DERECHOS RESERVADOS

REPÚBLICA BOLIVARIANA DE VENEZUELA
UNIVERSIDAD RAFAEL URDANETA
FACULTAD DE INGENIERÍA
ESCUELA DE INGENIERÍA ELÉCTRICA
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
CH
E
R
IMPLEMENTACIÓN
DE DE UN MÓDULO DE CONTROL DE ARRANQUE Y
VELOCIDAD PARA UN MOTOR DE INDUCCIÓN EN UN VEHÍCULO TIPO KART
Trabajo Especial de Grado para optar al título de Ingeniero Electricista
PRESENTADO POR
Br. URDANETA G. LUIS D.
CI: 19.216.500
ASESOR ACADÉMICO
Ing. NUÑEZ E. GERYK
Maracaibo, Abril de 2011.
I REPÚBLICA BOLIVARIANA DE VENEZUELA
UNIVERSIDAD RAFAEL URDANETA
FACULTAD DE INGENIERÍA
ESCUELA DE INGENIERÍA ELÉCTRICA
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
CH
E
R
IMPLEMENTACIÓN
DE DE UN MÓDULO DE CONTROL DE ARRANQUE Y
VELOCIDAD PARA UN MOTOR DE INDUCCIÓN EN UN VEHÍCULO TIPO KART
Br. Luis Daniel Urdaneta González
C.I. 19.216.500
Teléfono: 0414-6510646
E-mail: luis.daniel.urdaneta@gmail.com
Ing. Geryk Núñez
Profesor de la Escuela de Ingeniería Eléctrica
Universidad Rafael Urdaneta
II DEDICATORIA
A Dios, por darme la vida y permitirme recorrer este camino y a la Virgen
María por sus bendiciones.
A mi Madre Elvira, por su constante preocupación, y su fe en mí durante todo
el proceso, sin sus palabras de aliento y su confianza de ser capaz de enfrentarme
ante los problemas y contratiempos. Sin ella no hubiese podido llegar a este
resultado.
A mi familia, a mis hermanos Alejandra, Aníbal, Roque y Daniel que me
S
DO
A
V
R
brindaron su apoyo y que siempre conté con todos. A mis tíos Roque, Evalú y Egleé,
SE
E
R
Sen todos los momentos de dificultad, siempre
la memoria de mi Tía Carmen, que
O
H
EC
R
ella tuvo palabras de
aliento y un consuelo para nosotros. Esto es para ustedes.
E
D
por creer en mí, sin miramientos ni limites, cuando nadie más lo hizo. En especial, a
A mis amigos, Jessica Fritchey (Espero que esto ayude a crear el mundo que
deseas), Inga Brauneis, Aldo Gozzo, Carlos Acosta, David Peña, Hugo Reyes,
Alberto Imperato, Pamela Manjarres y Carlos García, por ser como son conmigo, los
cómplices de mis bromas, con ustedes enfrenté adversidades y a la vez pasé unos
de los mejores momentos de mi vida.
III AGRADECIMIENTOS
A Dios,
Por darme la vida, y permitirme recibir las herramientas intelectuales para llegar tan
lejos.
A mi Madre,
Por el amor, apoyo, y paciencia. Por enseñarme tanto, y ayudarme a entender que
las cosas difíciles, son a las que verdaderamente se les da valor.
A mi Padre,
S
DO
A
V
R
Por ser el apoyo moral, y económico que me permitió completar este trabajo, así
H
EC
R
E
D
A mis Hermanos,
E
ES
R
S
O
como ser el incentivo de cursar esta carrera.
Por estar dispuestos a colaborar con mis “inventos”, en especial a Aníbal por
brindarme apoyo en conocimientos de mecánica que yo carecía y estar pendiente
de mis progresos.
Al Ingeniero Geryk Núñez,
Por creer en mis ideas, y permitirme desarrollarlas al ser mi tutor.
A los Ing. Arnaldo largo, Nancy Mora, Sergio De Pool y Carlos Belinskif,
Por compartir sus opiniones, experiencias e información técnica que fue de gran
valor como base a partir de la cual fue posible madurar éstas ideas.
IV ÍNDICE GENERAL
FRONTISPICIO ......................................................................................................... II
DEDICATORIA ........................................................................................................ III
AGRADECIMIENTOS .............................................................................................. IV
ÍNDICE GENERAL..................................................................................................... V
ÍNDICE DE FIGURAS ............................................................................................. VIII
ÍNDICE DE TABLAS................................................................................................. XI
ÍNDICE DE ANEXOS ............................................................................................... XII
S
DO
A
V
R
RESUMEN .............................................................................................................. XIII
SE
E
R
S
INTRODUCCIÓN ....................................................................................................
XV
O
H
C
E
DER
ABSTRACT ............................................................................................................XIV
CAPÍTULO I. EL PROBLEMA .................................................................................. 16
1.1.
PLANTEAMIENTO DEL PROBLEMA ................................................. 16
1.2.
FORMULACIÓN DEL PROBLEMA ..................................................... 20
1.3.
OBJETIVOS DE LA INVESTIGACIÓN ............................................... 20
1.3.1. Objetivo General ...................................................................... 20
1.3.2. Objetivos Específicos ............................................................... 20
1.4.
JUSTIFICACIÓN DE LA INVESTIGACIÓN......................................... 21
1.5.
DELIMITACIÓN DE LA INVESTIGACIÓN .......................................... 23
1.5.1. Delimitación Espacial ............................................................... 23
1.5.2. Delimitación Temporal .............................................................. 23
1.5.3. Delimitación Científica .............................................................. 23
CAPÍTULO II. MARCO TEÓRICO ............................................................................ 24
2.1
ANTECEDENTES DE LA INVESTIGACIÓN ....................................... 24
2.2
FUNDAMENTOS TEÓRICOS ............................................................. 29
2.2.1 Sistemas de Control ................................................................. 29
2.2.2 Tipos de Sistemas de Control .................................................. 31
2.2.3 Controles Industriales ............................................................... 34
2.2.4 Motor de Inducción ................................................................... 35
2.2.5 Parámetros Operativos del Motor de Inducción ....................... 38
2.2.5.1
Potencia Nominal ..................................................... 38
V 2.2.5.2
Corriente de Arranque .............................................. 39
2.2.5.3
Tensión Nominal....................................................... 40
2.2.5.4
Torque Máximo......................................................... 41
2.2.6 Pruebas del Motor de Inducción ............................................... 42
2.2.6.1
Prueba de Vacío ....................................................... 42
2.2.6.2
Prueba de Rotor Bloqueado ..................................... 43
2.2.6.3
Determinación del Circuito Equivalente .................... 44
2.2.7 El Arrancador Suave ................................................................ 46
2.2.8 Variación de Frecuencia ........................................................... 50
S
DO
A
V
R
2.2.9 Osciladores .............................................................................. 52
SE
E
R
S
2.2.10 ComponentesO
Electrónicos
....................................................... 55
H
C
RE El Circuito Integrado LM741 ..................................... 56
DE2.2.10.1
2.2.9.1
Oscilador Trifásico .................................................... 53
2.2.10.2 Transistores de Potencia .......................................... 57
2.2.10.3 Transistores MOSFET .............................................. 58
2.2.10.4 Tiristores TRIAC ....................................................... 59
2.2.10.5 Circuitos Optoaisladores........................................... 61
2.2.10.6 Microcontrolador PIC16F877 .................................... 63
2.2.10.7 Reguladores de Voltaje Monolíticos ......................... 66
2.2.11 Diagramas de Flujo Lógico ....................................................... 66
2.2.12 Circuitos Impresos .................................................................... 67
2.3
GLOSARIO DE TÉRMINOS................................................................ 69
2.4
SISTEMA DE VARIABLES.................................................................. 70
CAPÍTULO III. MARCO METODOLÓGICO ............................................................. 75
3.1
TIPO DE INVESTIGACIÓN ................................................................. 75
3.2
DISEÑO DE LA INVESTIGACIÓN ...................................................... 76
3.3
POBLACIÓN ....................................................................................... 77
3.4
MUESTRA........................................................................................... 77
3.5
TÉCNICAS E INSTRUMENTOS DE RECOLECCIÓN DE DATOS .... 78
3.6
FASES DE LA INVESTIGACIÓN ........................................................ 81
CAPÍTULO IV. ANALISIS DE RESULTADOS .......................................................... 85
4.1
PRUEBAS REALIZADAS AL MOTOR DE INDUCCIÓN ..................... 85
VI 4.1.1 Datos de Placa del Motor ......................................................... 86
4.1.2 Prueba de Vacío ....................................................................... 87
4.1.3 Prueba de Rotor Bloqueado ..................................................... 88
4.2
CIRCUITO EQUIVALENTE DEL MOTOR DE INDUCCIÓN ............... 89
4.3
CURVA PAR-VELOCIDAD DEL MOTOR DE INDUCCIÓN ................ 89
4.4
DIMENSIONES FÍSICAS DEL VEHÍCULO ......................................... 90
4.5
DISEÑO DE LA FUENTE DE POTENCIA 120/208 3Φ ....................... 92
4.5.1 Diseño del Circuito Oscilador Trifásico ..................................... 92
4.5.2 Simulación del Circuito Oscilador Trifásico............................... 94
S
DO
A
V
R
4.5.3 Diseño de la etapa de Amplificación y Transformación ............ 99
4.6
SE
E
R
4.6.1 Identificación O
de S
los Requerimientos ...................................... 103
H
C
RE del Circuito de Fuerza ................................................ 103
4.6.2 E
D Diseño
DISEÑO DEL CIRCUITO DE ARRANQUE ....................................... 102
4.6.3 Diseño del Circuito de Detección de Cruce por Cero ............. 106
4.6.4 Diseño del Circuito de Control Central.................................... 108
4.7
DISEÑO DEL CIRCUITO VARIADOR DE VELOCIDAD ................... 110
4.7.1 Identificación de Requerimientos de Diseño del Circuito Variador
de Velocidad ..................................................................................... 111
4.7.2 Diseño del Circuito Rectificador .............................................. 112
4.7.3 Diseño del Circuito de Fuerza ................................................ 114
4.7.4 Diseño del Circuito de Control ................................................ 116
4.8
CONSTRUCCIÓN DEL MÓDULO DE CONTROL DEL VEHÍCULO . 117
4.8.1 Construcción de la Fuente de Potencia .................................. 120
4.8.2 Diseño y Construcción del Módulo Mejorado del Control de
Arranque y Velocidad ........................................................................ 121
CONCLUSIONES .................................................................................................. 132
RECOMENDACIONES .......................................................................................... 135
BIBLIOGRAFÍA ..................................................................................................... 136
ANEXOS ................................................................................................................ 138
VII ÍNDICE DE FIGURAS
Figura 2.1: Sistema de Control Retroalimentado .................................................... 31
Figura 2.2: Esquema de un Control Proporcional ................................................... 32
Figura 2.3: Curvas de Estabilización para un proceso aplicando Control PD, PI, PID
................................................................................................................................. 33
Figura 2.4: Arrancadores Suaves PSR, Marca ABB ............................................... 34
Figura 2.5: Motores de Inducción Trifásicos ............................................................ 36
Figura 2.6: Curva Típica de Par-Velocidad ............................................................. 42
S
DO
A
V
R
Figura 2.7: Prueba de Vacio en un Motor de Inducción .......................................... 43
SE
E
R
S del Motor de Inducción ........................... 46
Figura 2.9: Circuito Equivalente por
fase
O
H
EC
R
Figura 2.10: Circuito
de
Arranque Suave con Tiristores SCR y Formas de Onda de
E
D
Figura 2.8: Prueba de Rotor Bloqueado de un Motor de Inducción ........................ 44
Salida ....................................................................................................................... 47
Figura 2.11: Comportamiento de un Arrancador Suave ........................................... 50
Figura 2.12: Modulador PWM .................................................................................. 51
Figura 2.13: Formas de Onda de Salida del Modulador PWM ................................. 52
Figura 2.14: Diagrama de Bloques de un Oscilador ................................................. 53
Figura 2.15: Oscilador Trifásico ............................................................................... 54
Figura 2.16: Oscilaciones de Salida ......................................................................... 55
Figura 2.17: Circuito Amplificador No Inversor ......................................................... 56
Figura 2.18: Amplificador Clase A ............................................................................ 57
Figura 2.19: Símbolo del Transistor MOSFET ......................................................... 58
Figura 2.20: Símbolo del TRIAC .............................................................................. 60
Figura 2.21: Comportamiento del Ángulo de Conducción del TRIAC ...................... 60
Figura 2.22: Dimensiones físicas y distribución eléctrica dentro del encapsulado de
un circuito opto electrónico....................................................................................... 62
Figura 2.23: Características de corriente del diodo LED versus corriente en el
fototransistor y el efecto de la temperatura .............................................................. 62
Figura 2.24: Microcontrolador 16F877 ..................................................................... 63
Figura 2.25: Entorno de Trabajo MPLAB ................................................................. 64
Figura 2.26: Entorno de Trabajo MikroC .................................................................. 65
Figura 2.27: Regulador de Voltaje de la familia 78XX .............................................. 66
Figura 2.28: Diagrama de Flujo Lógico .................................................................... 67
VIII Figura 2.29: Conjunto de Trabajo Livewire y PCB Wizard ....................................... 68
Figura 2.30: Negativo para laminado Construido en PCB Wizard ............................ 69
Figura 4.1: Motor de Inducción Trifásico Marca SIEMENS ...................................... 85
Figura 4.2: Circuito Equivalente del Motor de Inducción Seleccionado .................... 89
Figura 4.3: Curva Par-Velocidad del Motor de Inducción ¾ HP ............................... 90
Figura 4.4: Vehículo Tipo Kart .................................................................................. 91
Figura 4.5: Circuito de Prueba en Multisim .............................................................. 94
Figura 4.6: Captura del Osciloscopio de Multisim de las Fases 0 y 1 ...................... 96
Figura 4.7: Captura del Osciloscopio de Multisim de las Fases 1 y 2 ...................... 97
S
DO
A
V
R
Figura 4.8: Frecuencia de las fases del Oscilador ................................................... 97
SE
E
R
S
en Multisim ...............................................................................................................
