplado a una cavidad resonante. El principio de funcionamiento se
basa en el hecho que la estructura de bandas de algunos semiconductores (GaAs, InP o
CdTe) tiene la banda de conducción dividida en dos bandas muy cercanas, una de ellas de
baja energía-alta movilidad y la otra de alta energía-baja movilidad.
Cuando hay más electrones en la banda de baja energía-alta movilidad la
conductividad es mayor, que cuando hay más en la banda de alta energía-baja movilidad,
pues la conductividad se relaciona directamente con la movilidad de los portadores de
carga (Una discusión completa sobre las propiedades básicas de semiconductores se puede
encontrar en [17]).
En términos de comportamiento como elemento de circuito se tiene que la
característica corriente-voltaje de un semiconductor de este tipo es como el de la Figura
5.9.
Figura 5.9: Característica corriente-voltaje de un dispositivo Gunn.
En la figura anterior se tiene una zona de resistencia diferencial negativa, que se
forma cuando los electrones pasan de la banda de baja energía a la de alta, disminuyendo
la resistencia. Hay básicamente dos modos de operación que generan oscilaciones, el
primero de ellos se denomina modo de tiempo de tránsito (transit-time mode) o modo
Gunn y consiste en aplicar al dispositivo un voltaje mayor que el umbral, de este modo se
forma un dominio bipolar (Figura 5.10) que separa una región de alta movilidad de una de
baja movilidad.
46
Este dominio viaja desde el cátodo al ánodo donde se destruye, este proceso se
repite sucesivamente generando oscilaciones cuyo periodo está dado por el tiempo de
tránsito del dominio bipolar. El principal problema de este modo de operación es que la
frecuencia no puede ser controlada externamente y que no es muy eficiente en términos de
generación de potencia.
Figura 5.10: Dispositivo Gunn en modo de tiempo de tránsito.
El segundo modo de operación se denomina modo de carga espacial limitada
(limited space-charge (LSA)) y consiste en acoplar el dispositivo Gunn a un circuito
resonante con una frecuencia varias veces mayor que la frecuencia de oscilación del modo
de tiempo de tránsito, de esta forma el dominio bipolar no tiene tiempo de formarse, por lo
que el comportamiento del dispositivo Gunn es esencialmente el de un dispositivo de
resistencia negativa. En este modo de operación el dispositivo se polariza con un voltaje
ligeramente mayor al umbral, de esta forma genera oscilaciones con una amplitud tal que
cubre toda la zona donde la resistencia es negativa (Figura 5.11).
Algunas configuraciones usadas en la práctica se muestran en las siguientes
figuras. Ambas corresponden a la operación en el modo LSA, pues éste permite realizar el
control de la frecuencia de las oscilaciones.
Figura 5.11: Dispositivo Gunn en modo de carga espacial limitada.
47
La primera configuración (Figura 5.12) permite ajustar la frecuencia de oscilación
por medio de un tornillo sintonizador. En esta configuración los transformadores
λ
4
permiten ajustar la impedancia de la cavidad a la salida.
Figura 5.12: Ejemplo de configuración de oscilador Gunn.
La segunda configuración (Figura 5.13) permite ajustar electrónicamente la
frecuencia de oscilación por medio de un diodo varactor (dispositivo de capacidad variable
y controlable).
Figura 5.13: Otro ejemplo de configuración de oscilador Gunn.
48
5.3.2.2. Características del oscilador Gunn
El oscilador Gunn que se instaló en el receptor fue fabricado por J. E. Carlstrom
Co., este equipo es capaz de entregar directamente la frecuencia de 113.9 [GHz], sin
necesidad de un multiplicador X2, con un nivel de potencia cercano a los 20 [mW]. Esto lo
hace apropiado para la sintonización del receptor a 115.3 [GHz].
El oscilador Gunn es capaz de oscilar a frecuencias entre 85 [GHz] y 116 [GHz]
entregando una potencia de salida mayor a 10 [mW], esto último permite la observación de
un gran número de transiciones moleculares.
El ajuste de frecuencia de este oscilador se realiza por medio de un tornillo
micrométrico y un voltaje de polarización del orden de 10 [V], 170 [mA].
El tornillo permite hacer una selección gruesa de la frecuencia de salida, mientras
que el voltaje de bias permite variar la frecuencia electrónicamente en valores del orden de
100 [MHz] cada 0.2 [V].
El oscilador cuenta con un segundo tornillo micrométrico que permite optimizar el
acoplamiento entre la cavidad resonante y la salida, aumentando la potencia de salida.
Figura 5.14: Oscilador Gunn de J. E. Carlstrom Co.
49
5.3.3. Comparación con el Klystron
El oscilador Gunn tiene múltiples ventajas en comparación con el Klystron. Entre estas
destacan.
Rango de frecuencias de oscilador local: Mientras que con el Klystron sólo se pueden
generar frecuencias de oscilador local entre 108 [GHz] (54 [GHz] a la salida del Klystron) y 118
[GHz] (59 [GHz] a la salida del Klystron), esto gracias al efecto del multiplicador, con el
oscilador Gunn se puede cubrir toda la banda entre 85 [GHz] y 116 [GHz], sin necesidad de
contar con el multiplicador. Lo anterior significa que el receptor puede ser sintonizado para
observar una mayor cantidad de transiciones moleculares, aumentando sus potencialidades
científicas.
•
Facilidad de operación: El Klystron requiere de altos voltajes para ser operado y de una
bomba de agua para ser enfriado. El oscilador Gunn sólo requiere de una polarización del orden
de 10 [VDC] para generar potencia y un disipador de calor. Si bien también se requiere de la
implementación de un phase lock loop (PLL) esto no genera mayores complicaciones.
•
5.3.4. Principios de funcionamiento y especificaciones de los componentes del oscilador
local.
En esta sección se describen las características y parámetros que definen el
comportamiento de los dispositivos utilizados en este oscilador. El oscilador Gunn fue fabricado
por J. E. Carlstrom Co. Las especificaciones de éste se dan en la Tabla 5.1.
Rango de Frecuencias
Potencia de salida
Voltaje de polarización
~ 82 [GHz]
~ 117 [GHz]
Ver Figura 5.15
~ 10 [VDC], ~ 170 [mA]
Tabla 5.1: Datos básicos oscilador Gunn de J. E. Carlstrom Co.
50
Figura 5.15: Potencia de salida versus frecuencia para el oscilador Gunn de J. E. Carlstrom Co.
(Datos reportados por el fabricante).
5.3.5. Aspectos básicos sobre el Phase Lock Loop
Debido a la dependencia de la frecuencia de salida de los osciladores con la temperatura,
las variaciones de la impedancia de la carga u otras causas, se requiere de algún esquema por
medio del cual se pueda estabilizar la frecuencia de salida.
Esta estabilización de la frecuencia de salida se logra por medio del llamado Phase Lock
Loop, cuyas principales características se discuten a continuación.
La configuración clásica de un Phase Lock Loop se muestra en la Figura 5.16.
Figura 5.16: Configuración básica de un Phase Lock Loop.
51
El detector de fase es un dispositivo que compara dos frecuencias de entrada generando
una salida que es una medida de la diferencia de fase de las señales entrantes.
Si las señales no tienen frecuencias iguales el detector de fase genera una señal de error
que luego de ser filtrada y amplificada es aplicada al oscilador controlado por voltaje (VCO Voltage Controlled Oscillator) de modo de desviar su frecuencia en la dirección de fIN.
Con un diseño apropiado se logra finalmente que fVCO sea igual a fIN y que mantengan una
relación de fase constante.
Los dispositivos instalados en el receptor del SMWT fueros fabricados y distribuidos por
XL Microwave Inc. y consistieron en un Oscillator Phase Lock Module, Model 800A y un
Control Unit, Model 801 (ver Figura 5.17).
Figura 5.17: Phase Lock Loop para oscilador Gunn de XL Microwave.
52
Finalmente un diagrama del receptor del SMWT con el oscilador Gunn incorporado se
muestra en la Figura 5.18.
Figura 5.18: Estructura que tiene el receptor del SMWT con el nuevo oscilador local tipo Gunn.
53
5.4. Amplificadores
Este dispositivo consiste en un elemento que provee ganancia de potencia a una señal de
entrada. Tal ganancia se expresa generalmente en decibeles (dB) y viene dada por:
⎛P
G[dB ] = 10 ⋅ log⎜⎜ out
⎝ Pin
⎞
⎟⎟ [dB ]
⎠
(5.1)
Donde Pout es la potencia de salida y Pin es la potencia de entrada.
Según su aplicación se pueden encontrar diversos tipos de amplificadores, por ejemplo, en
las últimas etapas de un transmisor se usan amplificadores de potencia con altos niveles de
potencia de salida, mientras que en las primeras etapas de recepción se usan amplificadores de
bajo ruido (LNA), los cuales tienen bajos niveles de ruido y alta ganancia.
En un LNA las consideraciones de diseño más importante son:
1.
2.
3.
4.
El ruido.
La ganancia.
La estabilidad.
Y el rango de frecuencias de operación.
En los amplificadores usados con fines radioastronómicos el ruido y la estabilidad son los
factores más importantes, estos dispositivos suelen estar enfriados a temperaturas criogénicas y no
son usados en condiciones de máxima ganancia, esto para operar en su rango dinámico.
Si fuese necesario, dos o más amplificadores pueden ser puestos en serie para lograr la
ganancia deseada, si la ganancia se mide en decibeles, la ganancia total será la suma de las
ganancias individuales de cada amplificador.
En cuanto a la estabilidad, los amplificadores pueden ser altamente estables si para
cualquier carga pasiva o desadaptación de impedancia se mantienen sin oscilaciones de ganancia,
o condicionalmente estables si son estables sólo para ciertas cargas o impedancias.
En la actualidad la tecnología de los LNA llega hasta frecuencias cercanas a 150 [GHz]
con amplificadores del tipo HEMT (como el amplificador con el que cuenta el receptor del
SMWT), a frecuencias mayores la primera etapa de recepción es reemplazada por mezcladores de
alta sensibilidad tipo SIS o HEB.
Para incorporar adecuadamente un amplificador a un sistema receptor se deben tomar en
cuenta dos aspectos importantes, la adaptación de impedancias y el bias del dispositivo.
La adaptación de impedancias es algo crítico, ya que a mayor frecuencia de operación es
más difícil lograr amplificadores incondicionalmente estables. Desadaptaciones a la entrada o
salida del amplificador pueden provocar ondas estacionarias que lo desestabilicen y dañen.
En cuanto al bias, el fabricante entrega en el datasheet 65 especificaciones de ruido y
ganancia en función de la corriente. Para un LNA la corriente de bias estará dada por la región en
que la curva de figura de ruido sea menor, y en esa región el punto con mayor ganancia. Por
ejemplo, en la Figura 5.19 la corriente de bias óptimo sería alrededor de 15 [mA].
65
Datasheet u hoja de especificaciones.
54
Figura 5.19: Curvas de ganancia y figura de ruido (ambas en dB) en función de la corriente de
bias (en mA).
5.4.1 Incorporación del amplificador HEMT.
Como se mencionó anteriormente este dispositivo proporciona grandes ventajas a un
receptor, fue por eso que en una memoria anterior [14] se realizó la incorporación de un
amplificador de bajo ruido del tipo HEMT al front-end del receptor del SMWT. El amplificador
que se utilizó fue producto de una colaboración entre la Universidad de Chile y CALTECH. Este
amplificador puede operar en la banda de los 85 [GHz] hasta los 115 [GHz] con al menos 25 [dB]
de ganancia.
Con la incorporación de este amplificador se logró disminuir la temperatura de ruido del
sistema, de modo que el receptor sea capaz de detectar señales más débiles que las que detectaba
anteriormente.
Figura 5.20: Amplificadores HEMT adquiridos gracias a la colaboración entre la Universidad de
Chile y CALTECH.
55
5.4.2 Nuevo diseño del front-end del receptor del SMWT.
Para lograr disminuir la temperatura de ruido del receptor, el amplificador HEMT fue
ubicado como primer componente del sistema, es decir, inmediatamente después del Horn o
bocina y de la ventana de vacío.
Entre el amplificador HEMT y el resonant ring se utilizó un aislador, el cual tiene una
doble finalidad:
•
Por una parte, proteger el amplificador de posibles ondas reflejadas desde el mixer o
mezclador.
•
Y por otro lado, evitar que potencia acoplada desde el oscilador local hacia el HEMT
pueda dañar este componente al ingresar en reversa.
Luego de la incorporación del HEMT y el aislador, el diseño del receptor del SMWT
resultó ser el de la Figura 5.21.
Figura 5.21: Estructura que tiene el receptor del SMWT luego de la incorporación del
amplificador HEMT y el aislador.
56
5.5. Harmonic mixer
La función del harmonic mixer es mezclar la señal del oscilador Gunn (con una frecuencia
del orden de 100 [GHz]) con armónicas de una señal de oscilador local a una frecuencia bastante
menor (de unos pocos GHz). De este modo se puede contar con una referencia de una frecuencia
mucho más baja, lo cual hace más fácil satisfacer los requerimientos de estabilidad.
El harmonic mixer es un dispositivo de dos terminales, uno de ellos permite la entrada de
la señal del oscilador Gunn, mientras que el otro terminal permite la entrada de la señal de
referencia y al mismo tiempo la salida de las combinaciones generadas en el dispositivo. Es por
esta razón que se requiere separar por medio de filtros estas señales usando un diplexor 66 (ver
5.6).
El harmonic mixer usado en este receptor es el modelo WM de Pacific Millimeter
Products 67, el cual se puede observar en la Figura 5.22
Este harmonic mixer permite bajar la frecuencia de la señal de salida del oscilador Gunn,
por medio de la combinación de ésta con armónicas de una señal de aproximadamente 4 [GHz].
Esta señal debe ser controlable por medio de un sintetizador de frecuencia, esto para poder
sintonizar la salida del Gunn a distintas frecuencias y permitir la observación de material a
distintas velocidades y para distintas líneas de emisión.
Figura 5.22: Harmonic mixer para banda W de Pacific Millimeter Products.
5.6. Diplexor
Dado a que el harmonic mixer es un dispositivo de dos terminales, se requiere separar la
señal de referencia de las señales generadas por él, las cuales salen por el mismo terminal.
Un diplexor es un dispositivo que permite separar (o unir) dos bandas de frecuencia.
Para el caso del SMWT se decidió reutilizar el diplexor presente en la unidad de PLL del
Klystron, esta alternativa ya fue usada en el radiotelescopio milimétrico del CfA 68 y dio buenos
resultados.
Este dispositivo es en realidad un triplexor, por lo que además permite la administración
de polarización al harmonic mixer o de un retorno a tierra en caso que la polarización no sea
necesaria.
66
En realidad este diplexor corresponde a un triplexor.
Para detalles de su ficha técnica se recomienda leer el apéndice C de la bibliografía [11].
68
CfA o telescopio gemelo, para mayores detalles se recomienda ver el punto 5.15 de la presente memoria.
67
57
5.7. Atenuadores
Los atenuadores permiten regular el nivel de potencia de modo de proteger algunos
elementos y ajustar mejor la respuesta de ciertas secciones. Estos también contribuyen a disminuir
el efecto del mal acoplamiento entre dispositivos.
Los atenuadores pueden ser fijos o variables y existen muchas formas de construirlos,
algunas de estas formas son discutidas en [18].
Uno de los mejores atenuadores que existen es el atenuador giratorio (rotary attenuator),
que se muestra en la Figura 5.23. Conceptualmente el funcionamiento es el siguiente: la onda
entra al atenuador con el campo eléctrico perpendicular a la tarjeta resistiva (resistive card) por lo
que se produce poca atenuación. Al pasar a la guía cilíndrica la onda sufre una atenuación
determinada por la componente del campo eléctrico alineada con la tarjeta resistiva rotatoria.