98
O
H
C
E
Figura 4.10: CurvaE
D deRSaturación del Transistor 2N3055 ...................................... 100
Figura 4.9: Salida del Oscilador Trifásico mediante Osciloscopio Tektronix incluido
Figura 4.11: Circuito Amplificador Clase A ............................................................. 101
Figura 4.12: Requerimientos de Diseño para el Circuito de Arranque ................... 103
Figura 4.13: Circuito Propuesto para el control de fase de una carga Inductiva .... 104
Figura 4.14: Circuito de operación continua para el ADC0804 .............................. 107
Figura 4.15: Circuito Arrancador Suave Completo ................................................. 110
Figura 4.16: Requerimientos de Diseño para el Circuito Controlador de Velocidad
............................................................................................................................... 112
Figura 4.17: Puente Rectificador Trifásico ............................................................. 113
Figura 4.18: Rizado en el Puente Trifásico ............................................................ 114
Figura 4.19: Inversor Trifásico ................................................................................ 115
Figura 4.20: Esquema de Conmutación para Salida de Seis Pulsos ..................... 115
Figura 4.21: Circuito de Control para la Variación de Frecuencia .......................... 117
Figura 4.22: Esquema General del Módulo de Control de Arranque y Velocidad .. 119
Figura 4.23: Esquema Mejorado del Módulo de Control de Arranque y Velocidad 119
Figura 4.24: Batería R-1240 12V 4Ah @20°C........................................................ 120
Figura 4.25: Banco de Baterías 120V DC .............................................................. 121
Figura 4.26: Circuito Inversor de Seis Pulsos con MOSFET IRF740 ..................... 123
Figura 4.27: Circuito de Bootstrap en base al IR2111 ............................................ 124
Figura 4.28: Respuesta a la entrada IN con los terminales HO y LO del IR2111 ... 125
Figura 4.29: Prototipo del Módulo de Control de Arranque y Velocidad ................. 127
Figura 4.30: Verificación del Enclavamiento 1-4 y 3-6 en ISIS............................... 127
IX Figura 4.31: Verificación de la correcta operación del Prototipo ............................ 128
Figura 4.32: Series de Fourier para tensión de Línea y de Fase ........................... 129
Figura 4.33: Forma de Onda de Salida del Inversor de Seis Pulsos ...................... 129
Figura 4.34: Comprobación Práctica del Circuito Inversor con el Motor................. 130
H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
X ÍNDICE DE TABLAS
Tabla 2.1: Reglas Prácticas para la distribución de X1 y X2. .................................... 46
Tabla 2.2: Cuadro de Variables ................................................................................ 72
Tabla 4.1: Datos de Placa de Características del Motor de Inducción .................... 86
Tabla 4.2: Datos de la Prueba de Vacio .................................................................. 87
Tabla 4.3: Datos de la Prueba de Rotor Bloqueado ................................................ 88
Tabla 4.4: Datos Físicos del Vehículo ..................................................................... 91
Tabla 4.5: Cuadro Comparativo de Optoacopladores MOC30 ............................... 104
S
DO
A
V
R
Tabla 4.6: Cuadro Comparativo de Tiristores TRIAC ............................................ 106
SE
E
R
S Rectificadores..................................... 113
Tabla 4.8: Cuadro Comparativo de
Diodos
O
H
EC
R
Tabla 4.9: Resultados
de la Comprobación Practica del Circuito Inversor ............. 130
E
D
Tabla 4.7: Cuadro Comparativo de Microcontroladores de la Familia PIC16 ......... 108
XI ÍNDICE DE ANEXOS
Anexo 1: Instrumentos de Recolección de Datos .................................................. 139
Anexo 2: Programa para Graficar la Curva Par Velocidad .................................... 142
Anexo 3: Hojas de Datos Técnicos ....................................................................... 144
Anexo 4: Planos del Módulo de Control ................................................................ 149
S
DO
A
V
R
SE
E
R
S
...............................................................................................................................
152
O
H
C
E
DER
Anexo 5: Diagrama de Flujo Lógico y Segmento del Programa del Microcontrolador
XII RESUMEN
Urdaneta González, Luis Daniel. “Implementación de un Módulo de Control de
Arranque y Velocidad para un Motor de Inducción en un vehículo tipo Kart.”
Trabajo Especial de Grado para optar al Título de Ingeniero Electricista. Universidad
Rafael Urdaneta. Maracaibo, Venezuela. (2011).
Esta investigación se centra en la aplicación de un motor AC para impulsar un
vehículo de transporte, debido a la necesidad de buscar alternativas a los
combustibles fósiles, por las complicaciones medioambientales de los actuales.
Como objetivo principal se encuentra el diseño e implementación de un módulo de
electrónica de potencia que pueda servir de controlador de arranque, para limitar la
corriente de arranque y el arranque brusco del motor eléctrico, así como de un
controlador de velocidad, para ofrecer un ajuste gradual de velocidad al operador
del vehículo. Se realizaron pruebas al motor de inducción para identificar
parámetros relevantes. Luego se dispuso a investigar sobre los circuitos de
arranque suave y de variación de velocidad propuestos por fabricantes. Debido a
problemas respecto a espacio en el vehículo, el módulo fue simplificado y diseñado
en base a microcontrolador, el PIC 16F877 el cual mediante un circuito inversor de
potencia activado por este, produce un arranque y una variación efectiva de la
velocidad. Se construyó un prototipo para verificar el funcionamiento adecuado, para
luego fabricar el circuito impreso del módulo de control. Los resultados obtenidos
una vez acoplado al chasis junto con el motor, en vacío, son satisfactorios: se
produce una tensión ligeramente por debajo de la nominal, permitiendo el arranque
y la variación efectiva desde la velocidad base hasta el valor de velocidad máximo.
Cumpliéndose los objetivos planteados ya que permite el uso de un motor de
inducción de manera independiente las líneas de alimentación locales.
H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
Palabras Clave: Motor de Inducción, Arrancador Suave, Variador de Velocidad,
Microcontrolador.
XIII ABSTRACT
Urdaneta González, Luis Daniel. “Implementation of a Control Module for Start
and Speed Control of an Induction Motor in a Kart Vehicle.” Special Degree
Investigation to qualify for the Title of Electrical Engineer. Rafael Urdaneta
University. Maracaibo, Venezuela. (2011).
This investigation is centered in harnessing an AC Motor as the driving force of a
transport vehicle, due to the need of finding alternatives to fossil fuels, because of
their environmental complications. As the main objective it’s the design and
construction of a power electronics module that can serve as a driver for both the
soft start, to control the starting current and the sudden mechanical start, as well as
the speed controller, to gradually adjust at according to the operators input. Several
tests were run on the motor, to identify relevant parameters. Then, an investigation
was conducted for circuits that perform soft start and variable frequency drives.
Because of problems with space in the Kart, the circuit was simplified and designed
to use a PIC16F877 Microcontroller, which has a power inverter circuit can produce
both the soft start and the speed drive. A prototype was built, to validate the desired
functions, then build the printed circuit board. The results obtained were satisfactory:
A slightly lower tension and an effective start and speed control from the base speed
to maximum speed, accomplishing the objectives of using an AC Motor without
external connection to the local power grid.
H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
Keywords: Induction Motor, Soft Starter, Speed Drive, Microcontroller.
XIV INTRODUCCIÓN
Este trabajo especial de grado presenta la alternativa de utilizar motores
eléctricos en la industria automotriz. Dentro de las razones expuestas se encuentra
el alto costo de los combustibles fósiles, la contaminación que conllevan, el gran
número de piezas móviles de los motores de combustión, entre otros. Para ello, el
motor eléctrico necesita de un control de la corriente de arranque y un control
gradual de velocidad.
Para ello fue necesario realizar pruebas operacionales al motor de inducción
S
DO
A
V
R
disponible para realizar el trabajo, a partir de las cuales se pudo obtener
SE
E
R
Sútil para calificar el comportamiento del motor
característica par-velocidad del motor,
O
H
EC
R
bajo carga.
E
D
detalladamente los elementos del circuito equivalente, los que permitieron graficar la
Se desarrolló un controlador de arranque y velocidad para un motor de
inducción, con el cual se pudo realizar el manejo del Kart, dicho resultado se puede
extrapolar a motores y vehículos más grandes, sirviendo como base para futuras
investigaciones. Se estructuró en cuatro capítulos, como se describe a continuación.
Capítulo I. Corresponde con el planteamiento y descripción del problema, se
presentan los objetivos de la investigación, la justificación y delimitación de la
misma.
Capítulo II. Se presentan los antecedentes y las nociones teóricas, así como
las variables y la síntesis de las mismas mediante una tabla.
Capítulo III. Contiene el marco metodológico, la metodología empleada para
llevar a cabo la investigación, la descripción del tipo de investigación, el diseño y el
tiempo previsto para cada tarea mediante las fases de la investigación.
Capítulo IV. En el capítulo IV se describe detalladamente los resultados
obtenidos, así como el análisis y posibles correcciones y recomendaciones.
Anexos. Contiene información adicional relacionada con los datos técnicos,
diagramas de circuitos y programas empleados durante el desarrollo del trabajo.
XV CAPÍTULO I
EL PROBLEMA
1.1 PLANTEAMIENTO DEL PROBLEMA
La forma de transporte personal y con otros fines que predomina hoy en día
es en base a automóviles y otros vehículos que utilizan la gasolina como
combustible, este es el caso de Venezuela el cual es un país productor de petróleo
S
DO
A
V
R
entre muchos otros. La gasolina representa un costo muy alto de importación para
SE
E
R
Sa que la combustión de gasolina necesite un
Hay otros factores que contribuyen
O
H
EdeCimpulsar los vehículos, entre ellos el aumento de la
R
reemplazo como manera
E
D
algunos países, sin tomar en cuenta de que se trata de un recurso no renovable.
temperatura
del
ambiente,
debido
a
la
contaminación
del
aire
y
más
específicamente a los gases de efecto invernadero, entre los cuales se encuentran
las emisiones de carbono.
Hay alternativas a estos motores de combustión de gasolina, entre ellos los
motores híbridos, los cuales ya tienen un mercado junto con los convencionales.
Otra opción a considerar, consiste en el empleo de máquinas eléctricas existentes,
ya que en el correr de los años se han diseñado motores eléctricos que han
reemplazado a otros motores de combustión en algunas aplicaciones. Por ello es
factible considerar la utilización de un motor eléctrico para impulsar un vehículo.
Como todo motor, el motor eléctrico necesita una fuente de energía. Su
configuración original consiste en la conexión del mismo a una red de alimentación
trifásica o monofásica, limitando su aplicación al funcionamiento estático. Esto
conlleva a que para poder garantizar la plena movilidad del vehículo se debe
trabajar con baterías, que adaptadas a los requerimientos del motor, permitan su
funcionamiento de manera independiente a dicha red de alimentación. En base a
esto se debe hacer una selección del tipo de motor a utilizar para impulsar el chasis.
Se tiene una gran gama de motores eléctricos, tanto de corriente continua
como de corriente alterna de donde se puede elegir el más apto para esta
aplicación. Comenzando con los motores de corriente continua, desde un comienzo
presentan la capacidad de trabajar con el mismo tipo de energía que las baterías,
pero tienen como defecto que éstos presentan escobillas de carbón para hacer
16 contactos eléctricos, las cuales necesitan reemplazo por desgaste, y en algunos
casos para poder realizar dicho reemplazo se debe desarmar la máquina para hacer
el cambio, sin tomar en cuenta las complicaciones al desarme en sí.
De la misma forma, dentro de los motores de corriente alterna el motor de
rotor devanado comparte el fundamento de las escobillas para los anillos rozantes
que también necesitan constante mantenimiento y reemplazo; mientras que el motor
síncrono usa una fuente de CC para la excitación, lo cual representa una carga
adicional a la batería drenando la potencia que puede entregar. A su vez, este
último presenta la limitante que no puede arrancar en carga, por lo que asocia un
S
DO
A
V
R
mecanismo adicional para la transferencia de carga una vez que se ha producido su
SE
E
R
Sde ardilla, se caracteriza por un diseño robusto
Por su parte, el motor de jaula
O
H
EC
que se adapta másEaR
los requerimientos pues no tienen escobillas ni necesitan una
D
arranque.
excitación adicional. Sin embargo como se ha discutido anteriormente, este motor
funciona bajo corriente alterna, lo que conlleva a la problemática de transformar la
potencia disponible de las baterías al formato de potencia compatible con dicho
motor, es decir invertir DC en AC.
Con respecto al funcionamiento del motor de Inducción como fuente
impulsora del automóvil, se considera como principal problema el control sobre el
mismo, con respecto a la regulación las revoluciones del motor, lo cual a la final
conlleva a un control de velocidad del vehículo, por lo que dicho control debe ser
efectuado por parte del operador. Para poder cumplir con este requerimiento, es
necesario un método de control de velocidad de un motor.
Se puede regular la velocidad en un motor de inducción de dos maneras,
variando el número de polos que produce cambios bruscos de velocidad y son
limitados a dos velocidades, una alta y una baja que por lo general están en relación
2:1. La otra manera de controlar la velocidad es mediante la frecuencia, pues
variando este parámetro se modifica la velocidad de giro de su rotor. Este último
proceso se puede llevar a cabo en un circuito que ajuste la frecuencia mediante el
fundamento expuesto anteriormente, convirtiendo la potencia DC en AC y a la vez
manipulando la frecuencia de la onda generada en un circuito inversor de
características apropiadas.
En el momento del arranque, un motor de tipo de Jaula de Ardilla absorbe
una corriente alta, aproximadamente superior a 6 veces su valor nominal, por lo que
17 se necesita un método de arranque para controlar este parámetro, debido a que las
corrientes altas pueden producir daños en los devanados del motor. Cabe tomar en
cuenta que al aumentar la carga del motor también se produce un aumento de
corriente, por lo que el arranque bajo carga conlleva a corrientes aun más altas. Lo
que conlleva al consumo de carga de la batería en menor tiempo.
Otro detalle asociado al arranque directo de los motores de baja potencia es
el incremento casi inmediato de velocidad, se produce el paso de una velocidad de
giro nula hasta la nominal en muy poco tiempo, por lo cual un arranque directo en la
aplicación deseada no es admisible, ya que se puede producir un efecto similar al
golpe de ariete en las bombas de agua.
S
DO
A
V
R
SE
E
R
Séstos son: la conmutación estrella-triangulo, el
existen varios métodos tradicionales,
O
H
EC
R
arranque con devanados
parciales, la aplicación de un autotransformador y la
E
D
Para controlar la corriente de arranque en motores tipo jaula de ardilla,
inserción de resistencias y/o reactancias en serie con el estator; mientras que
actualmente se ha multiplicado el uso de los arrancadores suaves.
Los métodos de arranques tradicionales conllevan a problemas como la
adición de pérdidas eléctricas a la fuente de alimentación, como es el caso de
conectar resistencias en serie al inducido, producen un arranque a media tensión
que a su vez controla la corriente de arranque pero se está disipando potencia en
los resistores o reactancias conectadas. A su vez ocurre lo mismo pero en menor
grado con los autotransformadores, se producen pérdidas dentro del mismo, pero
son significativamente menores.
Un arrancador suave permite variar gradualmente la amplitud de tensión a
frecuencia constante, el fundamento de operación de este método consiste en la
aplicación de circuitos electrónicos, mediante la utilización de tiristores (SCR) y en
algunos casos TRIACs, los cuales tienen un circuito de control de disparo de
compuerta, que controla los ángulos de conducción, es decir, los intervalos en los
que se conduce potencia a la carga.
El disparo de las compuertas en dichos controladores se realiza entre otros
métodos con microcontroladores, los cuales son programables, que pueden emplear
un sistema de retroalimentación de la señal de alimentación AC del motor, lo que
permite detectar el momento en que se produce el cruce por cero y a partir de ahí
activar el TRIAC un tiempo después del cruce por cero. Esto permite conducir
18 potencia hacia el motor gradualmente, ya que por cada cruce por cero se puede
conducir por más tiempo que el ciclo anterior.
La desventaja de las pérdidas por efecto joule está presente también en los
tiristores, los cuales tienen una caída de tensión de aproximadamente 1 a 2 voltios,
pero proveen de un control gradual sobre el arranque a diferencia de los métodos
tradicionales. También se presentan en algunos casos los armónicos, distorsiones
en las señales de alimentación de los motores eléctricos que pueden causar
pérdidas adicionales en el mismo, disminución de su rendimiento y velocidad y en
general desestabilización de la red de alimentación.
S
DO
A
V
R
En este caso, el problema de los armónicos reside en la adición de pérdidas
SE
E
R
S de conductores, transformadores y hasta
conocidos por producir sobrecalentamiento
O
H
EC
R
de motores. Pueden
llegar
a producir excesivas corrientes en el neutro y en algunos
E
D
a las baterías, que disminuye la vida útil de la misma, aunque, en otras áreas son
casos se han observado fenómenos de resonancia entre componentes de un
circuito dado.
Es necesario entonces encontrar una manera de controlar dichos armónicos.
Como es el caso de la electrónica de potencia, si se trata de un circuito que funge
una actividad de control sobre una carga dada, es dificultoso su eliminación, se
busca entonces filtrar los armónicos. Por otro lado, si es un circuito de electrónica de
potencia que realiza una tarea inicial, como el arrancador suave, puede ser sacado
del circuito una vez que ha completado su tarea.
Tomando en consideración las complicaciones de los motores de combustión
de gasolina, se observa que la mayoría de ellos reside en su construcción compleja
de varias partes móviles, así como sistemas de bombeo de gasolina y otros, desde
problemas en el funcionamiento de las mismas, o daños por causa de desgaste. Un
motor eléctrico tiene muchas menos piezas móviles que un motor de combustión,
necesitando menos mantenimiento que sus contrapartes.
De la misma manera, el proceso de reparación del motor eléctrico es más
sencillo, ya que en la mayoría de los casos, si los devanados presentan un daño,
pueden ser rebobinados en contraste con el motor de gasolina, que como fue
explicado anteriormente, muchas partes del sistema están propensas a fallas por
desgaste mecánico, haciendo las labores de reparación más complejas y la
necesidad de producir varias piezas de repuestos.
19 Por todo lo antes expuesto, se propuso este Trabajo Especial de Grado para
construir un módulo que contemple circuitos para el arranque y el control de la
velocidad, a fin de ser aplicados en un vehículo prototipo, de escala reducida con
chasis tipo Kart, empleando un motor trifásico de tipo Jaula de Ardilla. Este proyecto
incluye el diseño y la construcción de dicho módulo de control, con el interés de que
esta implementación pueda ser extrapolada a móviles de mayor tamaño.
1.2 FORMULACIÓN DEL PROBLEMA
S
DO
A
V
R
Para cumplir con los requerimientos se formularon las siguientes interrogantes:
SE
E
R
S del motor de Inducción disponible, que
como los parámetros H
nominales
O
C el diseño del Controlador de Arranque y Velocidad?
Epara
R
deben considerarse
E
D

¿Cuáles son las características físicas del chasis del vehículo, así

¿Cómo se diseña y construye un módulo que contemple control de
Arranque y de Velocidad para impulsar un vehículo de pequeña escala?

¿Cuáles son las pruebas que deben ejecutarse para comprobar el
cabal funcionamiento del Módulo de Control de Arranque y Velocidad?
1.3 OBJETIVOS DE LA INVESTIGACIÓN
1.3.1 Objetivo General
Implementar un módulo de control de arranque y velocidad para un motor de
inducción para un vehículo tipo Kart.