Como el campo que emerge de la guía circular no es completamente perpendicular a la tarjeta
resistiva, se produce una segunda atenuación a la salida. Es fácil probar (ver [8]) que la
atenuación está dada por:
α = − 40 ⋅ log (sin (θ )) [dB ] (5.2 )
Donde θ representa el ángulo de rotación de la guía circular con respecto a la guía
rectangular.
Figura 5.23: Atenuador giratorio.
El parámetro más importante de un atenuador es la atenuación, que corresponde a la razón
entre la potencia de entrada y la de salida del atenuador en decibeles.
58
5.8. Aislador
El aislador es un dispositivo de dos terminales que permite la transmisión con muy poca
atenuación en una dirección, y con un gran nivel de atenuación en la otra.
Este dispositivo se usa generalmente para acoplar una fuente de microondas a la carga,
esto debido a sus propiedades que permiten que la fuente siempre vea una carga adaptada,
disminuyendo las variaciones en la potencia de salida y frecuencia que podrían producirse.
Figura 5.24: Atenuador para banda W.
El funcionamiento de este dispositivo se basa en un fenómeno denominado rotación de
Faraday que corresponde a la rotación del plano de polarización de una onda electromagnética
linealmente polarizada cuando esta atraviesa ferritas. Esta rotación es producto de las distintas
constantes de propagación para las ondas circulares de polarización dextrógira y levógira.
Un esquema de un aislador y de la forma en que este opera se muestra en la Figura 5.25.
En una dirección se produce un giro en 45o el cual es compensado por la rotación Faraday en las
ferritas. La onda que sale del aislador lo hace con su dirección de polarización perpendicular a la
tarjeta resistiva sufriendo muy poca atenuación. Para la otra dirección se produce una rotación en
45o en las ferritas y una segunda rotación en ésta cantidad, de este modo se logra que la dirección
de polarización quede paralela a la tarjeta resistiva produciéndose una atenuación casi total de la
onda incidente. Los detalles del aislador y la propagación de ondas electromagnéticas en ferritas
se pueden ver en [18].
59
Figura 5.25: Funcionamiento del aislador (rotación de Faraday) [18].
En el caso de este receptor la mayor desadaptación de impedancia podría darse en el
diplexor de anillo resonante y el amplificador HEMT, por lo que el aislador es necesario para
impedir que esto genere un mal funcionamiento del oscilador Gunn.
5.9. Acoplador direccional
Un acoplador direccional es un dispositivo de cuatro puertos (puertos 1, 2, 3 y 4) que
idealmente están perfectamente acoplados a la red (no hay reflexiones) y tiene las siguientes
propiedades:
•
La potencia incidente en el puerto 1 (P1), se transfiere a los puertos 2 (P2) y 3 (P3). No
hay transferencia de potencia al puerto 4 (P4).
•
La potencia incidente en el puerto 4, se transfiere a los puertos 2 y 3. No hay transferencia
de potencia al puerto 1.
•
Lo de los puntos anteriores se repite para los puertos 2 y 3, en relación a los puertos 1 y 4.
De lo anterior se tiene que los pares de puertos 1-4 y 2-3, deberían estar completamente
desacoplados. En las aplicaciones el puerto 4 se termina con una carga adaptada, por lo que se
trata de un dispositivo con tres puertos. Si se hace incidir potencia por el puerto 1, ésta debería
transferirse a los puertos 2 y 3. De haber transferencia al puerto 4 esta debería ser absorbida por la
terminación.
60
Los acopladores direccionales que usan guías de onda usualmente se construyen con dos
secciones de guía de onda paralelas (ver Figura 5.26). En la pared común a ambas se construyen
aberturas de acoplamiento que permiten la transferencia de potencia. La teoría que permite
entender y diseñar estos acopladores direccionales es revisada en [18].
Figura 5.26: Esquema de funcionamiento del acoplador direccional.
El acoplador direccional permite tomar una muestra de la frecuencia generada por el
oscilador del tipo Gunn, esta muestra de frecuencia hace posible que la unidad PLL controle la
frecuencia de salida del Gunn.
5.10. Conectores y guías de onda
Para blindar las señales de interés de las señales externas, se usan tanto guías de onda para
las señales analógicas, como cables coaxiales para las señales digitales.
Las conexiones por medio de cables coaxiales tienen dos limitaciones, el aumento de las
pérdidas en los conductores al aumentar la frecuencia y la excitación de modos de guía de onda
cilíndrica. Este comportamiento está determinado tanto por el tipo de cable como por los
conectores usados, siendo este último el factor más importante en la determinación del
comportamiento a alta frecuencia de un sistema conector-cable.
Existe una gran cantidad de conectores para radiofrecuencias, su diseño depende de su
finalidad, numero de conexiones-desconexiones y rango de frecuencias.
Los conectores usados en este receptor y su frecuencia máxima son (Figura 5.25): BNC, 2
[GHz]; N, 18 [GHz]; SMA, 12.4 [GHz]. Todos ellos tienen una impedancia de 50 [Ω].
Figura 5.27: Conectores de radiofrecuencia usados. De izquierda a derecha, BNC, N y SMA.
Al ir aumentando aún más la frecuencia las pérdidas y la excitación de modos de guía de
onda hacen imposible realizar la transmisión por medio de cables coaxiales y se debe usar guías
de onda. Las guías de onda encontradas en este receptor reciben las denominaciones estándar:
WR-15 para la banda V, 50-75 [GHz] y WR-10 para la banda W, 75-110 [GHz].
61
5.11. Otros instrumentos en la misma banda de frecuencias
A fin de comparar algunas de las tecnologías en la banda de interés de esta memoria (entre
los 85 [GHz] y los 115 [GHz]) se muestra a continuación una tabla comparativa de distintas
instalaciones y su tecnología asociada (ver Tabla 5.2). El objetivo de esta revisión de
radiotelescopios es sacar ideas acerca de sus diseños y tratar de incorporarlas en el receptor del
SMWT.
Tabla 5.2: Otros receptores que operan en la banda 85-115 [GHz] 69
Se puede observar que los mezcladores SIS son la tecnología dominante para realizar
observaciones en esta banda, encontrándose tan sólo dos receptores que funcionan basados en
amplificadores HEMT como front-end. Se recuerda que ésta es la tecnología con que cuenta el
receptor del SMWT. Un caso importante es el CfA 1.2m Telescope (el telescopio gemelo del
SMWT), el cual es descrito en el anexo E.1.7 de la presente memoria.
Para el presente trabajo son de particular importancia los ejemplos del Five College Radio
Astronomical Observatory (FCRAO) y el de Australia Telescope Compact Array (ATCA), pues
ambos utilizan amplificadores HEMT como front-end.
Sin embargo el receptor australiano tiene una primera etapa de amplificación que opera
enfriada con helio. Luego, la señal es conducida hacia un mezclador que se encuentra al exterior
del termo, es decir, a temperatura ambiente. Este receptor no puede operar en toda la banda,
llegando sólo hasta los 105 [GHz].
69
Mayores detalles sobre estos radiotelescopios se pueden encontrar en el Anexo E.1.
62
6. Estudio realizado para solucionar el problema de la
banda imagen.
6.1. Explicación del problema
El problema de la banda imagen se origina en la etapa de mezclado de las señales IM 70 y
RF (señales provenientes del espacio) con la señal OL 72 (proveniente del oscilador local), la
señal imagen puede tener un origen cósmico o simplemente corresponder a ruido. Este problema
se puede describir de la siguiente manera.
71
Figura 6.1: Diagrama de bloques de un receptor similar al SMWT donde se observa el problema
de la banda imagen.
La señal o espectro a la salida de un mezclador (mixer) excitado con la señal Vin contiene
múltiples combinaciones lineales de las frecuencias IM, RF y OL. Esto debido a la característica
no lineal del mezclador, de esta manera se puede expandir en una serie de Taylor, obteniéndose a
la salida del mixer o mezclador la Ecuación 6.1.
I out = a (Vin ) + b(Vin ) + ϑ (3) + ......
(6.1)
Despreciando los componentes de orden 3 y superiores, considerando que el voltaje de
entrada al mezclador corresponde a la suma de la señal de origen extraterrestre y la señal
proveniente del oscilador local, es decir:
Vin = V IM cos(ω IM t ) + VRF cos(ω RF t ) + VLO cos(ω LO t )
(6.2)
Luego al expandir la Ecuación 6.2 se obtiene la Ecuación 6.3. En ella es posible identificar
las distintas componentes de frecuencia que se encuentran a la salida del mezclador.
I out = a1 cos(ω RF t ) + a 2 cos(ω LO t ) + a3 cos((ω RF − ω LO )t ) + a 4 cos(2(ω RF )t ) + a5 cos(2(ω LO )t )
+ a1 cos(ω IM t ) + a 2 cos(ω LO t ) + a3 cos((ω IM − ω LO )t ) + a 4 cos(2(ω IM )t ) + a5 cos(2(ω LO )t )
,
,
,
,
70
,
IM corresponde a la parte de la señal proveniente del espacio que posee frecuencia de valor IM.
RF corresponde a la parte de la señal proveniente del espacio que posee frecuencia de valor RF.
72
OL corresponde a una señal de referencia proveniente de un oscilador local que posee frecuencia de valor OL.
71
63
(6.3)
El filtro pasa banda (Filtro IF en la Figura 6.1) que se ubica inmediatamente después de
este bloque tiene como finalidad seleccionar la componente de frecuencia Δ = ω RF − ω LO , cuya
amplitud, a3, es directamente proporcional a la amplitud de la señal RF que se desea medir [31] 73.
Sin embargo de la misma manera este filtro seleccionará la componente de frecuencia
Δ = ω IM − ω LO , cuya amplitud, a3, , es directamente proporcional a la amplitud de la señal IM
que no se desea medir.
El problema de este esquema y que concita parte del interés de esta memoria, es que tanto
la señal en cuestión (RF) como su imagen (IM) son trasladadas hasta la misma parte del espectro,
lo cual se observa en la Figura 6.2. Cuando un receptor opera con esta modalidad se dice que
trabaja en modo de doble banda o DSB 74.
Figura 6.2: Problema de la banda imagen.
En la Figura 6.2 (a) se puede observar el estado de las señales IM, RF y OL antes del
proceso de mezclado, posteriormente en la Figura 6.2 (b) se puede observar que sobre ω IF se
superponen tanto la señal de interés (RF-OL) como la señal imagen (IM-OL).
73
74
En particular se recomienda observar el capitulo 2 de la tesis [31].
DSB o Double Side Band, desde ahora en adelante se usara esta nomenclatura para referirse a este concepto.
64
Sean WLO la frecuencia asociada al oscilador local, WIM una frecuencia cualquiera, donde
WIM es inferior a la frecuencia WLO, tal que WIM-WLO = -Δ= -WIF y WRF la frecuencia de interés
tal que WRF -WLO = Δ = WIF, esto provocará tres eventuales situaciones al momento de observar
la señal que se desea analizar (WRF).
1.
La señal WIM ≠ 0 y WRF ≠ 0 (Figura 6.3 (a)), luego de la etapa de mezclado -WIF se
replicará en la parte positiva del espectro, montándose sobre la señal de interés WIF (Figura 6.3
(b)).
Figura 6.3: Primer caso del problema de la banda imagen.
65
2.
La señal WIM = 0 y WRF ≠ 0 (Figura 6.4 (a)), luego un eventual ruido disminuirá la razón
señal a ruido de la señal de interés (Figura 6.4 (b)).
Figura 6.4: Segundo caso del problema de la banda imagen 75.
75
Cabe destacar que en la Figura 6.4 no se ha dibujado el ruido, sin embargo este siempre existe, y en este caso en
particular equivale a disminuir la amplitud de la señal RF.
66
3.
La señal WIM ≠ 0 y WRF = 0 (Figura 6.5 (a)), luego -WIF se replicará en la parte positiva del
espectro, dando a entender de que existe señal de interés sin existirla en realidad (Figura 6.5 (b)).
Figura 6.5: Tercer caso del problema de la banda imagen.
Es por esto que resulta de alta importancia corregir el problema de la banda imagen.
67
6.2. Tecnologías disponibles [27].
En esta parte de la memoria se mostrarán tres técnicas existentes para solucionar el
problema de la banda imagen, sin embargo se hace la salvedad de que estas no son las únicas,
pudiéndose encontrar otras formas para solucionar este problema que van a variar dependiendo de
la frecuencia a la cual se esta trabajando y la tecnología utilizada en las etapas posteriores en el
receptor.
Las tecnologías que aquí se describen son las más apropiadas para la frecuencia del
SMWT, se recomienda mirar la Figura 6.2 para mayor comprensión de las explicaciones
asociadas a cada una de las tecnologías.
6.2.1. Mediante el uso de Filtros
Una técnica utilizada es el uso de filtros antes de la etapa de mezclado, esto permite
eliminar la señal de frecuencia WIM antes de obtenerse la señal imagen de dicha señal (-Δ = WIF).
6.2.1.1. Principio de funcionamiento
La elección de un filtro a la entrada es altamente dependiente de los requerimientos
del mezclador, esto dado que el sintonizador del mezclador Shottky del receptor del
SMWT opera mejor cuando es conectado a fuentes de impedancia del mismo valor, por lo
que un filtro implementado en la primera etapa debería al menos satisfacer este
requerimiento.
Existen filtros de dos y cuatro puertos los cuales están sintonizados para trabajar a
ciertas bandas de frecuencia, ya que a estas frecuencias (del orden de los 100 [GHz]) no
resulta conveniente desarrollar filtros activos 76 debido a complicaciones tecnológicas y
económicas.
Los filtros sean de dos o cuatro puertos cumplen la función de eliminar la señal
cuya frecuencia no es de interés, generalmente esta señal indeseada se elimina mediante
elementos pasivos, un ejemplo de filtros a la frecuencia de interés (alrededor de 100
[GHz]) son los filtros Fabry Perot [30], otro filtro en ese orden de frecuencias y sus
características se pueden observar en la Figura 6.6.
76
Son filtros que pueden trabajar en rangos de frecuencia variable.
68
Figura 6.6: Filtro de Millitech que opera a 100 [GHz] (arriba) y su característica de ancho de
banda (abajo) [32] 77.
77
Se recomienda observar este catalogo para mayor información.
69
6.2.1.2. Ventajas y desventajas
Entre las principales ventajas destacan:
•
•
No se requiere de gran intervención del receptor del SMWT para su
implementación, solo bastaría intercalar el filtro entre el HEMT y el anillo
resonante.
Existencia de empresas que fabrican dicha tecnología.
Sin embargo posee las siguientes desventajas:
•
•
•
Poco ancho de banda 78, lo que limitaría el rango de observación del receptor
del SMWT, esto se solucionaría con la implementación de un filtro activo, sin
embargo esto resulta extremadamente costoso.
Alto costo, el cual se incremente exponencialmente a medida que se aumenta la
frecuencia.
Imposibilidad de desarrollar esta tecnología en Chile, debido a la falta de
equipos para su implementación.
6.2.1.3. Posibilidades de implementación
No se recomienda utilizar este dispositivo en el receptor del SMWT, ya que
limitaría demasiado el espectro observable con el receptor, de lo contrarío habría que
imitar lo utilizado en el receptor SAO (radiotelescopio experimental RLT del Smithsonian
Astrophysical Observatory), el cual concentra su trabajo en cuatro partes del espectro de
frecuencia (850 [GHz], 1.03 [GHz], 1.2 [GHz] y 1.5 [GHz]), donde básicamente se utiliza
un receptor para cada banda, por lo que posee cuatro filtros, uno para cada frecuencia de
interés, el esquema de este receptor se puede observar en la Figura 6.7.
78
Ver Figura 6.6 y catalogo de empresa Millitech.