1.3.2 Objetivos Específicos
 Identificar los parámetros operativos de los controladores de arranque y
velocidad que tengan la capacidad de manejar el motor de inducción disponible,
para utilizarse en un vehículo tipo Kart.
20  Diseñar un circuito para el arranque suave del motor de Inducción para un
vehículo tipo Kart con el fin de controlar la corriente de arranque del mismo.
 Diseñar el circuito variador de velocidad, para permitir el funcionamiento
óptimo del motor de inducción seleccionado.
 Diseñar un esquemático para circuito impreso que incluya todos los
componentes del módulo de control de arranque y velocidad del motor
seleccionado.
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
 Construir el módulo de control de arranque y velocidad en un circuito impreso
H
EC
R
E
D
a utilizar en un vehículo tipo Kart para el motor.
 Comprobar el cabal funcionamiento del módulo de control de arranque y
velocidad del Motor de Inducción seleccionado para el manejo del vehículo tipo
Kart.
1.4 JUSTIFICACIÓN DE LA INVESTIGACIÓN
En el punto de vista de la economía y la utilización de combustibles derivados
del petróleo, si los automóviles eléctricos comienzan a ser producidos en serie se
desliga de la dependencia del petróleo como fuente de energía para el transporte,
representando un cambio significativo. De la misma forma cesarían las emisiones de
carbono por parte de los vehículos de transporte y se controlaría a su vez la
contaminación del aire.
Desde el punto de vista de los gases de efecto invernadero, es posible que
quizás no sea una eliminación del todo de los mismos, ya que la energía eléctrica
que emplea el motor puede que no provenga de fuentes alternativas, esto quiere
decir que a pesar que el vehículo en si no emita los gases, puede que la energía
eléctrica que se ha almacenado en la batería provenga de fuentes que si lo hayan
hecho.
21 Por otro lado, si se implementan dichos vehículos eléctricos, se estaría
reduciendo la contaminación del aire de las ciudades, ya que la concentración de
gran número de vehículos en las ciudades produce el fenómeno conocido como
smog, el cual es un tipo de contaminación del aire que asemeja una neblina,
producto directamente de las emisiones de los vehículos.
Actualmente se presenta la necesidad en el país de reducir la dependencia
tecnológica del exterior, debido a la dificultad de la adquisición de divisas, las cuales
son necesarias para la importación de equipos para el control y operación de
S
DO
A
V
R
maquinaria instalada en el país. El desarrollo tecnológico del país a su vez, crea la
E
ES
R
S
soluciones a nivel nacional e internacional.
HO
C
E
DER
posibilidad de fortalecer la economía propia, pudiéndose ofrecer servicios y
También se conceden beneficios desde el punto de vista técnico ya que
demuestra la capacidad de las universidades de este país para proveer arreglos de
este tipo, pues las mismas cuentan con estudiantes y profesores aptos, para
generar prototipos comparables a los ofrecidos comercialmente. Las universidades
de otros países proporcionan teorías, diseños e ideas que en la mayoría de los
casos son adoptadas en el ámbito comercial, como la arquitectura RISC, empleada
en algunos microcontroladores.
Se propone a su vez el aporte a los estudiantes de traducir información
disponible en otros idiomas, analizada y expuesta en español con lo cual se tendrá
un material teórico-técnico de gran validez y utilidad. El sistema de control diseñado
en esta investigación queda a disposición de los estudiantes y profesores de la
Universidad Rafael Urdaneta para el uso en el Laboratorio, tanto para facilitar el
aprendizaje en los diferentes procesos de control de motores, como la eventualidad
de producir mejoras en los mismos.
Esto conlleva a la apertura de campos de investigación relacionados al
control de motores de corriente alterna mediante el empleo de circuitos electrónicos,
lo cual es parte de la tendencia actual. Los resultados sirven como referencias y
experiencias de primera mano sobre el tema, lo que posibilita demostrar el
22 desarrollo intelectual de la Universidad al contar con documentos internos sobre
temas de carácter actual.
1.5 DELIMITACIÓN DE LA INVESTIGACIÓN
El trabajo Especial de Grado tiene su delimitación como se presenta a
continuación:
1.5.1 Delimitación Espacial
S
DO
A
V
R
SE
E
R
ubicada en la “Vereda del Lago”, O
Av.S
2 “El Milagro”, Municipio Maracaibo, Edo. Zulia.
H
C
E
DER
La presente investigación se realizó en la Universidad Rafael Urdaneta,
1.5.2 Delimitación Temporal
Ésta investigación se llevó a cabo durante 10 meses, desde mayo 2010 hasta
marzo 2011.
1.5.3 Delimitación Científica
El trabajo de investigación se circunscribe en la carrera Ingeniería Eléctrica,
correspondiente a las áreas Electrónica y Potencia; particularmente en las subramas: Electrónica de Potencia, Máquinas Eléctricas y Controles Industriales.
23 CAPÍTULO II
MARCO TEÓRICO
2.1 ANTECEDENTES DE LA INVESTIGACIÓN
En esta sección se presentan los autores y sus correspondientes Trabajos
Especiales de Grado precedentes, las cuales son investigaciones seleccionadas, en
base a su relevancia y vigencia por presentar objetivos similares o que presentan un
S
DO
A
V
R
enfoque que puede ser considerado a manera de basamento y punto de partida
SE
E
R
S
En el año 2008, Jorge Luis
Terán D’Armas, realizó el trabajo especial de
O
H
C
E
grado para optarEal
D R título de Ingeniero Electricista de título: “DISEÑO Y
para la investigación actual.
CONSTRUCCIÓN DE UN PROTOTIPO DE CONTROLADOR PROPORCIONAL,
INTEGRAL, DERIVATIVO (PID) RETROALIMENTADO, BASADO EN MICROCONTROLADOR, PARA EL ARRANQUE Y FRENADO EN RAMPA DE
VELOCIDAD DE MOTORES DE INDUCCIÓN TRIFÁSICOS HASTA 5 HP, PARA
LA EMPRESA TARCON DE VENEZUELA C.A.”; en la Facultad de ingeniería de la
Universidad Rafael Urdaneta, Maracaibo, Venezuela.
Los objetivos de esta investigación se dividen en objetivo general y objetivos
específicos. El objetivo general es Diseñar y construir un prototipo de controlador
Proporcional Integral Derivativo (PID) retroalimentado, basado en micro-controlador,
para el arranque en rampa de velocidad de motores de inducción trifásicos hasta 5
HP, para la Empresa TARCON de Venezuela C.A. Los objetivos específicos son
como sigue: a) Determinar la función de transferencia del motor de inducción
trifásico de jaula de ardilla de baja potencia, de forma conceptual y experimental. b)
Diseñar el controlador Proporcional Integral Derivativo (PID) para lograr el arranque
del motor trifásico de inducción en rampa de velocidad. c) Escribir el código fuente
del algoritmo PID diseñado, para micro-controlador de la familia microchip. d)
Diseñar el circuito de potencia y el circuito digital del controlador Proporcional
Integral Derivativo (PID) retroalimentado, para el arranque en rampa de velocidad de
motores de inducción trifásicos jaula de ardilla de hasta 5 HP. e) Realizar pruebas
de
funcionamiento
del
controlador
Proporcional
Integral
Derivativo
(PID)
24 retroalimentado basado en micro-controlador, para el arranque en rampa de
velocidad de motores de inducción trifásicos de jaula de ardilla de hasta 5 HP.
Las bases teóricas están sustentadas por los textos de los autores, Ogata
(1999), Alexander & Sadiku (2002), Armstrong K. & T. Hagglund (1995). Nicolas J.
Scenna (1999) entre otros, a su vez está fundamentada en otros trabajos especiales
de grado, y de la página de recursos para los microcontroladores Microchip. En ellas
se presenta la información referente a la filosofía de sistemas de control,
fundamentos básicos de los motores de inducción y especificaciones técnicas del
microcontrolador empleado, así como la utilización de tiristores de corriente alterna
S
DO
A
V
R
(TRIAC).
SE
E
R
S de inducción a estudiar, para simular en el
bajo función de transferencia delO
motor
H
C
Ematemático
R
entorno de programación
MATLAB el resultado a emplear en un sistema
E
D
El trabajo de investigación es de tipo descriptivo y se centra en el modelado
de
control
de
tipo
Proporcional
Integral
Derivativo
(PID).
Los
valores
correspondientes a la función de transferencia modelada se obtuvieron de manera
experimental, realizando pruebas operativas al motor de inducción y mediante la
utilización del software MATLAB.
Una vez obtenidos los resultados se diseñaron circuitos de control y de fuerza
para el motor, en los cuales se emplean los convertidores analógico-digitales
integrados del microcontrolador utilizado, el cual es el Microchip PIC16F873. En el
lenguaje ensamblador propio del microcontrolador se generó un programa en
función de los requerimientos prácticos. La implementación del trabajo se llevo a
cabo a partir de la filosofía de los sistemas de control, al subdividir el sistema en
circuitos de fuerza y de control.
Los resultados de esta investigación fueron analizados en función del error
del sistema de control en el tiempo, mediante las pruebas realizadas anteriormente
se obtuvo el circuito equivalente del motor de inducción y sus correspondientes
curvas de par, y la implantación del controlador una vez depurados el código
ensamblador produjo una curva de comportamiento de rampa lineal de velocidad
contra el tiempo, presentando un pequeño amortiguamiento en el intervalo antes de
llegar a la velocidad nominal. Esta respuesta es considerada como satisfactoria por
el investigador.
Las conclusiones de este trabajo de investigación consisten en la
consideración del circuito construido como compacto, versátil, de amplia gama de
25 operación y económico. Considera la posibilidad de aumentar la capacidad del
circuito con pocas modificaciones en respecto a los componentes involucrados en el
circuito de fuerza, y la posibilidad de utilizar una única unidad para controlar el
arranque de varios motores mediante selectores en base a un sistema de bypass,
término presentado por el investigador.
El investigador presenta en las conclusiones la limitante de que no se puede
emplear dicho circuito de arranque para motores con conexión delta, debido a la
disposición de los TRIAC dentro del circuito. A su vez si se emplean motores con
conexión delta abierta o delta con toma central a tierra deben tener los neutros
S
DO
A
V
R
aislados para evitar corrientes circulantes que dañen los equipos.
SE
E
R
S porque no cumple con los requerimientos y
se descarta como una versión comercial
O
H
ECDicho producto obtenido sin embargo, sirve como
R
aprobaciones necesarias.
E
D
El producto de ésta investigación se considera como un prototipo de prueba y
prototipo de prueba base para la realización de otros circuitos de control para
motores de inducción.
El aporte de dicha investigación a este trabajo especial de grado consiste en
proporcionar bases para la selección de componentes electrónicos de tipo tiristores
para el control del arranque de motores. La idea del autor de emplear tiristores de
corriente alterna en lugar de tiristores SCR convencionales para el control
representa un conocimiento valioso para la aplicación actual del módulo a construir,
ya que representa una simplificación en el diseño, ya que el SCR es unidireccional y
para lograr un control de disparo bidireccional efectivo en corriente alterna es
necesario dos de ellos.
Conservar el diseño original de dos SCR, conlleva a más complicaciones al
momento del diseño y tener una mayor predisposición a fallas operativas. Una
contribución adicional del autor consiste en
las hojas de datos técnicas en los
anexos, a partir de las cuales se pueden extraer información sobre cuáles son los
tipos de componentes eléctricos aptos para manejar cargas inductivas como
motores de inducción y a la vez permiten ubicar sustitutos, una vez conocido el
comportamiento de los mismos.
El enfoque de utilizar relevadores para desconectar del motor los tiristores
una vez completado el arranque sirve de orientación para evitar pérdidas en el
motor así como minimizar los armónicos lo más posible, representa una solución
práctica al problema de control de armónicos respecto al circuito arrancador suave,
26 la cual puede ser adaptada dentro de los diseños del presente Trabajo Especial de
Grado.
Por otro lado en el año 2005, Cristian Marcelo Elgueta Díaz, realizó el trabajo
especial para optar a título de Magíster en Ciencias de la Ingeniería, con el título:
“APLICACIÓN
DE
UN
INVERSOR
MULTINIVEL
COMO
VARIADOR
DE
FRECUENCIA DE UN MOTOR DE INDUCCIÓN TRIFÁSICO”; en el Departamento
de Ingeniería Eléctrica de la Pontificia Universidad Católica de Chile, Santiago de
Chile.
El objetivo de la tesis realizada es analizar el comportamiento de un inversor
S
DO
A
V
R
multinivel cuando es utilizado en todo su rango de frecuencias en el control de
SE
E
R
Sde un sistema de control de velocidad en un
referentes al diseño e implementación
O
H
EC
R
motor de inducciónE
trifásico
utilizando un inversor multinivel.
D
motores. El trabajo especial es de tipo descriptivo, el trabajo abarca diversos temas
En este trabajo se enfoca el control de velocidad mediante la variación
escalar Volts/Hertz, la utilización de un inversor de 81 niveles el cual consta de
varios puentes “H” y fuentes de tensión DC. De la misma forma el control se lleva a
cabo mediante un microprocesador, en este caso el código fuente ensamblador fue
diseñado para ser utilizado en DSP.
Como se puede observar, este trabajo es de mayor nivel al de un trabajo
especial de grado para optar a un título de ingeniero, por ello los circuitos diseñados
y empleados son de mayor complejidad y presentan un mayor detalle con respecto
a los utilizados a un nivel mas básico, desde el punto de vista de sensores
empleados y la lógica de control utilizada.
De la misma forma, como contribución para el actual trabajo especial de
grado se tiene el fundamento de utilización de un inversor en base a DSP, el cual
también es un circuito integrado del fabricante Microchip, para un controlador de
velocidad, permitiendo una guía de cómo lograr la generación de ondas sinusoidales
aptas para alimentar un motor de inducción, así como un enfoque posible para la
aplicación en el variador de velocidad de este Trabajo Especial de Grado.
Otra investigación precedente es la de Jorge Fernando Lagos Núñez,
Examen de Titulo, VARIADOR DE FRECUENCIA. En el plan de estudio de
Electrónica Industrial de la Universidad Tecnológica de Chile INACAP. En esta,
aborda el tema del variador de frecuencia mediante otro punto de vista a la
27 investigación descrita anteriormente, emplea inversores a base de IGBT en lugar de
generar ondas PWM.
Las bases teóricas están fundamentadas en documentos técnicos de la
International Rectifier, y hojas de datos técnicos de los componentes electrónicos
utilizados. El tipo de investigación es explicativa, de carácter experimental. El
investigador proporciona información teórica sobre el funcionamiento de un circuito
variador de frecuencia y sus diferentes etapas y se presentan cálculos relacionados
con los comportamientos de frecuencia deseados.
Los resultados de la investigación corresponden con la generación de una
S
DO
A
V
R
fuente de potencia trifásica de frecuencia variable la cual es controlada mediante la
SE
E
R
Sde simulaciones y los esquemáticos eléctricos
datos teóricos y resultados obtenidos
O
H
EC
R
completos del circuito
diseñado.
E
D
activación de IGBT que generan los pulsos reflejados en la carga. Presenta los
Las conclusiones presentadas expresan la posibilidad de aumentar la
capacidad del circuito al mejorar la alimentación del mismo respecto a amperaje,
plantea la opción de emplear potenciómetros en lugar de las resistencias fijas para
tener un mayor control sobre las frecuencias de operación. Otras conclusiones
residen sobre la optimización respecto a su tamaño y peso, cambiando los métodos
de alimentación de los circuitos de control, eliminando la necesidad de un neutro
para la alimentación de los mismos.
Sin embargo, en líneas generales el autor refiere su diseño como
conveniente, presenta la limitante del costo dependiendo de la potencia que se
desea manejar, a su vez, si no se puede encontrar el componente electrónico IGBT
o las corrientes nominales de estos son muy superiores a la que maneja la
circuitería en general, el autor afirma que se pueden reemplazar sin problema por
transistores tipo MOSFETS.
El aporte de esta investigación consiste en el modelado matemático de la
señal sinusoidal que se empleara para alimentar el motor. Esta debe ser estudiada y
adaptada para los requerimientos del módulo de control de arranque y velocidad del
presente trabajo especial de grado. De la misma manera, debido a la dificultad de la
adquisición de IGBT su recomendación de uso de transistores MOSFET, es
pertinente en el diseño del circuito.
Las ideas de simplificación del circuito de control y fuerza, las opciones de
alimentación y las posibilidades de incrementar la potencia que pueden entregar los
28 circuitos son revisadas y tomadas en cuenta a la hora del diseño del módulo de
control de arranque, ya que este debe ser lo más compacto posible debido a que
forma parte de la carga mecánica del vehículo.
2.2 FUNDAMENTOS TEÓRICOS
En este apartado se desarrolla una serie de definiciones y conceptos
relacionados al circuito de control, partiendo de la definición de los sistemas de
control, sus aplicaciones definidas como controles de arranque y velocidad, el motor
S
DO
A
V
R
de inducción, su circuito equivalente, parámetros característicos y componentes
E
ES
R
S
O
electrónicos como Microcontroladores y otros, que forman parte del módulo de
control.
H
EC
R
E
D
Entre la bibliografía consultada se encuentran los siguientes textos, para la
teoría de motores de corriente alterna el texto de CHAPMAN, Stephen. Maquinas
Eléctricas (2005), sobre lo referente a los componentes electrónicos los textos de
MALONEY, Timothy. Electrónica Industrial Moderna (2006) y BOYLESTAD,
Electrónica: Teoría de Circuitos y Dispositivos Electrónicos (2003). Para las
nociones de operación de los Drives de Motores AC se consulto el texto de MOHAN,
NED. Electric Drives An Integrative Approach (2001).
Sobre información de Microcontroladores se consultaron las hojas de datos
técnicos del microcontrolador y el manual de referencia general de Microchip para la
familia de gama media, disponibles en la página http://www.microchip.com. Sobre
algunos detalles de implementación y el diseño de la aplicación se consulto el texto
ANGULO, José M. Microcontroladores PIC, Diseño practico de aplicaciones
(2007).
2.2.1 Sistemas de Control
Los sistemas de control son interconexiones de componentes eléctricos y
electrónicos que tienen la propiedad de regular una variable a partir de una señal de
entrada que es introducida en el proceso a controlar y a la respuesta obtenida se
muestrea una porción de la misma para realizar una comparación con respecto a
parámetros establecidos. Si el control detecta un error, el sistema procede a realizar
una regulación para normalizar la variable dada dentro de los límites, esto puede
29 ocurrir de manera constante, periódicamente, o únicamente cuando se produzca un
desbalance en el proceso.
Los sistemas de control han permitido grandes avances en la ingeniería y la
ciencia, ya que ellos forman parte importante en procesos como sistemas de
fabricación automatizada, en la construcción de automóviles, circuitos impresos,
microprocesadores y otros. De la misma forma, aparte de automatizar procesos,
permiten la estabilización de procesos en los cuales normalmente serian inestables,
como es el caso de los sistemas de control para los transbordadores espaciales y
los helicópteros.
S
DO
A
V
R
A su vez, los sistemas de control forman parte del desarrollo del campo de la
SE
E
R
S a Microcontroladores y otros dispositivos
disponibles de implementación en
base
O
H
ECconllevando a una variante de los sistemas de control
R
electrónicos programables,
E
D
robótica, mediante la combinación de las teorías de control junto con las técnicas
conocidos como los sistemas de control discretos, ya que emplean componentes
digitales para el control.
En un sistema de control, hay factores influyentes para su operación. El valor
escalar, o la condición que se desea graduar y controlar en el diseño del circuito de
control se conoce como variable controlada, como su nombre lo indica involucra el
constante monitoreo por parte del circuito de control. En contraste, existe una
segunda variable, conocida como la variable manipulada, sobre la cual se ejercen
acciones para producir correcciones o limitaciones sobre la variable controlada, en
ésta, se puede actuar directamente.
Estos cuentan con comparadores para cotejar si el valor leído de la variable
controlada se encuentra dentro de los parámetros establecidos para la misma. Los
comparadores a su vez emplean otro circuito o sistema sensible a la variable que se
desea controlar, al cual se denomina sensor. Existen diversas técnicas para aplicar
un control a un proceso, su mayor clasificación consiste en el método clásico para
los sistemas de control y el método de control moderno.
En el primero se obtienen buenas respuestas para procesos sencillos pero
algunas veces tiene oscilaciones y errores de estado estable que son mejoradas en
el segundo enfoque principal de los sistemas de control, el cual es conocido como
control moderno, donde se emplean modelos matemáticos más detallados que
permiten el desarrollo de sistemas más complejos que tienen aplicaciones en la
industria actual y a la vez pueden llegar a satisfacer otros estándares rigurosos.
30 Como se menciona anteriormente, la teoría de controles se fundamenta en
los modelados matemáticos del proceso a controlar. Estos modelos son
transformados desde el dominio del tiempo a otros dominios matemáticos, por lo
general las funciones de transferencia son transformadas al dominio de la
frecuencia, en el dominio s de la Transformada de Laplace.
2.2.2 Tipos de Sistemas de Control
Los sistemas de control se pueden clasificar de varias maneras, pueden ser
S
DO
A
V
R
invariantes en el tiempo o variantes en el tiempo, los sistemas dinámicos por lo
SE
E
R
diferenciales lineales invariantes O
en S
el tiempo (de coeficientes constantes) a partir
H
C
REmodelar una función de transferencia que describe la
de los cuales se E
D puede
general de tipo invariantes en el tiempo se describen mediante ecuaciones
naturaleza del proceso en sí y a su vez dar una respuesta ante un impulso.
Los sistemas de control variantes en el tiempo son aquellos cuyos
coeficientes de las ecuaciones diferenciales que los describen son funciones en el
tiempo, un ejemplo es el sistema de control de un transbordador espacial, el cual es
un sistema de control variante en el tiempo ya que la masa de una nave espacial
cambia debido al consumo de combustible y una vez que se llega a gravedad cero
no se tiene la misma percepción de la masa con respecto a la gravedad.
También se pueden clasificar bajo la retroalimentación. Un sistema de control
a lazo cerrado presenta una muestra de la señal de salida que se utiliza para
cotejarla con respecto a otra referencia, el error obtenido en este caso se emplea
para efectuar las acciones de control, un sistema de control a lazo cerrado presenta
como características la capacidad de controlar procesos que son inestables a lazo
abierto y en algunos casos producir una respuesta más rápida que a lazo abierto.