70
Figura 6.7: Diagrama de bloques simplificado del receptor SAO.
71
6.2.1.4. Rediseño del receptor incluyendo un filtro
A continuación se observa un diagrama de bloques del receptor del SMWT
incorporando un filtro en la primera etapa, antes del mezclador.
Figura 6.8: Diagrama de bloques de la implementación de un filtro en el receptor del SMWT.
72
6.2.2. Mediante técnicas de digitalización
Otra técnica utilizada es el uso de filtros digitales en la etapa de baja frecuencia (en el caso
del SMWT a 150 [MHz]), esto permitiría eliminar la señal imagen (fI) mediante el
aprovechamiento del desfase de múltiples señales de entrada, por lo que este procedimiento
necesita de señales proveniente de distintos receptores.
6.2.2.1. Principio de funcionamiento [28]
Este mecanismo utiliza múltiples señales de entrada, por lo que suele ser utilizado
en interferómetros. Consiste básicamente en aprovechar la separación espacial de las
antenas, el cual genera en desfase a nivel de frecuencia, luego mediante el uso de
computadores en la etapa digital de la señal, utiliza dicho desfase para eliminar la banda
imagen.
Los métodos para realizar este análisis digital son múltiples, uno de ellos consiste
en utilizar dos bancos de filtros, donde el primero suma las señales en las dos bandas
laterales (desplazamiento de fase), y los segundos las restan para proporcionar las
visibilidades para cada banda lateral por separado [29].
6.2.2.2. Ventajas y desventajas
Lamentablemente para las necesidades del receptor del SMWT este procedimiento
presenta solo desventajas, las principales son:
•
•
•
Necesita de varias señales de origen simultáneas, o sea de un arreglo de antenas, el
cual no es el caso del SMWT.
Necesita de un computador de alto nivel de procesamiento en la etapa digital.
Necesitaría de una modificación a nivel de programación, en su etapa digital.
73
6.2.3. Mediante mezcladores separadores o elimina banda
En esta parte de la memoria se describirán dos técnicas que solucionan el problema de la
banda imagen, estas dos técnicas se encuentran fuertemente relacionadas, estas son SSB 79 y
2SB 80, sin embargo poseen una sutil diferencia que cabe la pena destacar.
El SSB filtra la banda imagen después del mezclado, por lo tanto solo la señal de interés es
presentada a la salida como señal IF.
Por otra parte el 2SB separa la señal de interés de la parásita, con la finalidad de utilizar
ambas señales para la observación a distintas frecuencias de interés.
6.2.3.1. Principio de funcionamiento
Este dispositivo se colocaría posterior al aislador utilizado para el HEMT (ver
Figura 5.21), por lo que recibiría directamente la señal RF, tal como se observa en la
Figura 6.9, posteriormente la señal RF es dividida en dos de igual potencia (la mitad en la
entrada A y la otra mitad en la entrada B), luego cada una de estas señales son mezcladas
en mixers diferentes, donde uno de ellos posee su señal LO desfasada en -90˚, de esta
manera resultan dos señales, donde una de ellas (C) es producto del mezclado propio de un
proceso heterodino y otra (D) que corresponde a una heterodinación con desfase.
Posteriormente tanto C como D son introducidas a un híbrido 81 que vuelve a
desfasar ambas señales en -90˚ obteniéndose las señales E y F, donde se observa que E
corresponde a la llamada USB 82 y F a la LSB 83.
Figura 6.9: Diagrama de bloques de un 2SB.
79
SSB o Single Sideband receiver, desde ahora en adelante se usará esta nomenclatura para referirse a este concepto.
2SB o Sideband Separation receiver, desde ahora en adelante se usará esta nomenclatura para referirse a este
concepto.
81
Ver anexo D.3
82
USB o Up Side Band, desde ahora en adelante se usará esta nomenclatura para referirse a este concepto.
83
LSB o Low Side Band, desde ahora en adelante se usará esta nomenclatura para referirse a este concepto.
80
74
A continuación se desarrollarán las ecuaciones que describen el comportamiento de
este dispositivo, para un mejor entendimiento se recomienda ver la Figura 6.9.
Usando la misma notación de la parte 6.1 de la presente memoria se puede definir
V LO = V LO cos(ω LO ⋅ t ) como la señal proveniente del oscilador local, por otra parte la señal
proveniente desde el espacio se puede definir como V RF = V RF cos(ω RF ⋅ t ) , de esta
manera dado que la señal de frecuencia intermedia (tercer termino de la Ecuación 6.3)
tiene como argumento de la señal sinusoidal a ω RF − ω LO se define la frecuencia intermedia
como ω IF , donde:
ω IF = ω RF − ω LO
⇒
ω RF = ω IF + ω LO
(6.4)
Lo que correspondería a la señal USB.
Por otra parte:
− ω IF = ω LO − ω RF
⇒
− ω RF = ω LO − ω IF
(6.5)
Lo que correspondería a la señal LSB.
Luego la señal USB y LSB que resultaron de la mezcla en el mixer 1 (MIX1) son:
USB ⇒ cos(ω LO ) ⋅ cos(ω RF ) = cos(ω LO ) ⋅ cos(ω IF + ω LO ) =
1
(cos(ω IF ) + cos(2ω LO + ω IF ) )
2
LSB ⇒ cos(ω LO ) ⋅ cos(−ω RF ) = cos(ω LO ) ⋅ cos(ω LO − ω IF ) =
(6.6)
1
(cos(ω IF ) + cos(2ω LO − ω IF ) )
2
(6.7 )
Considerando solo el término ω IF que esta representado por la señal C de la Figura
6.9, se puede representar, sin perdida de generalidad a las señales USB y LSB por los
siguientes vectores.
⇑
⇑
1
1
LSB
USB
2
2
Realizando el mismo análisis, pero esta vez para la señal que resulta del mezclado
en el mixer 2 (MIX2) se tiene que:
USB ⇒ sen(ω LO ) ⋅ cos(ω RF ) = sen(ω LO ) ⋅ cos(ω IF + ω LO ) = −
1
1
sen(ω IF ) = cos(ω IF + 90)
2
2
(6.8)
LSB ⇒ sen(ω LO ) ⋅ cos( −ω RF ) = sen(ω LO ) ⋅ cos(ω LO − ω IF ) =
1
1
sen(ω IF ) = cos(ω IF − 90)
2
2
(6.9)
75
Si nuevamente se considerando solo el término ω IF que esta representado por la
señal D de la Figura 6.9, se puede representar, sin perdida de generalidad a las señales
USB y LSB por los siguientes vectores.
⇒
1
LSB
2
⇐
1
USB
2
Es así luego de que ambas señales C y D pasan por el híbrido se puede realizar un
análisis vectorial de las mismas, resultando las señales LSB y USB separadas
completamente.
⇑
1⎛ ⇑
⎜
⎜
2 ⎝ LSB USB
⇓
⇑ ⎞
⎟ = USB
LSB USB ⎟⎠
⇐
1⎛ ⇒
⎜⎜
2 ⎝ LSB USB
⇒
⇒ ⎞
⎟ = LSB
LSB USB ⎟⎠
Es así que a la salida del dispositivo resultan dos señales, la de interés (USB) y la
lateral (LSB), las cuales se obtuvieron tras un primer mezclado con una señal de oscilador
en fase y la otra desfasada en 90° respectivamente y desfasadas posteriormente ambas a la
salida del dispositivo mediante un híbrido, es así que se logra la cancelación de la banda
lateral.
Una cancelación perfecta de la banda lateral ocurre en el caso ideal cuando las
señales del oscilador local (OL) y la señal proveniente del espacio (RF) se dividen
igualmente y se ponen en fase exactamente.
El grado de supresión de la banda lateral se relaciona directamente con el equilibrio
de la magnitud y de la fase de la energía dividida de las señales RF y de OL aplicada a
ambos mezcladores, así como el resto de la simetría de los componentes del circuito.
Con un cálculo más cuidadoso se puede definir la asimetría total de la amplitud
entre los dos ramas como “x” y el desequilibrio total de la fase como ΔΦ , entonces la
separación real de la banda lateral en dB está dada por.
2x
⎛
⎞
⋅ cos(ΔΦ) ⎟
⎜ 12
⎟
Rechazo de la banda lateral [dB] = 10 ⋅ log⎜ 1 + x
2x
⎜
⎟
⋅ cos(ΔΦ) ⎟
⎜1+
2
⎝ 1+ x
⎠
76
(6.10)
El comportamiento de la Ecuación 6.10 se observa claramente en la Figura 6.10.
Figura 6.10: Separación real de la banda lateral en dB.
6.2.3.2. Ventajas y desventajas
Las principales ventajas de esta tecnología son:
•
•
•
•
Alta posibilidad de integración del dispositivo en el receptor del SMWT,
bastaría intercalar este dispositivo entre el aislador del HEMT y el amplificador
FET, es mas este dispositivo elimina la necesidad de contar con el anillo
1
de onda y el mixer que actualmente posee el
resonante, el transformador de
4
SMWT, quedando mucho espacio disponible en el termo.
Gran ancho de banda, lo que permitiría el rango de observación del receptor
deseable para el SMWT (entre los 85 [GHz] y los 115 [GHz]).
Aceptable costo, comparado con las otras alternativas previamente
mencionadas.
Posibilidad de desarrollar esta tecnología en Chile, debido a que se puede
realizar el diseño mientras que su fabricación se podría encargar a otra
institución.
Entre las desventajas de esta tecnología destacan:
•
•
Reciente desarrollo de esta tecnología a esta frecuencia (entre los 85 [GHz] y
los 115 [GHz]), de hecho solo se ha encontrado información y resultados de las
pruebas realizadas a estos dispositivos en memos del proyecto ALMA.
Se debe evaluar cuidadosamente el diseño mecánico del interior del termo, ya
1
de onda y el
que habrá que retirar el anillo resonante, el transformador de
4
mixer que actualmente posee el SMWT.
77
6.2.3.3. Posibilidades de implementación
Se recomienda utilizar este dispositivo en el receptor del SMWT, ya que permitiría
cumplir las necesidades de observación para el receptor, además de ser una gran
oportunidad para desarrollar la tecnología en Chile, abaratando así los costos de esta
modernización.
Un rediseño del receptor incorporando un SSB en la primera etapa, antes del
mezclador se observa a continuación.
Figura 6.11: Diagrama de bloques de la implementación de un SSB en el receptor del SMWT.
78
6.3. Elección de la tecnología a usar en el receptor 1.2m Southern Millimeter-Wave Telescope
(SMWT) Columbia-U. De Chile.
Una vez estudiadas las alternativas más recomendadas para solucionar el problema de la
banda imagen y considerando múltiples parámetros, entre los que destacan:
•
•
•
•
•
Ancho de banda en el cual debe operar el receptor.
Consideraciones económicas.
Restricciones mecánicas y técnicas.
Compatibilidad con los dispositivos que actualmente posee el receptor del SMWT.
Posibilidad de desarrollar la tecnología.
Se ha determinado que el mejor dispositivo para solucionar el problema de la banda
imagen es un SSB, este equipo cumple la mayor parte de los requerimientos que impone el actual
diseño del receptor del SMWT, además presenta ventajas económicas y tecnológicas que hacen
pensar en la posibilidad de diseñar el dispositivo en Chile, creando así una nueva veta para
ingenieros y científicos nacionales.
6.3.1. Rediseño del receptor incluyendo un SSB
Como se mencionó anteriormente los receptores de banda milimétrica que operan en modo
DSB (como lo es actualmente el SMWT) ven limitada su sensibilidad debido al ruido que entra
junto a la señal de interés, la cual se ve incrementada por la banda imagen, para eliminar esta
banda imagen se ha escogido un SSB, como se mencionó en la parte anterior (6.3).
Cabe la pena destacar que se podría haber propuesto un 2SB para solucionar este
problema, sin embargo esta posibilidad se descarto ya que no es de interés (por el momento)
analizar la señal imagen, siendo esta la diferencia fundamental entre un SSB y un 2SB.
Es por esto que el SSB recupera solo la banda lateral de interés y disipa a la otra (la banda
imagen) en una carga resistiva, la cual puede estar eventualmente enfriada 84.
En este caso específico lo más adecuado sería la incorporación de un SSB construido en
base a mezcladores Schottky, que corresponde a la tecnología que utiliza el SMWT, estos tendrán
que reemplazar al mezclador Schottky actual justo después del HEMT, de hecho dado que resulta
fundamental para el funcionamiento de un SSB la equivalencia de las señales que se mezclaran 85
se recomienda fabricar o adquirir dos nuevos mixers, esto para asegurar la simetría de la división.
1
de onda y el mixer que
De esta forme se deberá sacar el diplexor, el transformador de
4
actualmente posee el SMWT y alimentar el SSB directamente con la potencia del Gunn, ya que la
potencia de la señal de LO debe ser dividida en partes iguales para cada mezclador balanceado.
En cuanto a la carga disipativa de la banda imagen, se recomienda que esté sumergida en
el nitrógeno líquido cuando el termo esté enfriado. El único inconveniente es que, cuando se opere
el termo a temperatura ambiente la carga deberá igual ser enfriada, de no ser así, se convertirá en
una fuente de ruido térmico muy perjudicial para la sensibilidad del receptor.
84
Si esta resistencia no esta enfriada podría provocar una señal que producto de un VSWR indeseado dañe equipos o
aumenten el ruido en el receptor.
85
Esto se explico en la parte 6.2.3.1 de la presente memoria.
79
Al incorporarse este dispositivo, el receptor podría adquirir la siguiente configuración:
Figura 6.12: Diagrama preliminar del receptor con el mezclador de rechazo de imagen incluido
80
6.3.2. Diagrama preliminar del SSB que necesita el receptor del SMWT
Si se realiza un zoom a la Figura 6.12, en la parte que se refiere al SSB se obtiene un
diagrama similar al siguiente.
Figura 6.13: Diagrama del SSB que se implementaría en el SMWT
Aquí se observa claramente la entrada de la señal RF a un primer híbrido, el cual es un
dispositivo de cuatro puertos, en este mismo híbrido al igual que en el segundo se observan unos
símbolos a tierra, los cuales representan a las cargas disipativas eventualmente enfriadas.
También se observan los dos mixers que reciben tanto las señales RF (con y sin desfase) y
la señal proveniente del oscilador local LO.
6.3.3. Análisis teórico del ruido del receptor del SMWT operando DSB y SSB
Actualmente el receptor del SMWT opera en modo DSB, además la incorporación de un
amplificador HEMT se encuentra en su etapa final, por lo que en el análisis del ruido que posee
este receptor se considerarán estos aspectos.
Como se sabe los amplificadores HEMT poseen una temperatura de ruido determinada por
la temperatura y frecuencia a la que están operando. Las curvas de ruido de un amplificador
HEMT del tipo instalado en el receptor del SMWT se pueden observar en la Figura 4.4, en base a
dichas curvas, para una frecuencia de 100 [GHz] se tendrá una temperatura de ruido de 170 [K]
para el HEMT operando a temperatura ambiente (297 [K]) y una temperatura de ruido de 66 [K]
para el HEMT enfriado a 77 [K], o sea en nitrógeno líquido.
81
En cuanto a la ganancia se ha estimado que es del orden de 20 [dB] 86 enfriado a 77 [K].
Dado que los HEMT son elementos muy delicados y pueden ser dañados tanto por un exceso de
potencia en sus puertas de entrada o de salida como producto de desadaptaciones en la puerta de
salida del HEMT (dado que pueden aparecer armónicas de frecuencias indeseadas), se decidió
colocar un aislador a la salida del HEMT, lo que ha entregado una temperatura de ruido
equivalente “HEMT-aislador” de aproximadamente 520 [K] y una ganancia aproximada de 15
[dB] funcionando a temperatura ambiente.