Figura 2.1 Sistema de Control Retroalimentado.
Fuente: Ogata (2003).
31 Por otro lado un sistema de control a lazo abierto es aquel en el cual la salida
no forma parte de las acciones de control y solo proporciona un control a una
variable, más no ofrece control sobre el efecto que tiene dicha variable. En otras
palabras, es un sistema que por lo general se deja a un operador el control de la
variable, tal es el caso de controladores de velocidad, dependiendo del proceso, de
la inyección de gasolina o de la frecuencia de alimentación.
Dentro de los sistemas de control a lazo cerrado se encuentran los métodos
de control, dependiendo del nivel de complejidad y de la calidad de estabilización se
pueden clasificar en los tipos siguientes: Control Proporcional (P), Control
S
DO
A
V
R
Proporcional Integral (PI), Control Proporcional Derivativo (PD) y Control
SE
E
R
Un control proporcional esOelSmétodo de control al cual únicamente se le
H
C
E
R
realiza una amplificación
a
la
señal
de error obtenida para poder activar un actuador
DE
Proporcional Integral Derivativo (PID).
que efectué la corrección necesaria. Esta estrategia de control se emplea en la
mayoría de los casos en sistemas estables a lazo cerrado donde solo se necesita
aumentar la amplitud de la respuesta.
Figura 2.2 Esquema de un Control Proporcional.
Fuente: Ogata (2003).
Como se puede observar en la figura 2.4, el control proporcional está
representado por una ganancia Kp, la cual representa un valor de ganancia para un
amplificador, el cual puede ser en la práctica a base de circuitos integrados LM741,
que corresponden con los amplificadores operacionales. Los sistemas de control a
lazo cerrado tienen un menor tiempo de respuesta sin embargo en algunos casos la
respuesta es de menor amplitud, por lo que se aplica el control proporcional.
En los casos que el control proporcional no es suficiente, dado que la
respuesta genera un error en estado estable muy pronunciado, se puede
implementar el segundo tipo de control, el cual es el control Proporcional Integral
(PI). El control PI incrementa el tipo de sistema por uno, es decir mejora el error de
32 estado estable en uno por que añade un cero en la función de transferencia de la
trayectoria directa y un polo a la misma. Esto origina que el orden del sistema se
incrementa en uno y el error en estado estable del sistema original se mejora en un
orden, si el error en estado estable a una entrada dada es constante, el control PI
reduce este error a cero.
A su vez, el tipo de control Proporcional Derivativo (PD), tiene como
características emplear un valor de ganancia derivativa que incrementa el
sobrepaso máximo y el tiempo de estabilización en forma sustancial. Si dicha
ganancia se incrementa en forma indefinida, se produce la reducción del
S
DO
A
V
R
amortiguamiento generando que la respuesta sea oscilatoria, sin embargo una
E
ES
R
S
O
buena selección puede originar el tiempo de respuesta más rápido que el control
H
EC
R
E
D
proporcional y que el control PI.
Un tipo de control que en líneas generales es el más empleado es el control
PID, el cual básicamente utiliza las principales características de los tipos de
sistema de control PD y PI, lo que en líneas generales si se selecciona
adecuadamente puede incrementar el amortiguamiento del sistema, disminuir el
error de estado estable y producir un tiempo de estabilización intermedio. La
comparación entre ellos se pueden observar en la figura 2.3
Sin embargo, este método a su vez asocia una complejidad de cálculo
relativamente superior a sus contrapartes, ya que se toman en cuenta más factores,
pero dicho control PID puede ser obtenido de manera iterativa con el empleo de un
software matemático como el caso de Mathworks MATLAB.
Figura 2.3 Curvas de Estabilización para un proceso aplicando Control PD, PI y PID
Fuente: KUO, (1996).
33 2.2.3 Controles Industriales
Se considera una sub-rama de los sistemas de control en la cual la mayor
parte de los sistemas de control son de lógica ON/OFF con el objetivo principal de
ofrecer un control sobre motores y a la vez el uso de lógica combinacional, mediante
el empleo de equipos electromecánicos como relés y contactores, y dependiendo de
las aplicaciones Microcontroladores o dispositivos lógicos programables PLC.
En ésta el comportamiento del motor viene dado por las combinaciones
lógicas construidas, por ejemplo la manera en que el motor arranca, puede ser de
S
DO
A
V
R
manera directa, simplemente conectando las líneas de la fuente de potencia con los
SE
E
R
S resistor fragmentado que es gradualmente
al conectar el motor a través de
un
O
H
EC
R
retirado.
E
D
terminales del motor con contactores, o el arranque gradual escalonado del mismo
Los circuitos de control del tipo industrial para motores por lo general se
centran en tres actividades: el arranque, inversión de giro y frenado dinámico, para
los cuales se efectúan cálculos correspondientes con corriente de arranque, tiempo
de arranque para el arranque de manera de considerar la utilización de métodos
para controlar dicha corriente.
Los diferentes métodos para ello varían en complejidad y en costo, por
ejemplo, para lograr arranques de los motores se tiene la alternativa sencilla y
tradicional de arrancadores directos o el uso de resistencias limitadoras con sus
contactores y relés temporizados respectivos, o una nueva alternativa de electrónica
de potencia, el arrancador suave, que a medida que avanzan el desarrollo de su
campo, se hacen más prácticos y económicos.
Figura 2.4 Arrancadores Suaves PSR Marca ABB.
Fuente: ABB (Fabricante) http://www.ve.abb.com/.
34 Hoy en día, como puede observarse con la nueva gama de arrancadores
suaves, entre ellos la serie PSR, que el número de piezas necesarias para lograr el
trabajo se ha reducido, ya no se necesitan tantos componentes adicionales al motor
como las resistencias y los relés temporizadores, todo lo que se necesita se
encuentra dentro de un solo equipo el cual puede ser montado sobre el propio
motor.
Lo mismo ocurre con otras aplicaciones en los controles industriales, si se
desea invertir el giro, en el caso de los motores de corriente alterna, era suficiente
con emplear contactores de transferencia que invierten dos fases para cambiar de
S
DO
A
V
R
secuencia positiva a secuencia negativa, lo cual puede ser realizado hoy en día de
SE
E
R
S
velocidad al variar la frecuencia de
alimentación.
O
H
EC para el trabajo
R
Los trabajos
seleccionados
E
D
manera electrónica dentro del mismo equipo electrónico que efectúa el cambio de
especial de grado vienen en
función de las nuevas tendencias en las maniobras de controles industriales, para el
arranque del motor se dispone a trabajar con el arrancador suave y para el control
de velocidad con el variador de frecuencia. La teoría de ambos será discutida con
mayor detalle en los apartados siguientes.
2.2.4 Motor de Inducción
El motor de Inducción es la máquina eléctrica elegida para realizar el trabajo
de investigación, debido a su condición de robustez, bajo número de piezas móviles
y la capacidad de arrancar bajo carga. Como máquina eléctrica rotativa está
compuesta por dos partes fundamentales, un estator que corresponde con la parte
inmóvil que le da soporte mecánico y una parte rotativa conocida como rotor.
Dentro del estator se sitúan devanados por los cuales se hace fluir corriente
que generan campos magnéticos, los cuales se inducen en las barras paralelas en
cortocircuito del rotor, la reacción de ambos campos magnéticos genera un par en
el eje del motor, al mismo tiempo que se produce movimiento. El resultado final del
motor es que transforma potencia eléctrica en potencia mecánica que se puede
aprovechar en el rotor.
35 Figura 2.5 Motores de Inducción Trifásicos.
Fuente: SIEMENS (Fabricante).
S
DO
A
V
R
El nombre de máquinas asíncronas se le atribuye al fenómeno característico
E
en que la velocidad de giro del rotor no es la velocidad de sincronismo del estator
ES
R
S
O
producida por la frecuencia de la red. Dicha diferencia de velocidades es a partir de
CH
E
R
DsiEla velocidad de giro del rotor se igualase a la velocidad del
asegura de que
la cual se produce el movimiento, incluso, autores como Stephen Chapman,
estator, no se produciría par en el rotor y este perdería velocidad hasta que se
produzca de nuevo una diferencia de velocidades.
La importancia de los motores de inducción se debe a su construcción simple
y robusta, ya que mecánicamente solo comprende el estator y el rotor, aparte de
componentes adicionales como rodamientos, caja de bornes, y otros, pero en líneas
generales se mantiene el diseño simple y practico. A su vez, estos motores
requieren de un mínimo mantenimiento, y pueden ser reparados en la mayoría de
los casos, porque pueden ser rebobinados si el devanado del estator falla por
cortocircuito, o si se produce un circuito abierto en una de las bobinas.
El motor seleccionado para el trabajo en esta investigación, aparte de ser del
tipo inducción, emplea un rotor de tipo Jaula de Ardilla, el cual consiste en un
conjunto de barras conductoras ubicadas en ranuras paralelas en el rotor, las cuales
a su vez están cortocircuitadas unas a otras en los extremos mediante anillos de
cortocircuito. Su comportamiento de velocidad de sincronismo según Chapman
(2005), viene dado por la relación 2.1:
120
. 2.1
36 La característica principal del motor de inducción es el deslizamiento,
denominado a su vez s. El voltaje inducido en el rotor depende de la velocidad del
mismo en relación con el campo magnético, como el motor funciona bajo el principio
de inducción, en el rotor hay una tensión y frecuencia distinta a la de la red. Por ello,
existe el deslizamiento, que representa la diferencia entre la velocidad de
sincronismo del estator con respecto a la velocidad del rotor en un momento dado.
Aparte del deslizamiento existen otros datos que pueden ser determinados
mediante
pruebas
experimentales,
que
sirven
de
información
sobre
las
características técnicas y de operación del mismo. Entre esos parámetros se
S
DO
A
V
R
pueden encontrar, las pérdidas en vacio, las pérdidas en carga, par máximo, curva
SE
E
R
S libre y en rotor bloqueado, pero pueden
se encuentran los ensayos en O
rotor
H
EC
R
realizarse a su vez
pruebas adicionales como la detección de vibraciones en el
E
D
de característica de par-velocidad y otros. Entre las pruebas que se pueden realizar
estator y la prueba de temperatura.
El método de llevar a cabo las pruebas de rotor bloqueado y de rotor libre es
análogo al procedimiento de las pruebas que se realizan a los transformadores, las
cuales son el ensayo de corto y vacio, que permiten identificar las ramas de
excitación y pérdidas del núcleo. Con respecto al motor, a partir de los resultados
arrojados de dichas pruebas se puede construir un circuito equivalente, y a partir del
cual se puede obtener la grafica representativa de la proporcionalidad de parvelocidad del mismo.
Según la construcción del mismo, se pueden obtener dos métodos para el
control de velocidad, el método de variación de polos necesita en sus terminales
varios puntos de los devanados, para realizar las interconexiones que permiten
producir cambios en la velocidad, lo que en la actualidad por lo general no se
produce, únicamente bajo propósito definido y por encargo. En la actualidad para los
motores de inducción como estándar se cuenta con variadores de frecuencia, los
que permiten hacer cambios en la velocidad de giro del rotor con carácter gradual, a
diferencia del método anterior.