En la siguiente tabla se resume la temperatura de ruido y la ganancia o pérdida (según
corresponda) de cada elemento en la primera etapa cuando el receptor esta operando a
temperatura de nitrógeno líquido, o sea a 77 [K].
Componente
Horn
Ventana de vacío
Guía de onda
HEMT
Aislador
Diplexor
Mezclador y oscilador local
1
Transformador de de onda
4
Cable coaxial
FET
Temperatura de ruido [K]
20.6
14.3
23.9
66
500
7.3
185
0.7
Ganancia [dB]
-0.15
-0.1
-0.25
20
-2.5
-0.2
-5.15
-0.05
0.7
15
-0.05
30
Tabla 6.1: Temperaturas de ruido y ganancia de cada uno de los dispositivos actuales del receptor,
en particular desde el FET hasta el horn o bocina 87.
Cabe la pena destacar la alta contribución de ruido por parte del horn, la guía de onda y de
la ventana de vacío. De esta manera los tres primeros componentes dan un valor mínimo de ruido
equivalente a 58.8 [K].
Por ello se deben tomar las precauciones necesarias de forma que las guías de onda queden
bien alineadas y no se introduzcan pérdidas adicionales por mala alineación. Otra fuente de
pérdidas pueden ser impurezas que queden al interior de las guías de onda. Esta situación debe ser
evitada por medio de una adecuada limpieza de las mismas.
Finalmente se concluye que si se toman todas las medidas correspondientes es posible
llegar a niveles de ruido del orden de 150 [K], lo que corresponde a un valor bajo, especialmente
si consideramos que el receptor es enfriado solamente a 77 [K].
Con la información de la Tabla 6.1 y la ecuación de temperatura equivalente (Ecuación
3.10), se puede calcular la temperatura de ruido equivalente del receptor.
TRuido del receptor = 236.3 [K ] ≈ 236 [K ]
(SSB ) 88
Dado a que el SMWT opera en modo DSB se tiene que:
86
Estos datos se pueden encontrar en la carpeta “Memos Lab. 2006, Carpeta incorporación del HEMT” ubicada en el
laboratorio de radiofrecuencia de Cerro Calán.
87
Se recomienda mirar [14] para mayor detalle de cómo se confeccionó la Tabla 6.1.
88
Para mayor detalle del análisis del ruido del receptor SMWT se puede observar el anexo H.2
82
TRuido del receptor = 471.4 [K ] ≈ 471 [K ]
(DSB )
Esta temperatura de ruido corresponde a la configuración actual del receptor, cuyo
diagrama corresponde al siguiente:
Figura 6.14: Diagrama del receptor actual.
Para modelar el comportamiento del receptor utilizando un SSB en lo que se refiere a la
temperatura de ruido equivalente del mismo, se harán los siguientes supuestos:
•
Los términos de la temperatura de ruido del receptor que suceden al diplexor son
despreciables.
•
La temperatura SSB es aproximadamente la mitad de la temperatura DSB, donde la
temperatura DSB del receptor corresponde a 471[K].
Finalmente, se puede estimar sin cometer mayor error que la temperatura del receptor
queda reducida a la mitad una vez incorporado el separador de banda (SSB).
83
Es así que el diagrama del receptor incluyendo el SSB es el siguiente:
Figura 6.15: Diagrama del receptor con el SSB incluido.
6.3.4. Partes del SSB
Si se observa la Figura 6.13 se puede notar que el SSB que se desea implementar consta de
las siguientes partes:
•
A la entrada de la señal RF existe un híbrido de alta frecuencia 89, este esta encargado de
dividir la señal RF a la mitad y desfasar en 90˚ una de estas mitades.
•
Idealmente a continuación se encuentran dos mezcladores, uno para cada señal RF
proveniente del híbrido de alta frecuencia.
•
Una “T 90” que divide la señal proveniente del oscilador local, esta “T” debe dividir
dicha señal en partes iguales y comunicar el oscilador local con los mezcladores.
•
Posteriormente existe otro híbrido, pero esta vez para IF, este esta encargado de desfasar
en 90˚ una de las señales provenientes desde los mezcladores.
•
También se necesitarán de dos terminaciones que corresponden a los puntos en los
cuales se eliminarán las señales indeseadas (una terminación RF en el primer híbrido y la
segunda del tipo IF en el segundo híbrido).
89
90
En ciertos pasajes de esta memoria se llamará a este híbrido de alta frecuencia, híbrido RF.
En ciertos pasajes de esta memoria se llamará a esta “T”, Tees.
84
Cabe la pena destacar que dependiendo de las dimensiones disponibles en el termo, de la
polarización que posean tanto a su entrada como a su salida cada una de las partes previamente
mencionadas y de las dimensiones de las mismas, se podrían necesitar curvas E o H, Twists,
guías de onda o incluso nuevas Tees.
6.3.5. Adquisición de las componentes del SSB
De decidirse a armar el SSB con partes adquiridas en el mercado existen múltiples
alternativas entre las que destacan los siguientes proveedores:
•
•
•
Millitech
Aerowave
Spinnaker Microwave, inc.
Algunas de estas empresas se especializan en desarrollar tecnologías en ciertas frecuencias,
por lo que eventualmente las piezas podrían adquirirse en más de una de ellas.
A continuación se describirán las piezas necesarias para construir un SSB [32], bajo tres
visiones, estas son:
•
•
•
Conservando la etapa de mezclado dentro del termo y utilizando un híbrido para desfasar
la señal RF.
Incorporando la etapa de mezclado fuera del termo y utilizando un híbrido en la etapa de
RF.
Incorporando la etapa de mezclado fuera del termo y utilizando un desfasador para la señal
del OL.
Estas visiones nacen del stock de insumos para las piezas que se encuentran disponibles en
el mercado y de sus eventuales ventajas comparativas.
85
A. Conservando la etapa de mezclado dentro del termo y utilizando un híbrido para desfasar
a señal RF.
Para empezar se mostrará el diagrama correspondiente a esta implementación del SSB.
Figura 6.16: SSB dentro del termo con híbrido de RF.
Donde se observa un híbrido RF, dos mezcladores, una “T” que divide la señal del OL y
un híbrido de IF.
Estas piezas son preliminares ya que se podrían necesitar eventualmente curvas, Twists u
otro tipo de guía de ondas.
El detalle de las piezas es el siguiente:
1.
Híbrido de RF
El dispositivo escogido es el CSS-10-R094N (de Millitech), el cual tiene la siguiente
forma:
Figura 6.17: Híbrido RF de Millitech91.
Sin embargo este dispositivo ofrece poca banda de operación (± 5% a partir de la
frecuencia central), por lo que se recomienda mirar la parte 6.3.6 de la presente memoria para
observar los híbridos desarrollados por el proyecto ALMA, los cuales operan muy bien en la
banda comprendida entre los 85 [GHz] y los 115 [GHz].
91
Para mayores detalles de este dispositivo se recomienda revisar el anexo F
86
2.
Mezcladores
Este dispositivo presenta un inconveniente, ya que en las empresas consultadas no se
encontraron dispositivos que funcionen a temperaturas criogénicas y en Millitech (empresa en la
cual si se encontró el dispositivo criogénico) se encuentra descontinuado, sin embargo, a modo de
ejemplo se presenta un modelo que satisfacería las eventuales necesidades, el MXW-10-FFNM
Figura 6.18: Mezclador de Millitech92.
92
Para mayores detalles de este dispositivo se recomienda revisar el anexo F
87
3.
Tees
Los dispositivos escogidos son el TEH-10-RH000 (de Millitech) o los 10-29912 y el 102809 (de Aerowave), en particular los primeros tienen la siguiente forma:
Figura 6.19: Tees Millitech.
4.
Híbrido de IF
El dispositivo escogido fue el VC1020B2 (de Spinnaker Microwave inc.), el cual tiene la
siguiente forma.
Figura 6.20: Híbrido IF.
88
5.
Terminación RF
El dispositivo escogido fue el WTR-10-R0000 (de Millitech), el cual tiene la siguiente
forma.
Figura 6.21: Terminación RF (Millitech).
Cabe la pena destacar que en la elección de los dispositivos se consideraron los aspectos
mencionados en la parte 6.3 de la presente memoria.
Finalmente el diagrama de bloques de esta alternativa es:
Figura 6.22: Diagrama del receptor con el SSB dentro del termo.
89
B. Incorporando la etapa de mezclado fuera del termo con un híbrido en la etapa de RF.
El diagrama correspondiente a esta implementación del SSB es similar a la mostrada en la
Figura 6.16, sólo se diferencia en que la etapa de mezclado se encuentra fuera del termo, por lo
que el cambio fundamental en el diseño es la eliminación del requisito criogénico de las partes del
SSB.
Además se propone colocar el otro HEMT con el que cuenta el Departamento de Astronomía
(HEMT W7 93) en la primera etapa de amplificación dentro del termo.
1. Mezcladores
En este caso se recomienda el MXB-10-RR2WF (de Millitech), el cual se observa en la
siguiente figura.
Figura 6.23: Mezclador de Millitech94.
93
El Departamento de Astronomía de la Universidad De Chile cuenta con dos HEMT experimentales el W7 y el
W10.
94
Para mayores detalles de este mixer se recomienda mirar el anexo F.
90
Por lo que el diagrama de bloques de esta alternativa es:
Figura 6.24: Diagrama del receptor con el SSB fuera del termo.
91
C. Incorporando la etapa de mezclado fuera del termo y utilizando un desfasador para la señal
del OL.
El diagrama correspondiente a esta implementación del SSB es el observado en la Figura 6.25.
Figura 6.25: SSB fuera del termo sin híbrido de RF.
1. Desfasador
En este caso se recomiendan los siguientes modelos VPS-10-R0000 y DRP-10-R0000 (de
Millitech), la imagen de estos equipos se observa en la Figura 6.26.
Figura 6.26: Desfasadores modelos VPS-10-R0000 (izquierda) y DRP-10-R0000 (derecha),
ambos de Millitech 95.
95
Para mayor información de estos dispositivos se recomienda mirar el anexo F
92
Finalmente el diagrama de bloques de esta alternativa es:
Figura 6.27: Diagrama del receptor con el SSB fuera del termo.
93
6.3.6. Diseño de híbridos
Dado el pobre performance del híbrido RF mostrado en la parte anterior, se muestra el
desarrollo de un híbrido que cumpliría su función en forma adecuada dentro del espectro
comprendido entre los 85 [GHz] y los 115 [GHz], para tener mayores detalles de este desarrollo
se recomienda revisar [35-38].
Este híbrido de cuadratura fue desarrollado para el proyecto ALMA y es altamente
conveniente para el uso en mezcladores equilibrados, de SSB, amplificadores equilibrados,
combinadores y divisores de la energía.
Los híbridos son del tipo del branchline y se pueden desarrollar mediante tecnología CNC.
Este diseño es ideal para trabajar con guías del tipo WR-10 (75 [GHz] a 110 [GHz]), pero
los parámetros que lo rigen pueden elegirse para permitir el escalamiento hasta aproximadamente
los 700 [GHz].
Los diseños fueron optimizados mediante dos simuladores, ambos para modelar circuitos
de microondas MMICAD y FDTD (QuickWave).
En los receptores del proyecto ALMA, los híbridos de cuadratura se han propuesto para la
combinación de energía en la primera etapa y para un mezclador SSB equilibrado tipo SIS. El
último requiere tres híbridos de cuadratura del tipo RF, uno para la separación de la banda lateral
y uno para cada uno de los mezcladores equilibrados que lo componen.
Un híbrido de cuadratura es un acoplador direccional de cuatro puertos. En el caso ideal, la
energía incidente en cualquier puerto se divide igualmente entre dos otros puertos con una
diferencia de fase de 90°, y se aísla el cuarto puerto. La forma de la guía de onda de híbrido de
cuadratura consiste en dos guías de onda paralelas juntadas con una serie de aberturas o de guías
de onda. Este último diseño recibe el nombre de acoplador del branchline y es comúnmente la
opción para el actual diseño de híbridos, debido a su facilidad de construcción y posibilidad de
combinar híbridos múltiples en una sola estructura de bloque.
En un acoplador branchline la parte E del campo electromagnético, está entre las amplias
paredes de las guías de onda principales, allí forma un plano a través de los centros de las amplias
paredes de dichas guías de onda. Pues ninguna corriente fluye a través de este plano de simetría,
un acoplador se puede partir en este plano sin la preocupación que el contacto imperfecto entre las
dos mitades pueda afectar el funcionamiento del circuito.
Cabe la pena señalar la importancia de que esta división de energía sea extremadamente
equilibrada, ya que el desequilibrio de la amplitud y de la fase en las salidas de un híbrido de la
cuadratura afecta el rechazamiento del ruido de un mezclador equilibrado y el rechazamiento de la
imagen de un SSB.
El propósito de esta parte de la memoria es mostrar el desarrollo de dos híbridos de
cuadratura en guías de onda, uno con desequilibrio de amplitud ≤ 1[dB] y un desequilibrio de fase
≤ 1°, y el otro con un desequilibrio de amplitud ≤ 0.5 [dB] y un desequilibrio de fase ≤ 1°.
f
Estos diseños deben cubrir tanto sea posible la banda de la guía de onda ( max ≈ 1.5 ) y
f min
deben tener dimensiones convenientes para la fabricación en una máquina CNC.
Un híbrido branchline con seis ramas se demuestra en la Figura 6.28. Las longitudes de la
rama las guías y sus especificaciones son aproximadamente cuartos de una longitud de onda de la
guía en la frecuencia de centro de la operación. El número de ramas, las alturas, las longitudes de
las mismas, las alturas y las longitudes de las secciones principales de la guía de onda entre las
ramas son los parámetros que pueden ser variados en la optimización del funcionamiento
eléctrico.
94
Inicialmente, el híbrido fue modelado como un número de empalmes en forma de T del Eplano, interconectados por las guías de onda como es mostrado en la Figura 6.29, y analizado
usando el simulador MMICAD.
Un circuito equivalente de un empalme en T del E-plano, dado por Marcuvitz, se muestra
en la Figura 6.30, MMICAD permite una optimización rápida del circuito equivalente aproximado
del híbrido. Luego el simulador QuickWave permite un exacto pero más lento análisis del híbrido,
incluyendo los efectos de todos los modos de propagación y evanescencia involucrados.
Para verificar la exactitud del análisis de QuickWave, el híbrido WR-10 mostrado en la
Figura 6.31 fue fabricado en los laboratorios del proyecto ALMA y posteriormente medido en un
analizador vectorial de red.
La Figura 6.32 muestra los resultados medidos y simulados. Notar que los parámetros S21
y los S31 medidos tienen amplitudes más bajas que las predichas por QuickWave, esto debido a
pérdidas de la guía de onda en el híbrido real que no se considera en el análisis de FDTD. Sin
embargo, la amplitud y las curvas del desequilibrio de fase coinciden bien con las medidas. El
análisis de QuickWave converge después de que 6.000 iteraciones y toma cerca de 22 minutos a
una velocidad de procesamiento de 933 [MHz] con una computadora Pentium III 96.
Para optimizar el diseño de los híbridos se aprovechan las ventajas del simulador exacto
pero lento (QuickWave), lo cual se combina con los del simulador rápido pero aproximado del
circuito (MMICAD)
La simulación y el diseño de los híbridos fueron hechos en la banda WR-10 (75 [GHz] –
110 [GHz]) para permitir a prototipos ser medido en un analizador vectorial de red. El límite en
altura de la guía de la rama requiere Bn ≥ 0.012". La altura de las secciones principales de la guía
de onda es fija en el estándar b = 0.050".
Los híbridos con N = 5, 6 y 7 ramas fueron considerados inicialmente, es así que se
encontró que para N a partir 6 a 7 aumentó la anchura de banda en solamente una cantidad
pequeña, solamente las alturas más pequeñas requeridas de la rama (la altura de la rama es
1
aproximadamente proporcional a
). Fue encontrado que con N = 6, la altura más pequeña de la
N
guía de la rama era de aproximadamente 0.12a 97, mientras que para N = 7 se requirió de ramas de
0.11a de altura y tenía solamente una anchura de banda marginal mayor.
Por lo tanto, los híbridos descritos en [15] tienen N = 6 ramas. Pues no se encontró ningún
diseño que mantuvo un equilibrio de la amplitud dentro de 1 [dB] sobre la banda llena de la guía
de onda.
96
97
Mas detalle de las simulaciones se pueden encontrar en [15].
Donde “a” representa el ancho de la guía de onda y “b” el alto de la misma.
95
Figura 6.28: Híbrido branchline con seis ramas.
Figura 6.29: Empalmes en forma de T del E-plano, interconectados por las guías de onda.
Figura 6.30: Circuito equivalente de un empalme en T del E-plano, dado por Marcuvitz.
96
Figura 6.31: Híbrido WR-10.
Figura 6.32: Valores medidos (MS) y simulados (QWB).
97
6.3.7. Problemas de diseño
En cuanto a los posibles problemas que pueden surgir si se decide incorporar un SSB con
mezcladores Schottky, es la potencia disponible para alimentar dos mezcladores con el mismo
oscilador Gunn.
Como se vio anteriormente, la potencia mínima que necesita un mezclador de diodo
Schottky para rectificar es 0.5 [mW] (criogenizado, en el caso del diodo que actualmente posee el
receptor del SMWT), siendo 1.5 [mW] la ideal, afortunadamente el Gunn inyecta una potencia de
3.1 [mW].
Sobre las pérdidas en el híbrido del SSB a la entrada de la señal de OL no se tiene
información, pero si fueran similares a las pérdidas de inserción del anillo resonante, sería
suficiente para alimentar ambos mezcladores. Esto se considera una buena aproximación, ya que
las pérdidas de los híbridos y divisores de potencia de los SSB son bastante bajas, ya que por lo
general se encuentran integrados.
Otros problemas que se deben considerar al momento de incorporar el SSB fueron
abordados en el punto 6.3.5 de la presente memoria, por lo que para mayor información se
recomienda mirar dicha parte de la memoria.
Por último se recomienda leer [33] para conocer las últimas dificultades encontradas en la
incorporación de SSB en receptores del proyecto ALMA, a pesar de que estas dificultades hablan
del comportamiento en un interferómetro, resulta ilustrativo para comprender efectos de
eventuales retrasos de múltiples señales que pueden afectar a estos dispositivos.
6.3.8. Ideario de una eventual incorporación de un SSB
Resulta difícil entregar un ideario de trabajo para incorporar un SSB al receptor del
SMWT, puesto que dicha implementación está sujeta a múltiples variantes, entre las que destacan:
•
•
•
•
Corroboración del diseño propuesto, esto debido a que resultaría útil simular el dispositivo
mediante un software antes de implementar.
Condiciones presupuestarias, dado a que se necesitaría financiamiento para adquirir los
dispositivos necesarios para implementar el SSB.
Disponibilidad en stock de los insumos necesarios para su fabricación, dado que de un año
a otro se puede dejar de fabricar alguno de los dispositivos necesarios para la
implementación del SSB.
Retraso en la llegada de las piezas necesarias para la implementación del SSB al país.
En fin un periodo adecuado de duración de dicha implementación, considerando los
tiempos utilizados por las implementaciones del oscilador Gunn [11] y del HEMT [14] sería de
aproximadamente un año y medio.
98
7. Conclusiones.
Las conclusiones a los objetivos planteados originalmente son:
7.1.
Conclusiones de los objetivos generales
La presente memoria servirá de marco de referencia y será un aporte para que futuros
•
ingenieros y científicos logren entender el funcionamiento de un radiotelescopio típico y en
particular del receptor de onda milimétrica del SMWT, este objetivo se desarrollo en los primeros
capítulos de la presente memoria.
•
Se caracterizó el funcionamiento del receptor del SMWT con su configuración original, o
sea con el antiguo oscilador local del tipo Klystron.
•
Se caracterizó el funcionamiento del receptor del SMWT con la configuración alcanzada
luego de la primera modernización realizada en el DAS, o sea con el nuevo oscilador local del
tipo Gunn.
•
Se caracterizó el funcionamiento del receptor del SMWT con la configuración alcanzada
luego de la segunda modernización realizada en el DAS, o sea con la incorporación del
amplificador HEMT.
7.2.
Conclusiones de los objetivos particulares
Se realizó un estudio comparativo de las tecnologías modernas utilizadas en la primera
•
etapa de recepción en radiotelescopios, en particular de los diodos Schottky, los Superconductor
Insulator Superconductor (SIS), High Electron Mobility Transistor (HEMT) y los Hot Electron
Bolometer (HEB).
Se caracterizó y estudió el receptor del SMWT para la eventual incorporación de un
•
método capaz de solucionar el problema de la banda imagen, recomendándose un SSB fuera del
termo e incorporando un nuevo amplificador HEMT dentro del mismo.
•
Se realizó un diseño para la incorporación de la alternativa escogida, para ello se
estudiaron las alternativas tecnológicas existentes en el mercado y el eventual diseño de parte de
las mismas.
•
Finalmente se propone un periodo de tiempo necesario para la incorporación de este
mecanismo eliminador de banda imagen, este periodo sería de aproximadamente un año y medio.
99
Bibliografía.
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100
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Characterization of a Sideband Separating SIS Mixer for 85-115GHz”
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Balanced SIS Mixer Based on Waveguide Hybrids”, ALMA memo 316, 20 September 2000
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[37] Kraus J.D. “Radio Astronomy” McGraw-Hill, 1966.
102
Anexo.
A.1
Transiciones rotacionales [4].
Para entender este concepto se hace necesario partir desde la configuración de una
molécula diatómica, como la que se observa en la Figura A.1.1.
Figura A.1.1: Configuración de una molécula diatómica.
Este sistema está constituido de dos partículas de masa m1 y m2 separadas por una
distancia fija r0. Como se puede observar las partículas pueden rotar libremente alrededor del
centro de masa respecto a un eje perpendicular a la línea que los une. Este modelo se llama rotor
rígido y sirve como modelo para el estudio de la rotación de una molécula diatómica. Se vera
entonces cuáles son los niveles de energía asociados a este movimiento.
Cuando un cuerpo rígido gira con velocidad angular ω alrededor de un eje perpendicular a
través de su centro de masa, la magnitud L de su momento angular es:
L = Iω = m1 r1 ω + m 2 r2 ω = μ r02ω
2
2
(1)
donde I es el momento de inercia del sistema
I = m1 r1 + m 2 r2 = μ r02
2
2
(2)
Cabe la pena destacar que en (2) se ha usado la relación entre la masa reducida μ y las
masas m1 y m2 así como la relación entre la coordenada r0 con r1 y r2.
La energía cinética K del sistema está dada por:
K=
1 2
Iω
2
(3)
Así que, usando (1) se puede rescribir:
L2
K=
2I
103
(4)
Como la energía potencial U es cero, se tiene que la energía total del sistema es:
E=
L2
L2
=
2 I 2μr02
(5)
Ya que el potencial U es cero, no depende entonces de los ángulos en coordenadas
esféricas θ y ϕ, así que como el U del átomo de H tampoco dependía de estos ángulos, las
soluciones angulares de la ecuación de Schrödinger para el rotor rígido son las mismas que para el
átomo de H, y el momento angular está cuantizado de igual manera.
L2 = l (l + 1)η2
con (l = 0, 1, 2...)
(6)
Por lo tanto, con (5) se tiene la expresión mecano-clásica de la energía. Utilizando (6) se
ve que los niveles de energía rotacionales de una molécula diatómica son:
E = l (l + 1)
η2
2I
con (l = 0,1, 2...)
(7)
El estado fundamental corresponde a l = 0, y por lo tanto E = 0 lo que significa que no hay
rotación. El espaciamiento ΔE entre los niveles l y l-1 aumenta con l.
η2
ΔE = l
I
(8)
Los distintos niveles de energía rotacional se muestran en la Figura A.1.2.
Figura A.1.2: Distintos niveles de energía rotacional.
Sin embargo las moléculas no son nunca rígidas. En un modelo más realista de una
molécula diatómica entonces la conexión entre átomos es como un resorte. Un esquema de esto se
muestra en la Figura A.1.3.
104
Figura A.1.3: Modelo más realista de una molécula diatómica, donde la conexión entre átomos es
como un resorte.
Así, además de la rotación, los átomos de la molécula pueden vibrar alrededor de su
posición de equilibrio en la línea que los une. Para pequeñas oscilaciones, la fuerza restauradora
puede tomarse proporcional al desplazamiento respecto a r0 y el sistema será entonces un
oscilador armónico. Luego los niveles de energía vibracional de una molécula diatómica serán:
1⎞
1 ⎞ k'
⎛
⎛
En = ⎜ n + ⎟ηω = ⎜ n + ⎟η
2⎠
2⎠ μ
⎝
⎝
(9)
por lo tanto la diferencia entre estados vibracionales vecinos será:
ΔE = ηω = η
k'
μ
(10)
Los diferentes estados vibracionales se muestran en la Figura A.1.4.
105
Figura A.1.4: Diferentes estados vibracionales.
Las transiciones entre estados con varios pares (ninicial y nfinal) de n dan diferentes series de
líneas espectrales y el espectro resultante tiene una serie de bandas. Cada banda corresponde a una
transición vibracional particular y cada línea individual representa una transición rotacional.
Se puede aplicar igual procedimiento para el estudio de moléculas más complejas. Una
molécula con 3 o más átomos posee diferentes modos de vibración, cada modo tiene su propio set
1⎞
⎛
de niveles de energía, relacionados con su frecuencia por E n = ⎜ n + ⎟ηω . En casi todos los
2⎠
⎝
casos, la radiación asociada cae en el infrarrojo.
De esta manera, la espectroscopia infrarroja provee información sobre fuerza, rigidez,
longitud de enlaces moleculares, estructuras moleculares, y además, como cada molécula posee su
propio espectro, sirve para caracterizarla.
Con respecto a los tipos de emisión, continua y líneas espectrales estas se diferencian en:
•
Emisión continua.
La emisión continua puede ser debido a radiación térmica de cuerpo negro de objetos en el
espacio, emisión térmica de gases ionizados o a radiación sincrotrónica 98.
Los receptores construidos para detectar fuentes de emisión continua son de banda ancha,
de manera de captar la mayor cantidad de potencia en todo el rango de frecuencias.
•
Líneas espectrales.
Por otra parte la emisión de líneas espectrales se debe a transiciones entre distintos niveles
de energía (como se explicó en los párrafos anteriores de este anexo) de átomos o moléculas en el
espacio, asociándose una determinada frecuencia a cada transición atómica o molecular.
Este tipo de emisión a diferencia de la emisión del tipo continua es captada con receptores
de banda angosta, que por medio de filtros son capaces de detectar pequeños desplazamientos de
frecuencia en torno a la frecuencia específica de la fuente, la cual es fija para cada transición.
Según sea el desplazamiento en frecuencia, se pueden determinar variables tales como,
dirección de desplazamiento y velocidad de dicha radiofuente por efecto Doppler 99.
98
Radiación electromagnética emitida por una partícula con carga eléctrica moviéndose en órbitas circulares a
velocidades relativistas o cercanas a la luz en un campo magnético.
106
B.1
Ángulo sólido [5].
El ángulo sólido o ángulo cónico, (denotado por la letra griega Ω) es el espacio que un
objeto abarca, visto desde un punto dado, o sea mide cuan grande “aparece” ese objeto al
observador.
Dicho en términos simples el ángulo sólido mide qué "pedazo de cielo" ocupa un objeto.
La unidad SI del ángulo sólido es el estereorradián, cuya abreviación es “sr”. Un estereorradián es
igual a un radián al cuadrado.
Figura B.1.1: Representación de un ángulo sólido.
Para calcular el ángulo sólido bajo el cual se ve un objeto desde un punto, se proyecta el
objeto sobre una esfera de radio R arbitrario centrada en el punto. Si la superficie de la proyección
del objeto sobre la esfera es S el ángulo sólido bajo el cual se ve el objeto es, por definición:
Ω=
S
R2
99
(1)
Consiste en la variación de la longitud de onda de cualquier tipo de onda emitida o recibida por un objeto en
movimiento. En el caso del espectro visible de la radiación electromagnética, si el objeto se aleja, su luz se desplaza a
longitudes de onda más largas, desplazándose hacia el rojo. Si el objeto se acerca, su luz presenta una longitud de
onda más corta, desplazándose hacia el azul.
107
C.1
Barrera de Potencial [7].
La barrera de potencial o barrera cuántica se refiere a un volumen del espacio en el cual
existen ciertos niveles de energía potencial que confinan a una partícula que generalmente es un
electrón a moverse solo en este volumen.
Este concepto de barrera resulta más fácil de entender a través de un ejemplo, para ello
considere lo siguiente.
Una barrera de potencial como la de la Figura C.1.1 a), donde en primer lugar la barrera
cuántica infinita donde el perfil de la energía potencial en dirección z esta dado por:
⎧ 0 −a < z <a
U (z ) = ⎨
⎩∞ de otro mod o
(1)
A lo largo del plano x-y la energía potencial es de valor constante para cierto valor de x e
y, luego cualquier electrón que quiera moverse en esta barrera estará confinado en la dirección z,
pero es libre de moverse en el plano x-y.
Es así que si se encuentran las soluciones para la energía del electrón en la barrera
cuántica, se producen una serie de parábolas C.1.1 b), donde cada una de estas se conoce como
banda secundaría o sub-banda y cuya expresión es la siguiente.
E z = En =
π 2 η2 n 2
2m0W 2
(2)
h
, con h la constante de Planck, n ∈ N , m0 es la masa del electrón libre y W
2π
el ancho de la barrera cuántica.
Donde η =
108
Figura C.1.1: Barrera cuántica con anchura W en la dirección z.
Los dispositivos que aprovechan esta característica poseen una gran importancia en
radioastronomía y pueden fabricarse mediante la combinación de estructuras de semiconductor.
109
D.1
Tipos de HEB [8]
Phonon-Cooled HEB (p-HEB):
El primer modelo de un phonon-cooled HEB fue confeccionado en 1990, este consistió en
un delgado film superconductor depositado sobre un substrato, el cual iba a su vez entre dos
placas de metal que cumplen la función de electrodos.
El principio de funcionamiento es el siguiente:
Se hace incidir la radiación de la señal sobre el material superconductor, que por efecto
fotoeléctrico 100 produce un movimiento de electrones dentro del material, los cuales comienzan a
oscilar con período Tee. Los electrones en movimiento traspasan parte de su energía a phonones 101
en un determinado tiempo de interacción electrón-phonon Tph. Los phonones pueden escapar del
film hacia el substrato dentro de un período muy corto Tesc antes de interactuar con otro electrón.
Este tiempo de escape está relacionado con las dimensiones del film, a través de la siguiente
ecuación:
dC e
(1)
Tesc = 4 ⋅
vαC ph
Donde Ce y Cph son las constantes de calor del electrón y phonon, respectivamente, v es la
velocidad del sonido en el film, d es el espesor del film y α es la constante de transmisión del
phonon a través de la interfaz film-substrato.
Luego, si el film es lo suficientemente delgado, Tesc y Tee son mucho menores que Tph y
los phonones logran escapar. El ancho de banda de la frecuencia intermedia queda limitado por
Tph de la siguiente forma:
f IF = (2πT ph )
−1
(2)
Por ejemplo, para un delgado film de NbN con Tph=15 [ps] y enfriado a 4 [K], se tendría
en teoría un ancho de banda fIF de 10 [GHz]. Un film superconductor típico de NbN tiene unos 4
⎡ μΩ ⎤
[nm] de espesor, resistividad de 400⎢
y una temperatura crítica entre 10 y 11 [K].