El método de variación de frecuencia para el control de la velocidad ofrece
una gama de valores de revoluciones por minuto que el método de la conmutación
Dahlander no podía proporcionar. Esto conllevó al reemplazo por esta nueva
filosofía. Cuenta con un circuito electrónico de control que proporciona los valores
de frecuencia y a la vez una señal de alimentación de potencia.
37 Para el arranque del motor de inducción son varios, entre ellos resistencias y
reactancias en serie con el estator para arrancar a media tensión, arranque por
autotransformador, la conmutación estrella-delta, los cuales corresponden con los
métodos tradicionales de controles industriales, que requieren de gran número de
componentes, no solamente de la resistencia o reactancia en sí sino también de un
circuito lógico combinacional que produzca las conmutaciones.
El otro método, ofrece un control más gradual que sus contrapartes, dado
que
es
construido
con
componentes
de
electrónica
de
potencia,
y
microcontroladores o microprocesadores dedicados a dichas tareas. Como se
S
DO
A
V
R
cuenta con un microcontrolador integrado, se requiere de menos componentes
E
ES
R
S
O
separados y puede incluir contactores para desconectarse a sí mismo una vez que
H
EC
R
E
D
ha completado el trabajo.
Se deduce entonces que los métodos de mejores resultados para producir el
arranque y control de velocidad, que es el objeto de este trabajo de investigación de
grado, son el arrancador suave y el variador de frecuencia, a su vez ambos emplean
circuitos electrónicos, representando las técnicas de control más recientes eficientes
respecto a los resultados que se obtienen con las otras alternativas tradicionales
estudiadas.
2.2.5 Parámetros Operativos del Motor de Inducción
Por lo general los fabricantes proporcionan placas características para los
motores en las cuales presentan una serie de valores operativos en condiciones
normales, obtenidos en pruebas realizadas dentro de sus instalaciones. Estos sirven
de indicador muy importante al momento de poner en servicio el equipo, o de
repararlo. En dichas placas es común presentar Tensión de Alimentación, Corriente
Nominal, Potencia Nominal y otros datos como Velocidad Angular.
2.2.5.1 Potencia Nominal
El parámetro de la potencia nominal es representativo de la energía total que
puede manejar el motor en condiciones nominales. Como se sabe, el motor eléctrico
convierte potencia eléctrica en mecánica, por lo que en su mayoría las placas
características expresan la unidad de potencia en caballos de fuerza, (HP). Según
38 Chapman (2003) en su texto, la relación de conversión entre los caballos de fuerza
(HP) y la unidad de potencia eléctrica Watt (W), es la siguiente,
1
746
. 2.2
A partir de la cual se pueden hacer estimaciones de potencia mecánica
respecto a la potencia eléctrica, la utilización de dicha conversión permite la
simplificación con respecto a relacionar las magnitudes de tensión y de corriente en
la alimentación del motor para los efectos de cálculos, bien sea de capacidad para
S
DO
A
V
R
calcular los conductores u otros elementos relacionados con su suministro de
SE
E
R
S
Según la Norma UNEH
EN
60034-1:2005,
referente a máquinas eléctricas
O
C
E
rotativas, se señala
DEelRtérmino potencia asignada, el cual corresponde con un valor
potencia.
numérico de la potencia en las características asignadas. Se atribuye al fabricante
las magnitudes asignadas según el tipo de servicio, y suele ser el correspondiente
con el tipo continuo máximo basado en el servicio continuo.
La potencia asignada entonces, es un valor que señala libremente el
fabricante en función de la clase de servicio a que se destine la máquina sin que se
produzcan calentamientos inadmisibles para la vida de los aislantes. De forma más
específica, en el epígrafe 8 de la Norma UNE EN 60034-1:2005, se define la
potencia asignada para los motores como la potencia mecánica disponible en el eje.
2.2.5.2 Corriente de Arranque
El arranque es el proceso de poner en marcha una maquina, en este caso de
una máquina eléctrica. En un motor de inducción, para poderlo llevar a cabo, se
debe producir la suficiente corriente que cree un campo magnético suficiente para
que produzca un par igual o superior al par de arranque o el par resistente de la
carga conectada.
Por lo general el proceso de arranque involucra corrientes altas, si se analiza
desde el punto de vista del circuito equivalente, la corriente es la más baja debido a
que en el rotor la resistencia es baja por presentar un deslizamiento es unitario. De
la misma forma, si el motor no ha sido energizado en cierto tiempo, puede ser que
39 no se cuenten con flujos magnéticos remanentes, haciendo necesario un mayor
trabajo eléctrico para producir los campos magnéticos.
Según Chapman (2005), la corriente de arranque de un motor de jaula se
puede determinar teóricamente mediante el conocimiento de la letra código del
motor. Este valor es importante conocerlo ya que las corrientes muy altas
producidas durante el arranque pueden ocasionar caídas de tensión en el sistema
de potencia que son inaceptables por normativas. En general, se puede determinar
la corriente de arranque con la letra código de la siguiente manera:
H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
√3
S
DO
A
V
R
. 2.3
ó
Los factores de la letra código son proporcionados por la bibliografía citada.
De ser necesario, es posible reducir la corriente de arranque mediante un circuito de
arranque, sin embargo esto afecta directamente el comportamiento del par de
arranque del motor, ya que también se ve disminuido pero se prefiere limitar las
altas corrientes ya que pueden dañar los aislamientos de los devanados.
2.2.5.3 Tensión Nominal
La tensión nominal es la tensión asignada para la operación del motor, es un
parámetro seleccionado por el fabricante según la utilización de la maquina rotativa,
dependiendo de los estándares y normas de niveles de tensión para motores de
mayor tamaño, considerando la relación de que a mayor tensión se requiere una
menor corriente, pero se necesita de un mejor aislante.
Como la potencia nominal asignada, este valor debe ser presentado en una
placa de características. El valor de la tensión nominal es un poco más flexible para
poder producir la operación correcta del motor, ya que es admisible un pequeño
porcentaje de variación, tanto superior como inferior. La diferencia se refleja en la
magnitud de la corriente.
40 2.2.5.4 Torque Máximo
El par máximo se produce cuando en el entrehierro se presenta la máxima
potencia, desde el análisis del circuito equivalente del motor de inducción cuando la
potencia que se disipa en el resistor R2/s es la máxima, mediante el análisis del
circuito equivalente de Thévenin y el teorema de Máxima Transferencia de Potencia
se desarrollan ecuaciones para determinar el torque máximo y la condición de
deslizamiento en el cual se produce el torque máximo.
A partir de las aproximaciones presentadas por Chapman (2005), se presenta
S
DO
A
V
R
el cálculo formalizado para el Deslizamiento en el cual ocurre el Torque Máximo, los
SE
E
R
SEl Voltaje, la Impedancia de Thévenin y los
obtenido de las pruebas al motor.
O
H
ECse pueden obtener directamente con las siguientes
R
parámetros antes E
citados,
D
cuales
se obtienen a partir parámetros de Thévenin, del circuito equivalente
ecuaciones desarrolladas.
. 2.4
. 2.5
. 2.6
á
3
2
. 2.7
El torque máximo sirve de indicador a su vez para cotejar la aptitud de un
motor respecto a su carga mecánica, ya que el torque involucra una unidad de
Newton, que asocia las unidades de masa y aceleración, la curva de par velocidad
de un motor de inducción a su vez permite analizar el par de arranque y la
41 consecuente carga mecánica inicial, de no ser el par de arranque superior a la carga
mecánica inicial es necesario reducir la carga o ubicar un motor de mayor
capacidad. (Ver Figura 2.6)
H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
Figura 2.6 Curva típica de Par-Velocidad de un Motor de Inducción.
Fuente: Chapman, (2005)
2.2.6 Pruebas del Motor de Inducción
El circuito equivalente del Motor de Inducción es muy útil para analizar la
respuesta del mismo ante el cambio de carga, así como realizar una representación
de la curva par-velocidad, a partir de los valores de los elementos que participan en
el circuito equivalente. Para poder obtener los parámetros del circuito equivalente se
realizan pruebas análogas a las que se realizan en los transformadores, en este
caso se efectúa la Prueba de Vacío y la Prueba de Rotor Bloqueado.
2.2.6.1 Prueba de Vacío
La prueba en vacío de un motor de inducción se realiza con el rotor libre de
cualquier carga mecánica. La única carga en el rotor son las pérdidas por fricción,
por lo que es posible cuantificarse. Según Chapman (2005) En este motor, en
condiciones de vacío, la potencia de entrada medida por los vatímetros debe ser
42 igual a las pérdidas en el motor. Las pérdidas en el cobre del rotor son
despreciables porque la corriente I2 es extremadamente pequeña por lo que se
puede despreciar.
La conexión del motor para la prueba es la que se muestra en la figura 2.7
Para los efectos de la prueba, debe tomarse nota de la tensión de línea presente, la
corriente de línea y la potencia medida mediante los dos vatímetros. Esta prueba
permite medir las pérdidas rotacionales del motor y muestra el comportamiento de la
corriente de magnetización,
H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
Figura 2.7 Prueba de Vacío en un Motor de Inducción.
Fuente: Chapman, (2005)
2.2.6.2 Prueba de Rotor Bloqueado
La prueba de rotor bloqueado corresponde con la prueba de cortocircuito del
transformador. En esta prueba se bloquea o enclava el rotor para que no pueda
girar, se aplica un voltaje al motor y se mide el valor de la corriente y potencia
resultantes. Se muestra la conexión en la figura 2.8. Para llevar a cabo la prueba,
se aplica un valor de tensión de corriente alterna y se ajusta el flujo de corriente
para que se aproxime al valor de plena carga.
De acuerdo con Chapman (2005) Puesto que el rotor no se mueve, el
deslizamiento s=1 y por tanto la resistencia de rotor es un valor bastante pequeño.
Dado que dichos valores son tan pequeños, casi toda la corriente de entrada fluye a
través de ellos, al contrario de la prueba anterior. Resultando en un circuito de
prueba como una combinación de elementos serie.
43 .
Figura 2.8 Prueba de Rotor Bloqueado de un Motor de Inducción.
E
ES
R
S
O
2.2.6.3 Determinación del Circuito Equivalente
S
DO
A
V
R
Fuente: Chapman, (2005)
CH
E
R
E
El circuitoD
equivalente final según Chapman (2005), se obtiene mediante una
serie de cálculos con los datos obtenidos del motor de inducción. En dicho circuito,
se representa el comportamiento del mismo, desde la conversión de potencia con
un elemento representativo de las pérdidas, el comportamiento de la resistencia
rotórica con respecto al deslizamiento y las reactancias equivalentes. Los cálculos
para obtener el circuito equivalente se resumen en las ecuaciones siguientes.
De la medición de la resistencia de los devanados, se obtiene R1
De la prueba en vacío,
√3
|
. 2.8
|
. 2.9
Las pérdidas en el cobre del estator son,
3
. 2.10
44 Por lo tanto las pérdidas rotacionales del motor son,
. 2.11
De la prueba de rotor bloqueado,
|
|
. 2.12
√3
El ángulo de la impedancia es,
E
ES
R
S
O
H
EC
R
E
D
S
DO
A
V
R
√3
. 2.13
Por lo tanto,
|
|
cos
. 2.14
|
|
sen
. 2.15
Dependiendo del diseño del rotor, existen variaciones entre los valores de las
reactancias X1 y X2 debido a los distintos diseños de ranuras para las jaulas del
rotor, como ejemplo para calcular la distribución entre las reactancias, en un motor
clase NEMA A las reactancias X1 y X2 se distribuyen equitativamente. Para otros
tipos de diseños el autor Stephen Chapman (2005) presenta la tabla 2.1 con reglas
prácticas para dividir la reactancia del circuito del estator y el rotor.