⎣ cm ⎥⎦
100
El efecto fotoeléctrico consiste en la emisión de electrones por un material cuando se le ilumina con radiación
electromagnética (luz visible o ultravioleta, en general).
101
Un fonón, es un modo cuantizado de vibración que tiene lugar en redes cristalinas como la red atómica de un
sólido.
110
Diffusion-Cooled HEB (d-HEB)
Este tipo de HEB fue propuesto por primera vez en 1993. La construcción de este tipo de
HEB se logra situando un delgado micropuente superconductor, normalmente hecho de Nb de
unos 10 [nm] de espesor, entre dos electrodos enfriados que suelen ser de oro (Au) de unos 50
[nm] de espesor y de ancho varias veces mayor que el puente.
La idea es que los fotones, capturados por una pequeña antena que capta la radiación de la
señal, sean emitidos al micropuente para mover electrones por efecto fotoeléctrico. Estos
electrones se difundirán en forma de corriente hacia los electrodos.
Sin embargo, a medida que se difunden los electrones, el micropuente se va calentando y
de esta forma cambia su relación corriente-voltaje, es decir, la conductividad del micropuente
cambia volviéndose no-lineal y permitiendo la heterodinación.
El largo del micropuente debe ser tal que los electrones se difundan a los electrodos en un
tiempo menor al tiempo de interacción electrón-phonon. Esto se logra con un largo de puente del
orden del largo de difusión electrón-electrón que se abrevia como le-e.
l e −e = 2 DTe −e
(3)
⎡ cm 2 ⎤
Donde D es la constante de difusión (normalmente de 1⎢
⎥ ) y Te-e es el tiempo de
⎣ s ⎦
interacción electrón-electrón (unos 100 [ps]). Para este caso, le-e sería aproximadamente 200 [nm].
Figura D.1.1: Curva resistencia-temperatura de un dispositivo HEB real.
111
Figura D.1.2.: Estructura del micropuente en un HEB del tipo diffusion-cooled. Se ven claramente
los electrodos de oro y el micropuente de Nb. El tamaño de este dispositivo es 150 [nm] de largo
por 75 [nm] de ancho.
112
D.2
Acopladores direccionales e Híbridos [9].
Los acopladores direccionales son componentes que se utilizan para combinar o dividir
señales. Estos dispositivos constan de cuatro puertos llamados Input, Direct, Isolated, Coupled.
En un buen acoplador direccional la potencia disponible en el puerto Input será transmitida
hacia los puertos Direct y Coupled. En cambio en el puerto Isolated no debe haber potencia
disponible.
Para medir la calidad de un acoplador direccional se utilizan los siguientes parámetros:
⎛P ⎞
Factor de acoplamiento: C = 10 ⋅ log⎜⎜ 1 ⎟⎟
⎝ P3 ⎠
⎛P
Directividad: D = 10 ⋅ log⎜⎜ 3
⎝ P4
⎞
⎟⎟
⎠
(1)
(2)
Donde P1, P3 y P4 son, respectivamente, las potencias disponibles en los puertos Input,
Isolated y Coupled.
El modelo más simple de acoplador direccional consiste en dos líneas de transmisión
acopladas. En la Figura D.2.1 se muestra un acoplador direccional de este tipo implementado en
microstrip 102.
Figura D.2.1: Acoplador direccional en dos líneas de transmisión acopladas implementado en un
microstrip.
Otra implementación de acopladores direccionales utilizados para microondas, consiste en
dos guías de ondas rectangulares unidas a través de pequeños agujeros. Esta configuración tiene
como efecto que el campo electromagnético que viaja por una guía de onda será transferido
parcialmente, a través de los agujeros, a la otra guía de onda.
Un tipo de acoplador direccional particular es el híbrido de Wilkinson. Este tiene
solamente tres puertos y su función es separar una señal en dos señales que tengan la misma
potencia y la misma fase.
102
Ver anexo D.3 para mayores detalles de un microstrip.
113
Figura D.2.2: Híbrido de Wilkinson.
Por otra parte un híbrido es un acoplador direccional que presenta la particularidad de que
las señales disponibles en los puertos 2 y 4 están desfasadas en 90° o 180° y poseen igual
potencia. Esta característica es utilizada para construir receptores en cuadratura, mezcladores y
amplificadores balanceados.
Híbridos en 90°
Es posible encontrar la matriz S de un híbrido de 90° a partir de las propiedades que
debiera tener un elemento de este tipo. Estas propiedades son las siguientes:
o
Una onda incidente en el puerto 1 debe ser trasmitida a los puertos 2 y 3 y no al puerto 4.
o
Las potencias disponibles en 2 y 3 deben ser iguales.
o
Las señales en 2 y 3 deben estar desfasadas en 90°.
o
El sistema debe ser recíproco, es decir potencia incidente en 4 será transmitida a 3 y 2,
potencia en 2 será transmitida a 1 y 4, y potencia en 3 será transmitida a 4 y 1.
Luego la matriz S de un híbrido de 90° ideal será:
0 −j 1 ⎤
⎡0
⎢0
0
1 − j ⎥⎥
1 ⎢
S=
0
0 ⎥
2 ⎢− j 1
⎥
⎢
0⎦
⎣1 −j 0
(3)
La forma más simple de construir un híbrido es a través de líneas acopladas. Presenta un
desarrollo basado en las simetrías del sistema para encontrar la matriz S de dos líneas acopladas.
El resultado obtenido es:
⎡0
⎢
1 ⎢0
S=
2 ⎢ S13
⎢
⎣ S14
0
0
S14
S13
114
S13
S14
0
0
S14 ⎤
S13 ⎥⎥
0 ⎥
⎥
0 ⎦
(4)
Donde:
S13 =
S 14 =
1− k 2
1 − k 2 cos(θ ) + j sin (θ )
jk sin (θ )
1 − k 2 cos(θ ) + j sin (θ )
(5)
(6)
Donde “θ” es el largo eléctrico de la línea y “k” es el coeficiente de acoplamiento, definido
como:
k=
Z 0e − Z 0o
Z 0e + Z 0o
(7 )
Con Z0e y Z0o las impedancias de línea en modo par y modo impar respectivamente. Si se
elige el factor “k” como 0.707 y el largo eléctrico de las líneas como θ =
π
2
resulta que la matriz
S corresponde a la matriz de un híbrido ideal de 90°.
Estos híbridos son también conocidos como acopladores de 3 [dB] pues una línea con las
especificaciones recién dadas tendrá un factor de acoplamiento C = 3 [dB].
Lamentablemente es imposible conseguir un coeficiente de acoplamiento con ese valor
utilizando dos líneas de microstrip acopladas. La solución para este problema es utilizar
configuraciones que aumenten el acople entre las líneas. La solución más utilizada actualmente
fue propuesta por Julios Lange en 1969 y consiste en dividir las líneas de microstrip en dos líneas
en paralelo tal como lo indica la Figura D.2.3.
Figura D.2.3: Híbrido de Lange.
115
Las dimensiones óptimas de este acoplador deben ser cuidadosamente escogidas. Las
variables de interés son la separación entre líneas y el ancho de las líneas, que determinan las
impedancias pares e impares. Otra variable de interés es el número de conductores que se
utilizarán. La configuración más común es de 4 conductores (Figura D.2.3).
Otro híbrido utilizado frecuentemente es el híbrido cuadrado (90° Branch line coupler)
que se muestra en la Figura D.2.4.
Figura D.2.4: Híbrido cuadrado.
Cuando una señal llega al puerto 1 se divide en dos ondas que viajan por cada rama del
cuadrado. Las señales llegan con un desfase de 90° a los puertos 2 y 4. Por otro lado en el puerto
3 ambas señales se cancelan pues llegan en fase de 180°.
Híbridos de 180°
Los híbridos de 180° cumplen las mismas características que los de 90° con la diferencia
de que potencia incidente en el puerto Input es llevada con 180° de diferencia a Coupled y Direct.
En base a lo anterior se tiene que la matriz S de un híbrido de 180° sería:
⎡0 0
⎢
1 ⎢0 0
S=
2 ⎢1 1
⎢
⎣1 − 1
1 1⎤
1 − 1⎥⎥
0 0⎥
⎥
0 0⎦
(8)
El híbrido más utilizado es el híbrido de anillo (Rat-race hybrid- ring coupler) mostrado
en la Figura D.2.5.
116
Figura D.2.5: Híbrido de anillo.
La potencia que entra en el puerto 1 será dividida en dos partes iguales llegando con fase
de 90° al puerto 2 y con 270° al puerto 4, luego la diferencia de fase entre ambos es de 180°.
Ambas señales llegan con 180° de desfase al puerto 3 y por tanto se anulan.
Tanto este híbrido como el híbrido cuadrado presentan la desventaja de poseer un ancho de
banda muy estrecho, esto debido a que las condiciones de borde para las ondas estacionarias son
fijadas para una frecuencia en particular, y fuera de esa frecuencia el sistema se comporta de
forma diferente.
Para aumentar el ancho de banda del híbrido de anillo se utiliza la configuración mostrada
en la Figura D.2.6.
3λ
En esta configuración se reemplaza la línea de largo
por dos líneas acopladas que
2
3λ
proveen un desfase entre el puerto 1 y el 4 equivalente a
. Como los modos pares e impares de
2
las líneas acopladas varían lentamente con la frecuencia se obtiene un híbrido con un mejor ancho
de banda que el anterior. Otra ventaja de esta variación consiste en una disminución en tamaño del
híbrido.
Figura D.2.6: Diseño de híbrido de anillo que aumenta el ancho de banda.
117
D.3
Microstrip [10].
Las líneas microstrip (microstrip lines) son utilizadas ampliamente en la construcción de
amplificadores con transistores en microondas por su facilidad de fabricar utilizando técnicas de
circuito impreso. La interconexión de la red, la colocación de elementos concentrados y
transistores es hecho fácilmente sobre su superficie de metal.
Las características de funcionamiento superiores de la microstrip line la hace uno de los
mejores medios de transmisión en la tecnología de circuitos integrados en microondas.
Una línea microstrip es, por definición, una línea de transmisión que consiste de una franja
conductora y un plano de tierra separados por un medio dieléctrico. La Figura D.3.1 muestra la
geometría microstrip.
El material dieléctrico sirve como un substrato además de ser la separación entre el
conductor strip y el plano de tierra. La constante dieléctrica del substrato, εr, y ε están
⎡F ⎤
relacionadas por ε = εrε0, en donde ε0 = 8.854 ⋅ 10 −12 ⎢ ⎥ .
⎣m⎦
Figura D.3.1: Línea de microstrip.
Algunos substratos dieléctricos típicos son los de RT/Duroid (una marca registrada de la
Corporación Rogers, Chandler, Arizona), los cuales son disponibles con diferentes valores de εr
(por ejemplo, ε=2.23ε0, ε=6ε0, ε=10.5ε0, etc.), cuarzo (ε=3.7ε0), aluminio (ε=9ε0); y Epsilon-10
(ε=10ε0).
Las líneas de campo electromagnético en la microstrip line no están contenidas totalmente
en el substrato. Por esto, el modo de propagación en el microstrip no es puramente un modo
transversal electromagnético (modo TEM) pero si un cuasi-TEM.
Asumiendo esto, la velocidad de fase esta dada por:
Vp =
c
ε ff
(1)
En donde c es la velocidad de la luz y εff es la constante dieléctrica relativa efectiva de la
línea microstrip.
118
La constante dieléctrica relativa efectiva esta relacionada con la constante dieléctrica
relativa del substrato y también toma en cuenta el efecto de los campos electromagnéticos
externos.
1
L
Entonces si Z 0 =
, la impedancia característica de la línea microstrip
y Vp =
C
LC
puede expresarse en la forma:
Z0 =
1
v pC
(2)
Donde C es la capacitancia por unidad de largo de la microstrip.
Por otra parte la longitud de onda en la microstrip line esta dada por:
λ=
vp
f
=
λ0
ε ff
(3)
Donde λ0 es la longitud de onda en el espacio libre.
Como se ha visto en las fórmulas (1), (2), y (3), la evaluación de Z0, vp, y λ en una línea
microstrip requiere de la evaluación de εff y C. Existen diferentes métodos para determinar estos
valores, por supuesto, las expresiones en forma cerrada son de gran importancia en el diseño de
las líneas microstrip.
La evaluación de εff y C basado sobre el modo cuasi-TEM es preciso para propósitos de
diseño en las frecuencias menores de microondas, a más altas frecuencias los componentes
longitudinales de los campos electromagnéticos son significativos y asumir el modo cuasi-TEM
no es válido.
Varios materiales para substrato son disponibles para la construcción de líneas microstrip,
con valores prácticos de εr dentro del rango de 2 a 10.
El material de substrato viene enchapado en ambos lados con cobre, y una capa dorada
sobre el cobre es utilizada algunas veces después de realizar el circuito para prevenir oxidación.
Valores típicos de ancho del cobre son de 0.5 a 2 milésimas de pulgada.
El valor de εr y el espesor del dieléctrico (h) determinan el ancho de la línea microstrip
para un valor dado de Z0. Estos parámetros también determinan la velocidad de propagación en la
línea, y consecuentemente su largo. Típicos valores del espesor dieléctrico son 25, 30, 40, 50, y
100 milésimas de pulgada.
Otra característica de la línea microstrip es la atenuación. La constante de atenuación es
función de la geometría, las propiedades eléctricas del substrato dieléctrico y los conductores, y
de la frecuencia.
Existen dos tipos de perdidas en la línea microstrip, una pérdida del substrato dieléctrico y
la pérdida óhmica en los conductores. En los substratos dieléctricos, las perdidas por el dieléctrico
son normalmente menores que las pérdidas por conductores.
De cualquier modo, las pérdidas dieléctricas en los substratos de silicón pueden ser del
mismo orden o mayores que las pérdidas por conductores. Una línea de transmisión también tiene
perdidas por radiación.
119
E.1
Otros radiotelescopios en la banda entre los 85 [GHz] a los 115 [GHz] 103.
E.1.1. FCRAO 14m (SEQUOIA, SEcond QUabbin Optical Imaging Array) [19].
E.1.1.1
Descripción de sistema la SEQUOIA.
El receptor de SEQUOIA es un equipo diseñado para trabajar en la banda de
frecuencia comprendida entre 85 [GHz] y los 115.6 [GHz], este receptor posee un sistema
que utiliza preamplificadores del tipo INP MMIC (circuito integrado monolítico de
microondas), los cuales poseen una capacidad de amplificación que va desde los 35 [dB] a
los 40 [dB], por otra parte el ruido del receptor varía entre los 50 [K] a los 80 [K].
Figura E.1.1: Arreglo de los preamplificadores del receptor SEQUOIA.
E.1.1.2
Oscilador local
EL oscilador local de este radiotelescopio proporciona una señal de 10.05 [GHz], la
cual se multiplica y se amplifica posteriormente para producir dos distintas frecuencias,
una de 40.2 [GHz] y otra de 60.3 [GHz], las cuales posteriormente van a termos distintos.
103
Este anexo busca dar a conocer los principales receptores que operan en el rango de frecuencias de 85 [GHz] a los
115 [GHz], estos se describieron de forma general en la Tabla 5.2, sin embargo para mayor detalle se recomienda
revisar la bibliografía asociada a este anexo.
120
Figura E.1.2: Diagrama de bloques del oscilador local del receptor SEQUOIA.
E.1.1.3
MMIC Preamplificadores
Los amplificadores de la primera etapa del receptor utilizan la tecnología del INP
MMIC, la cual posee un ruido de 40 [K] a 100 [GHz].
Figura E.1.3: Gráfico del ruido de un MMIC preamplificador versus la frecuencia (izquierda) y un
MMIC preamplificador (derecha) del receptor SEQUOIA.
121
E.1.1.4
Aisladores
El aislador de la primera etapa en el receptor SEQUOIA utiliza el principio de
rotación de Faraday 104, conviene que este aislador funcione a bajas temperatura, puesto
que la pérdida a condiciones ambientales es 1.7 veces más grande que en frío.
Figura E.1.4: Gráfico de las perdidas del aislador versus la frecuencia (izquierda)
y un aislador (derecha) del receptor SEQUOIA.
E.1.1.5
Mixer / IF Amplificador
El mezclador Sub-harmónico o Mixer utiliza un par de diodos anti-paralelos de
capacidad C j (0) ≈ 40[μF ] cada uno, posteriormente van ubicados los Amplificadores de 2
[GHz] a 20 [GHz] del tipo MMIC incluido en el mismo bloque. El mezclador y el
amplificador funcionan dentro de un termo a 20 [K]. Posteriormente existe una etapa de
frecuencia intermedia a 5 [GHz] y a 20 [GHz]. El mezclador solo funciona con un sistema
SSB a través del filtro pasa alto para frecuencias cercanas a su límite inferior (80 [GHz]), y
utiliza la ganancia roll-off de los preamplificadores para frecuencias cercanas a 115
[GHz].
Figura E.1.5: Gráfico de la ganancia de conversión versus la frecuencia (izquierda)
y un diagrama del interior del mezclador (derecha) del receptor SEQUOIA.
104
Revisar parte 5.9 de la presente memoria para entender el principio de rotación de Faraday.
122
E.1.2. IRAM [20].
Este receptor utiliza ambas polarizaciones del frente de onda, además usa un oscilador
local externo especial, el cual le permite tener un buen rechazamiento de la banda lateral para las
frecuencias por debajo de 77 [GHz].
Este receptor puede funcionar como interferómetro, dado que junto a el pueden operar
otros cuatro receptores a la vez.
Tabla E.1: Cuadro de características de los receptores ubicados en las instalaciones del IRAM.
Figura E.1.6: Instalaciones del receptor IRAM.
123
E.1.3. ALMA [21].
E.1.3.1
Datos generales del proyecto ALMA
El proyecto ALMA consiste en un instrumento integrado por 64 antenas de alta precisión,
que se situaran en el llano de Chajnantor en San Pedro de Atacama a 5.000 [m] (16.500 pies)
sobre nivel del mar. Su función primaria deberá ser observar con una sensibilidad y resolución sin
precedente las regiones frías del universo, que son ópticamente invisibles.
Las 64 antenas de 12 [m] de diámetro cada una poseen como principal característica poder
obtener líneas de fondo reconfigurables, esto al poder variar la posición en que cada una de ellas
se ubica, logrando ocupar un área que va desde los 150 [m] a 18 [km]. La capacidad de
reconfiguración proporciona una lente de alta resolución, la que puede llegar hasta 0.004" para las
frecuencias más altas. ALMA estará diseñada para funcionar en las longitudes de onda
comprendida desde los 0.3 [mm] a 9 [mm].
Figura E.1.7: Simulación de las instalaciones del proyecto ALMA.
E.1.3.2
Datos técnicos.
Éstos son los radiotelescopios de más alta calidad que se construirán, ellos mantendrán su
forma exacta bajo cualquier circunstancia de operación, sin olvidar que estarán ubicados en el
llano de Chajnantor a 5.000 [m] de altura.
El sitio ofrece condiciones excepcionales, en particular clima seco y cielo claro requerido
para funcionar en longitudes de onda milimétrica y submilimétrica, pero también condiciones
diurnas con altas variaciones de la temperatura y vientos fuertes al mediodía.
Los detectores de los receptores del proyecto ALMA podrán cubrir la totalidad del
espectro electromagnético de la superficie de la Tierra a partir 0.3 [mm] hasta 9 [mm] en longitud
de onda.
En el corazón del sistema de recepción están los mezcladores superconductores,
funcionando a apenas 4 [K], por lo cual se encuentran enfriados en termos de Helio líquido.
124
La capacidad de procesamiento de las señales permitirá combinar las señales de cada una
de las antenas, donde cada una de ellas entregará una señal con una anchura de banda de 16
[GHz]. La electrónica convertirá y procesará numéricamente estos datos a digital, posteriormente
las imágenes astronómicas se construirán de los datos procesados.
A continuación se muestra una tabla resumen de las características de las antenas del
proyecto ALMA.
Arreglo
Antenas
Correlador
Número de antenas
Área ocupada
Resolución angular
Acercamiento continuo
Diámetro
Precisión superficial
Compensador de señal
líneas base
Ancho banda
Especificaciones
Arreglo extendido
Sobre 64
Sobre 7240 [m2]
0.02”(λ/1 [mm])(10km/línea base)
150-18500 [m]
12 [m]
<25 [μm]
<0.6”
2016
16 [GHz] por línea base
Canales espectrales
4096
Tabla E.2: Datos técnicos del proyecto ALMA.
Arreglo compacto
12(7 [m]) + 4 (12 [m])
460+450 [m2]
5.7” (λ/1 [mm])
7 [m],12 [m]
<20 [μm], <25 [μm]
<0.6”
120
16 [GHz] por línea
base
4096
La banda 3 del proyecto ALMA operará en la región espectral comprendida entre los 80
[GHz] y los 115 [GHz], la cual es rica en líneas espectrales moleculares con sobre 500
transiciones conocidas, aunque la molécula del CO en el extremo superior de esta ventana es de
las mas importantes.
125
E.1.4. ATCA [22].
Hay tres receptores del prototipo 3.5 [mm] instalados en el ATCA (en las antenas 2, 3 y 4).
La temperatura del sistema sobre los 85 [GHz] es de aproximadamente 250 [K] y entre los 88
[GHz] y los 91 [GHz] es de alrededor de 200 [K].
El primer receptor de la producción 3.5/12 [mm] posee un sistema LNAs de 100LNA02A. Los 100LNA-02A MMICs se utilizan en los receptores existentes de 3.5 [mm]. Pruebas
realizadas han revelado una banda de frecuencia útil entre los 85 [GHz] y los 112 [GHz], pero con
algún aumento de ruido en el extremo inferior de esta banda. La temperatura de ruido del receptor
es de aproximadamente 85 [K], aumentando a alrededor de 150 [K] en los bordes del espectro.
Este receptor utiliza solamente una polarización de la onda electromagnética.
Figura E.1.8: Fotografía de las instalaciones de ATCA.
126
E.1.5. MOPRA [23].
MOPRA es un radiotelescopio de 22 [m] de diámetro, el cual funciona en la banda de los 3
[mm], esta ubicado cerca de Coonabarabran en NSW Australia a 850 [m] sobre el nivel del mar.
Actualmente consiste en un receptor que utiliza tecnología SIS en su primera etapa de
amplificación y funciona en el rango comprendido entre los 85 [GHz] y los 115 [GHz] (3.5 [mm]
hasta los 2.6 [mm])
Actualmente este radiotelescopio esta siendo producto de una modificación, la que
consiste en el reemplazo de la tecnología SIS por una MMIC y la incorporación de un correlador
de 16000 canales con una anchura por banda de 8 [GHz].
Mopra es el único radiotelescopio de gran diámetro (22 [m]) en esta banda que funciona en
el hemisferio meridional. Es por lo tanto el único capaz de sondear con altos niveles de ganancia
las líneas rotatorias más bajas de muchas de las moléculas más abundantes del medio interestelar,
como por ejemplo CO, HCN y del HCO+.
Mopra también podrá proporcionar la información complementaria a los telescopios de
ALMA que ahora son construidos en Chile, los cuales registraran las transiciones rotatorias más
altas de las mismas moléculas.
Su banda de operación en frecuencia luego de su modernización se encontrará
comprendida entre los 74 [GHz] y los 118 [GHz].
Figura E.1.9: Radiotelescopio de MOPRA, ubicado en Australia.
127
E.1.6. NANTEN2 [24].
El radiotelescopio NANTEN2 es un proyecto producto de una colaboración entre los
institutos de investigación de Japón (Nagoya y universidad de Osaka), Corea del sur (universidad
nacional de Seul), Alemania (KOSMA, zu Köln, Argelander-Institut Universität Bonn de
Universität), y Chile (Universidad de Chile).
A mediados del 2004, el radiotelescopio de NANTEN fue movido desde el observatorio de
Las Campanas, en Chile, donde estuvo ubicado desde 1995 y fue situado a 4900 [m] de altitud en
la localidad llamada Pampa la Bola en el desierto de Atacama, Chile.
La operación comenzó en Mayo del 2006 y esta equipado de un radiotelescopio de un
diámetro de 4 [m].
NANTEN2 será utilizado para examinar el cielo meridional en líneas espectrales
moleculares y atómicas entre 110 [GHz] y 880 [GHz] (que corresponde a la longitud de onda
comprendida entre los 2.6 [mm] y los 350 [µm]).
El radiotelescopio fue aumentado en diámetro, además se le colocó un subreflector nuevo.
Este radiotelescopio se contiene dentro de una bóveda para protegerlo contra las condiciones
atmosféricas severas del lugar donde se halla emplazado.
El radiotelescopio posee una configuración del tipo Cassegrain y fue fabricado por
Mitsubishi. Consiste en 33 paneles de aluminio que son ajustables con los actuadores (3 para cada
panel), y una estructura ligera de fibra del carbón. La exactitud superficial es de 20 [µm] (rms).
Figura E.1.10: Radiotelescopio de NANTEN, ubicado en Pampa la Bola, Atacama Chile.
128
E.1.7. CfA 1.2m Telescope (Telescopio gemelo del SMWT) [11] y [13].
Como se mencionó anteriormente el receptor del SMWT posee un receptor gemelo, el
telescopio Columbia Giss 4-ft o CfA 1.2m Telescope, en el cual se basó su diseño. El telescopio
gemelo es constructivamente muy similar al SMWT y ha dado pie a diversas publicaciones, al
igual que el SMWT, solo por destacar se puede mencionar que con él se han hecho múltiples
investigaciones sobre la distribución del monóxido de carbono en nuestra galaxia.
Existe información sobre el receptor gemelo que ha sido muy útil para caracterizar el
receptor del SMWT. Por ejemplo, la temperatura del mezclador del gemelo a temperatura
ambiente es de 440 [K] y las pérdidas son muy similares a las del SMWT.
La temperatura de ruido del receptor, visto a la entrada es de 860 [K], esto antes de las
modificaciones a las que fue sometido.
Visto en bloques, las temperaturas de ruido y pérdidas en varios puntos del receptor vienen
dadas por:
Figura E.1.11: Temperatura de ruido y pérdidas del receptor gemelo a temperatura ambiente.
Las modificaciones a las que se hace mención consisten en la implementación de la
tecnología SIS en su etapa de mezclado, reemplazando así el mezclador Schottky original y la
incorporación de un HEMT como amplificador de frecuencia intermedia, para ver estas
modificaciones se recomienda observar la Figura 5.27. Toda la primera etapa de recepción
incluyendo al SIS y al HEMT se encuentra enfriada a 4.2 [K] mediante helio líquido. La
temperatura de receptor lograda con estas modificaciones es de 65 [K] (SSB).
129
Figura E.1.12: Diagrama del receptor gemelo con el front-end modificado con dispositivos SIS y
HEMT. La sección delimitada por líneas punteadas se encuentra enfriada a 4.2 [K].
130
E.1.8. Metsähovi [25].
El radiobservatorio de Metsähovi es un instituto de investigación dependiente de la
universidad de Helsinki. Ahí funciona un radiotelescopio de 14 [m] de diámetro.
Los usuarios principales de la estación son la universidad de tecnología de Helsinki y la
universidad de Turku. En la misma área, cerca del observatorio de radio de Metsähovi, están
también los edificios del observatorio de Metsähovi correspondientes al departamento de
astronomía óptica y la estación Geodetic del espacio de Metsähovi (instituto Geodetic; geodesy).
El radiobservatorio de Metsähovi ha sido operacional desde 1974. El receptor fue
modernizado entre 1992 y 1994. La exactitud superficial del actual telescopio es 0.1 [mm] (rms).
Las actividades en Metsähovi se concentran en el espectro milímetro y microondas, en
particular en las frecuencias comprendidas entre los 2 [GHz] y los 150 [GHz], correspondiendo a
las longitudes de onda en la gama de 13 [cm] a los 2 [mm].
La investigación en tecnología incluye el desarrollo de los receptores de microonda, el
desarrollo de la adquisición de datos y de la informática y el desarrollo de la tecnología de la
antena.
Los objetos de la investigación radioastronómica son: radiación solar, quasares variables,
galaxias activas, línea molecular radiación, e interferometría muy larga de la línea de fondo
(VLBI).
Figura E.1.13: Radiotelescopio de Metsähovi.
131
E.1.9. ONSALA (SEST) [26].
El radiotelescopio submilimétrico SEST de ONSALA es un radiotelescopio de 15 [m] de
diámetro, fue construido en 1987 en los talleres del observatorio La Silla en los Andes chilenos
ubicado a 2300 [m] sobre el nivel del mar.
El radiotelescopio SEST se utiliza para las observaciones de una amplia gama de objetos
astronómicos, del centro galáctico y de las nubes de Magallanes. También se utiliza para las
observaciones de VLBI en las longitudes de onda del milímetro.
El radiotelescopio se equipa de los siguientes receptores, todos utilizan tecnología del tipo
SIS.
Receptor
Doble frecuencia
2 [mm] y 3 [mm]
Doble frecuencia
3 [mm] y 1.3
[mm]
Única frecuencia
Rango de frecuencias
[GHz]
78-116
128-170
80-116
210-268
Temperatura de
ruido [K]
100-180
120-200
Manufactura
Onsala
Onsala & IRAM
90-160
320-363
350-450
Tabla E.3: Características de los receptores SEST.
Onsala
El receptor consiste en tres espectrómetros acusto-ópticos (AOS) y un autocorrelador,
además de receptores del tipo VLBI y de registradores. Dos de los espectrómetros del AOS tienen
una resolución baja y banda ancha (LRS 1 y 2), y uno tiene de alta resolución y una banda
estrecha (HRS). Los espectrómetros tienen las características siguientes:
Ancho de banda
Separación del
canal
0.7 [MHz]
0.69 [MHz]
42 [kHz]
Resolución
LRS 1
1 [GHz]
1.4 [MHz]
LRS 2
1 [GHz]
1.4 [MHz]
HRS
84 [MHz]
80 [kHz]
Autocorrelador
1 [GHz]
Tabla E.4: Características de los espectrómetros de los receptores SEST.
132
F.1
Diseño del SSB
1.
Conservando la etapa de mezclado dentro del termo y utilizando un híbrido para desfasar
la señal RF:
1.1 Características híbrido RF
Tabla F.1: Características eléctricas del híbrido escogido.
Tabla F.2: Características mecánicas del híbrido escogido.
133
1.2 Características mezcladores
Tabla F.3: Características eléctricas del mezclador escogido.
Tabla F.4: Características mecánicas del mezclador escogido.
134
1.3 Características Tees
Tabla F.5: Características Tees Aerowave.
Tabla F.6: Características Tees Millitech.
135
1.4 Híbridos IF
Tabla F.7: Características Híbrido IF.
1.5 Terminación RF
Tabla F.8: Características eléctricas de la terminación RF escogida.
136
Tabla F.9: Características mecánicas de la terminación RF escogida.
137
2. Incorporando la etapa de mezclado fuera del termo con un híbrido en la etapa de RF:
1. Características mezcladores
Tabla F.10: Características eléctricas del mezclador escogido.
138
Tabla F.11: Características mecánicas del mezclador escogido.
139
3.
Incorporando la etapa de mezclado fuera del termo y utilizando un desfasador para la
señal del OL:
1. Características desfasadores
Tabla F.12: Características eléctricas del desfasador VPS escogido.
Tabla F.13: Características mecánicas del desfasador VPS escogido.
140
Tabla F.14: Características eléctricas del desfasador DRP escogido.
Tabla F.15: Características mecánicas del desfasador DRP escogido.
141
G.1
Hoja de datos H315.
142
G.2
Hot cold test o Y método.
Este procedimiento es ampliamente utilizado para medir la temperatura de ruido de
receptores, permitiendo calibrar el receptor antes de realizar observaciones astronómicas. De
hecho, cada vez que se desea tomar mediciones científicas con un receptor, es necesario medir la
temperatura de ruido del instrumento usando este procedimiento.
En primer lugar se debe poner una carga fría, que consiste en un material absorbente
empapado en nitrógeno líquido, en frente del horn. El amplificador detectará la radiación de
cuerpo negro emitida por la carga y adicionará una cierta cantidad de ruido a la salida, cantidad
caracterizada por su temperatura de ruido, TRuido.
Luego se realiza el mismo procedimiento, pero esta vez frente al horn se utiliza un
absorbente a temperatura ambiente. La salida que se mide en el amplificador, para cada caso,
corresponde, a las Ecuaciones 1 y 2.
VCold = KTCold + KTRuido
(1)
V Hot = KTHot + KTRuido
(2)
Utilizando ambas ecuaciones, además de un poco de álgebra, es posible despejar la
temperatura de ruido como:
T − YTCold
(3)
TRuido = Hot
Y −1
En esta ecuación el parámetro Y corresponde al cuociente entre las potencias de salida que
se midió en cada caso, es decir:
Y=
V Hot
VCold
(4)
Un esquema de esta prueba se puede observar en la Figura F.1.1.
Figura F.1.1: Esquema del hot cold test o Y método.
143
H.1
Pruebas realizadas al receptor 105.
H.1.1. Encendido del receptor
Los procedimientos para realizar el encendido y posterior operación del receptor del
SMWT casi no varían al usar uno u otro de los osciladores que este utilizando incluso si se
encuentra operando el amplificador HEMT o no.
Sin embargo se ha estimado procedente describir todas las posibilidades de operación, es
decir operación del SMWT tanto con el oscilador Klystron en su configuración original, como con
el Gunn y con el Gunn y el HEMT incorporados simultáneamente, a pesar de que actualmente el
receptor opera solo de la última manera mencionada.
H.1.2. Pruebas con los osciladores
A continuación se describirá la operación del SMWT en su configuración original (con el
oscilador Klystron) y luego de su primera modificación (con el oscilador Gunn).
H.1.2.1. Pruebas del receptor usando el oscilador Klystron
Esta operación se realizó a temperatura ambiente, se procuró utilizar los valores
óptimos de los voltajes de polarización del mixer y el doblador de frecuencia, del ajuste
del diplexor de anillo resonante y del ajuste del mixer backshort.
El diagrama de conexión y la descripción de los procedimientos desarrollados se
entregan a continuación, para entender mejor el procedimiento, se recomienda observar la
Figura H.1.
•
Procedimiento de partida.
a)
Partir bomba de agua.
b)
Verificar potencia RF apagada. Máxima atenuación en atenuadores a la salida del Klystron
(Ambos) y a la entrada del termo (Girar en sentido horario).
c)
Verificar voltaje del doblador de frecuencia apagado (Girar en sentido antihorario).
d)
Verificar voltaje de mixer apagado (Girar en sentido antihorario).
e)
Quitar los cortos del mixer, doblador y harmonic mixer.
f)
Dar potencia a la placa del oscilador local.
g)
Verificar que circula agua en el Klystron.
h)
Encender simultáneamente.
1)
PLL power supply box.
2)
Reflector voltage on, 288 [V].
i)
Esperar un minuto y Beam voltage on, 1671 [V].
1)
Se debe tener corriente de beam del orden de 10 [mA], en el caso de esta medición
se obtuvo 11 [mA].
2)
El voltaje de beam se debe aplicar en pasos de 500 [V] para evitar la formación de
arcos.
105
Estos datos se pueden encontrar en la carpeta “Memos Lab. 2006, Carpeta incorporación del HEMT” ubicada en el
laboratorio de radiofrecuencia de Cerro Calán.
144
j)
Dar potencia de RF, atenuadores del Klystron y termo.
k)
Polarización del mixer, -0.76 [V]. Con esto se obtuvo una corriente de polarización de
0.5 [mA]. Este valor debe estar en el rango de -0.8 [V] a 0 [V].
l)
Polarización del doblador de frecuencia, 2.0 [V]. Este valor se ajusta para maximizar la
corriente DC en el mixer.
m)
Ajustar tornillos micrométricos del doblador. M1: 0.5 + 2.5 y M2: 2.5 + 17 (este ajuste
maximiza la corriente DC en el mixer).
n)
Ajustar el diplexor de anillo resonante para maximizar la corriente DC del mixer (la
corriente del mixer es muy sensible a este ajuste).
ñ)
Ajustar mixer backshort para maximizar corriente DC del mixer. La corriente del mixer no
es muy sensible a este ajuste, sin embargo este ajuste es importante cuando se quiere minimizar la
temperatura de ruido (no es recomendable realizar este ajuste muy seguido pues acorta la vida útil
del mixer).
•
Procedimiento de apagado.
a)
b)
c)
d)
e)
f)
g)
h)
i)
j)
k)
Cortar RF a termo.
Cortar RF a salida del Klystron.
Polarización del mixer y doblador a 0 [V].
Beam voltaje a 0 [V].
Beam H.V. off
Reflector voltaje a 0 [V].
Beam off.
Simultáneamente: PLL power supply off y reflector off.
Desconectar potencia L.O. plate.
Poner cortos en mixer, doblador y harmonic mixer.
Desconectar bomba de agua.
145
Figura H.1: Diagrama de conexión del receptor operando con el oscilador Klystron.
H.1.2.2. Pruebas del receptor usando el oscilador Gunn
Se han realizado múltiples pruebas de la operación del oscilador Gunn y el PLL,
lográndose un completo conocimiento de la forma de operar las distintas partes del
sistema.
La Figura H.2 ilustra un diagrama de conexiones para el receptor operando con el
oscilador Gunn.
Al igual que en la parte H.1.2.1 se detalla el procedimiento que se debe seguir para
operar sin problemas este oscilador local, es así que para la operación del receptor se debe
seguir el mismo procedimiento de sintonización de la polarización del mixer, el diplexor
de anillo resonante y el mixer backshort descritos en H.1.2.1, sobre la operación del
receptor con el oscilador Klystron. Las conexiones se realizan según Figura H.2. Además
de las conexiones del diagrama, se debe conectar el mixer bias box y la GASFET Amplifier
Power Supply, ubicadas en la placa del oscilador Klystron. Al hacer esto se debe
desconectar la energía del doubler bias box.
146
•
Antes de la partida.
a)
Ponerse pulsera antiestática (recordar que los componentes mas delicados son el harmonic
mixer y el oscilador Gunn).
b)
Conectar las distintas partes del receptor según Figura H.2
c)
Ajustar frecuencia Gunn utilizando los micrómetros según hoja de datos H315 106 (Esto
corresponde al ajuste grueso, el fino se realiza mas adelante para alcanzar el lock).
d)
Atenuadores RF y PLL al máximo de atenuación.
e)
Sintetizador Fluke en 80 [MHz], con potencia de salida de 2 [dBm].
f)
En XL801
VOP = 10 [VDC], VLG al mínimo
IF MON, SWEEP y OSC. OFF
g)
Calcular la frecuencia del generador de señales como:
f LO =
f Gunn − 80
[GHz ]
N
(7.1)
Donde N es la armónica a utilizar (en este caso se recomienda N=20 y potencia de salida
de 0 [dBm]).
•
Procedimiento de partida
a)
Encender fuente de poder para el PLL.
b)
Encender sintetizadores de frecuencia, Fluke y Agilent 8257
c)
Encender oscilador Gunn, Interruptor OSC en posición ON, en XL801.
d)
Reducir atenuación en atenuador PLL.
e)
Encender la salida de monitoreo IF MON en XL801. Aumentar en pasos de 1 [dBm] la
potencia del Agilent 8257 (esto generara un aumento en la corriente del mixer, la que no debe
sobrepasar los 2 [mA], en este caso se utilizó 1.82 [mA]). Durante este proceso debe aparecer en
IF Mon una señal de frecuencia cercana a 80 [MHz].
f)
Dejar VLG en algún valor intermedio. Encender SWEEP ON en XL801 para encender el
lazo de control.
g)
Ajustar cuidadosamente el Tuning micrometer del Gunn hasta lograr lock. También podría
ser necesario ajustar VLG, esto modifica la respuesta transiente.
h)
Ajustar Backshort micrometer para maximizar la potencia del oscilador.
•
Procedimiento para apagar receptor
a)
Apagar oscilador Gunn, OSC OFF, SWEEP OFF, IF MON OFF
b)
Apagar Fluke y Agilent.
c)
Apagar fuente de poder
d)
Al desconectar los cables se debe cuidar que el harmonic mixer y el Gunn queden con los
cortos puestos.
106
Mirar hoja de datos en el anexo G.1.
147
•
Comentarios:
Se logró operar satisfactoriamente el oscilador Gunn, comprobándose que el sistema se
encuentra en buen estado. Quedan dos problemas por solucionar:
1)
Decidir como se entregará la señal de referencia al sistema una vez que el receptor se
encuentre fuera del laboratorio, claramente no será con el Signal Generator de Agilent.
2)
Medir la potencia de oscilador local en toda la banda de interés (85 [GHz] hasta los 115
[GHz]).
Figura H.2: Diagrama de conexiones para prueba de oscilador Gunn en el laboratorio.
148
H.1.3. Amplificador HEMT
La operación con el amplificador HEMT (tanto el W7 como el W10 operando por
separado) recientemente incorporado es muy similar a la operación con el oscilador Gunn, salvo
que ahora hay que considerar la polarización del HEMT para su correcta operación.
H.1.3.1. Temperatura de ruido y ganancia del HEMT
Para medir la temperatura de ruido de los amplificadores se utilizó el método
llamado Hot cold test, también conocido como método Y 107.
Para medir la potencia de salida de los amplificadores se cuenta con un Power
Meter (PM3 de Erickson [34]) que puede medir potencia en la banda comprendida entre
los 59 [GHz] hasta varios THz. Se trata de un instrumento basado en un bolómetro 108.
Este instrumento permite medir potencias tan bajas como 10 [uW], con un error de
±0.5 [uW]. Para obtener este tipo de resultados el sensor necesita de un tiempo de
estabilización de algunas horas y de un tiempo de integración de cerca de un minuto. Por
esas razones las mediciones toman bastante tiempo, pero se obtienen resultados
satisfactorios.
Se debe ser cuidadoso al manejar el sensor, pues al medir potencias muy bajas este
detecta variaciones del orden de milésimas de grado. Por ello, si se toca el sensor este
pierde su punto de operación siendo necesario esperar cerca de 30 minutos para que se
vuelva a estabilizar. A continuación se describen los pasos a seguir para sintonizar el
receptor a cierta frecuencia y poder así realizar el Y método, cabe la pena destacar que esta
prueba se realizó una vez ya operando el receptor, por lo que previamente a los pasos que
a continuación se mencionan se deben realizar los descritos para operar el Gunn (H.1.2.2),
además se utilizó el HEMT W10 para realizar esta prueba, de realizarla con el HEMT W7
los pasos a seguir son los mismos.
a)
Primero que todo se decide que transición rotacional se estudiara.
b)
Luego, con la hoja de datos H315 se determina a que frecuencia debe estar oscilando el
oscilador Gunn.
c)
Luego se aumenta la atenuación en el atenuador RF, de modo que la corriente de mezcla
(corriente bias del mixer) disminuya a 0.2 [mA] y el PM3 entregue una potencia de ~ 0.08 [mW].
d)
Se apaga el PLL, luego es posible bajar la frecuencia del oscilador Gunn utilizando el
tornillo micrométrico, es así que se baja la frecuencia hasta que la corriente de mezcla sea similar
a 0 [mA]. Luego se vuelve a sintonizar el resonant ring para recuperar la corriente de 0.2 [mA].
e)
Se Ajusta el backshort del Gunn para maximizar la corriente de mezcla. Si la corriente de
mezcla aumenta se recomienda volver a mover el atenuador RF de forma que vuelva a ser 0.2
[mA]. La frecuencia en que se encuentra el Gunn puede ser medido utilizando el Harmonic mixer
y el PLL del Gunn. Para seguir moviendo la frecuencia del Gunn es necesario repetir los pasos c,
d y e.
107
Para entender en que consiste este método se recomienda revisar el anexo G.2.
Es decir mide el incremento de temperatura que se produce en una carga bien adaptada cuando la radiación incide
sobre ella.
108
149
f)
Luego se pueden tomar muestras a la frecuencia escogida, para ello se procede a enclavar el
oscilador, luego se aumenta la potencia RF de forma que la corriente bias del mixer llegué
alrededor de 0.5 [mA], mientras que en el PM3 no debe superar los 0.25 [mW] (o sea la lectura
del Power mixer x10).
g)
Para disminuir el ruido se debe realizar un ajuste fino del mixer backshort, mixer bias y
potencia RF.
h)
Finalmente se registran los valores para la mejor temperatura de ruido que se encuentre.
Para mantener enclavado el oscilador Gunn, el PLL que lo controla necesita contar
con las señales de referencia provenientes del Agilent E8257D y el Fluke 35517
(aproximadamente 5 [GHz] y 80 [MHz], respectivamente).
También se debe contar con una fuente de poder de ± 15 [V] tanto para el bias del
FET (polarización del FET al interior del dewar o termo), para el PLL, el bias del mixer (o
voltaje de polarización del mezclador ~-0.75 [V]) y el IF plate.
Para observar si en oscilador esta enclavado o no se mira el analizador de espectro
(HP 182T), esta señal proviene del PLL 800A a través de la salida IF Mon.
Luego la señal que entrega la placa del Gunn entra al dewar, donde es mezclada
con la señal RF, luego esa señal (que ya esta bajada en frecuencia) sale del termo hacia el
plato IF, en este plato es nuevamente bajada en frecuencia hasta los 150 [MHz], esta señal
es la que se mide en el Agilent 53150A para realizar los hot y cold test.
150
H.1.4. Curvas de funcionamiento
Para estimar el comportamiento del amplificador HEMT (W10) se procedió a realizar la
prueba del hot cold test o Y método a 115 [GHz] y a temperatura ambiente, el detalle del
procedimiento puede ser encontrado en el anexo G.2.
Para empezar se procedió a medir el estado del sistema cuando no se encuentra operativo
el HEMT, esto entrego los siguientes valores.
Tabla H.1: Parámetros iniciales del receptor (sin usar el HEMT).
Posteriormente se hizo funcionar el HEMT, para ello fue necesario polarizarlo, donde Vd y
Vg son respectivamente su voltaje de drenaje y fuente.
En la tabla que sigue a continuación se procedió a mantener fijo Vd y variar Vg, esto solo a
modo ilustración.
Tabla H.2: Parámetros del receptor utilizando el HEMT (variando Vg).
151
H.2
Análisis del ruido del receptor del SMWT.
Tabla H.3: Situación del receptor antes de la incorporación del amplificador HEMT.
Tabla H.4: Situación del receptor después de la incorporación del amplificador HEMT.
Figura H.3: Diagrama de bloques del receptor actual con su temperatura de ruido
152
Tabla H.5: Situación del receptor ante la eventual incorporación de un SSB mas el amplificador
HEMT actual.
Tabla H.6: Situación del receptor ante la eventual incorporación de un SSB mas dos amplificador
HEMT.
153