45 T
Tabla
2.1 Reglas Práctticas para la
a distribució
ón de X1 y X2.
H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
Fuente
e: Chapman, (2005).
(
A partir de
d estos resultadoss es posib
ble constrruir el mo
odelo del circuito
equivalente simp
plificado que
q
se presenta en
e la bibliiografía ciitada. El circuito
m
de inducción consideran
ndo la ram
ma serie co
orrespondiente al
equivalente del motor
estatorr, las pérdid
das que se
e asocian al
a motor y la rama se
erie correspondiente al rotor
se mue
estra en la Figura 2.9
9.
Figu
ura 2.9 Circcuito Equiva
alente por fa
ase del Motor de Induccción.
Fuente
e: Chapman, (2005).
(
2.2.7 El
E Arranca
ador Suave
e
El arranqu
ue suave es
e un méto
odo que em
mplea com
mponentes electrónico
os para
realizar un conttrol gradua
al en la co
orriente, tensión y po
or ende la potencia que es
entrega
ada al mo
otor. Por lo general se empllean tiristo
ores del tiipo SCR en anti
46 paralelo que permite que ambos conduzcan por medio ciclo cada uno pero que
entre ambos controlen el ángulo de disparo.
Según Mohan, (2001), el circuito de la figura 2.10 se puede emplear para
reducir los voltajes de arranque y por ello reducir las corrientes de arranque, las
formas de onda del arranque se presentan en la figura 2.10. Si el par desarrollado a
tensión reducida es suficiente para vencer el par resistente de la carga, el motor
acelera, y por ello el deslizamiento disminuye y las corrientes del motor disminuyen.
E
ES
R
S
O
H
EC
R
E
D
S
DO
A
V
R
Figura 2.10 Circuito de Arranque Suave Con Tiristores SCR y Formas de Onda de Salida.
Fuente: Mohan, (2001).
Durante
el
estado
estable
de
operación,
cada
tiristor
puede
ser
cortocircuitado o hecho un bypass por contactores mecánicos para reducir las
pérdidas por efecto joule, ya que en sus uniones semiconductoras se presentan
caídas de tensión de 1-2 Voltios, dichas caídas de tensión a su vez pueden asociar
pérdidas de potencia, por lo general debido al efecto Joule.
El circuito de arranque suave puede contener en lugar de dos SCR en anti
paralelo un TRIAC por cada fase, el cual es un tiristor de corriente alterna que
también tiene la característica de bidireccionalidad, es decir, de producir la
conducción de sus terminales en cualquiera de las dos polaridades. La ventaja de la
utilización de los TRIAC sobre los SCR consiste en necesitar menos componentes
por fase.
El fundamento de arranque suave planteado por el autor, se fundamenta en
el principio del control de fase de los tiristores. En otras aplicaciones se ha
47 observado que los tiristores proporcionan una variación de tensión más eficiente que
el uso de resistencias en serie o reóstatos, tal es el caso de la utilización de los
TRIAC para el control de la intensidad lumínica de los bombillos incandescentes,
que paso de ser en base a resistencias variables o autotransformadores a los
componentes electrónicos.
El objeto del control de fase es sencillo, entregar fracciones de la señal
original a la carga que se desea alimentar, si es una carga resistiva, como es el
caso de las luminarias incandescentes, se puede hacer de manera manual, con un
circuito de disparo del tipo RC en base a DIAC en la compuerta TRIAC. El circuito
S
DO
A
V
R
RC produce una constante de tiempo de carga y descarga, si la resistencia es en
SE
E
R
S instancia se está controlando la potencia
a través de la compuerta, y enO
última
H
EC
R
entregada a la carga,
es decir, su intensidad lumínica.
E
D
efecto un potenciómetro se manipulará las veces que se conduce en los terminales
En el caso de los motores, al tratarse de una maquina rotativa, de carácter
inductivo que asocia una serie de fenómenos, no puede ser controlado de la misma
manera que el tipo de carga mencionado anteriormente. De la misma forma, por lo
general el control de fase para arrancar motores es de carácter automatizado, para
poder lograr un control efectivo de la intensidad de la corriente de arranque. Por ello,
se emplean microcontroladores para dicha tarea.
La limitante principal para el empleo de microcontroladores consiste en la
necesidad de determinar el cruce por cero de la señal sinusoidal a la cual se
recortará. El microcontrolador debe emplear entonces un circuito periférico que sirva
de sensor en el momento que se produzca dicho cruce por cero, a partir del cual
puede enviar la señal de disparo del TRIAC. Si dicho disparo se produce de manera
inmediata, en la carga se reflejará la forma de onda casi completa, ya que se debe
tomar en cuenta el corto tiempo de retardo que se produce durante la detección y la
actuación por parte del controlador.
De esta manera se produce el estado que se definirá como potencia máxima.
El estado de potencia mínima corresponde con la no activación del TRIAC por parte
del microcontrolador. Todos los diferentes niveles de potencia que pueden ser
entregados entre la potencia mínima y la máxima dependerán del retardo que se
disponga por parte del control desde que se detecta el cruce por cero. Dicho retardo
conlleva a que se ceban los terminales del TRIAC durante una etapa avanzada de la
onda sinusoidal, entregando sólo una porción de la misma.
48 Se puede decir que se estaría entregando potencia de manera gradual si de
nuevo se tratase de una carga ideal resistiva, al reducir gradualmente el retardo del
microcontrolador para entregar gradualmente potencia a la carga. Como se desea
controlar el arranque del motor, hay que tomar en cuenta el comportamiento de la
corriente de arranque versus la tensión de alimentación que se está entregando.
Como se conoce del método de resistencias por pasos, se producen picos de
corriente cada vez que se aumenta el valor de la tensión cuando se quita una
porción de éstas.
Es menester a su vez entonces, controlar no solamente el cruce por cero de
S
DO
A
V
R
la señal de alimentación, sino también monitorear la magnitud de la corriente de
SE
E
R
S
magnitud especifica definida, debe
no permitirse aumentar la tensión que se está
O
H
C
E
entregando en dicho
DERmomento dado al motor. Este método requiere de otro
arranque del motor durante este proceso, si el valor está por encima de una
periférico que permita al microcontrolador estimar el valor de la corriente, el cual,
cuando se trata de motores grandes puede originar problemas en el diseño.
Aparte de la filosofía del arrancador suave en base a microcontrolador con
detección de cruce por cero que emplea como indicador la magnitud de la corriente
en un tiempo dado, se puede realizar por otro método, el conocido como rampa de
velocidad. En este método, se estaría empleando como indicador las revoluciones
por minuto del motor durante el arranque, con el principal objetivo de que la
variación de las revoluciones por minuto sea lo más fluida posible.
El comportamiento velocidad vs tiempo de un arrancador suave de rampa de
velocidad real se puede observar en la figura 2.11. Esta grafica fue obtenida y
presentada por el autor de uno de los trabajos de investigación antecedentes a la
presente investigación. Como puede observarse, existe una ligera variación entre la
definición de operación teórica y el resultado real del arrancador. Sin embargo, este
resultado es muy bueno.
49 Figura 2.11 Comportamiento de un Arrancador Suave
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
Fuente: J. Terán (2008)
Tomando en cuenta el punto de vista de los armónicos, el empleo de TRIAC
CH
E
R
DE
cuales deben ser filtrados con circuitos. Los diferentes tipos, activos o pasivos
en el control de arranque de los motores conlleva a la producción de los mismos, los
dependerán del diseño, de la aplicación, del presupuesto inicial y la calidad de la
onda que se desea entregar. Cabe tomar nota del carácter temporal del arranque
del motor, por lo que la solución más económica pero práctica debería tomarse en
cuenta.
2.2.8 Variación de Frecuencia
Las maniobras de control de velocidad en un motor de inducción de tipo Jaula
de Ardilla solo se pueden llevar a cabo mediante dos maneras. A partir de la
ecuación de velocidad síncrona del estator, se deduce que en proporcionalidad
directa se encuentra la frecuencia con respecto a la velocidad y en proporcionalidad
inversa el número de polos. De aquí que las maniobras se llevan a cabo
manipulando la frecuencia o variando el número de polos.
El segundo método para controlar la velocidad de un motor de inducción es
mediante la manipulación de la frecuencia. Este parámetro es directamente
proporcional con las revoluciones por minuto que se producen en el eje. El control
de la frecuencia se logra mediante circuitos electrónicos conocidos como Drives, los
cuales toman la señal de corriente alterna de alimentación del motor y la rectifican,
para luego invertirla con un valor diferente de frecuencia. Este método se puede
50 llevar a cabo con tiristores, los cuales controlando el disparo de las compuertas se
puede generar una onda sinusoidal cargada de armónicos.
La modulación PWM opera con una señal sinusoidal de referencia, tiene dos
ventajas, la primera es la reducción de los requerimientos de filtro para reducir los
armónicos y el control de la amplitud de salida. Entre las desventajas se tienen que
los circuitos de control de los interruptores son más complejos, y que hay mayores
pérdidas por conmutaciones más frecuentes.
En la modulación PWM se tienen algunos términos, como el índice de
modulación de frecuencia mf, el cual consiste en la relación entre las frecuencias de
S
DO
A
V
R
las señales portadoras y de referencia, de la misma forma el índice de modulación
E
ES
R
S
O
de amplitud ma, que se define como la relación entre las amplitudes de señales de
H
EC
R
E
D
referencia y portadora.
Según Mohan (2001), la figura 2.11 representa un modelo equivalente de un
modulador PWM. En él se generan tres voltajes control que se comparan con una
señal triangular de frecuencia variable pero de amplitud constante. El procesador de
potencia de la figura entrega el voltaje deseado en los devanados del motor. El
voltaje instantáneo que corresponde con las señales lógicas está mostrado en la
figura 2.12, los cuales son simulados a computadora por el autor.
Se realiza un análisis sobre el efecto de los armónicos generados en el
motor, aplicando el teorema de superposición, logran demostrar que los
componentes armónicos producen pérdidas en el motor, de la misma forma que se
anexan pérdidas adicionales por las pérdidas de histéresis en frecuencias de
armónicos.
Figura 2.12 Modulador PWM
Fuente: Mohan, (2001) Pagina 12-21
51 H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
Figura 2.13 Formas de onda de Salida del Modulador PWM
Fuente: Mohan, (2001) Pagina 12-23
2.2.9 Osciladores
Para la correcta operación del circuito variador de frecuencia, se necesita
una referencia sinusoidal la cual puede ser obtenida de una fuente de voltaje alterno
sinusoidal. Los osciladores son circuitos amplificadores diseñados intencionalmente
para permanecer en estado inestable de oscilación, los circuitos en base a
amplificadores operacionales son por lo general usados ampliamente ya que
proporcionan una referencia buena y uniforme. Existen dos clases de osciladores,
los ya mencionados anteriormente, y los de relajación, que generan señales de
onda cuadrada, diente de sierra, entre otros.
Los osciladores en base a amplificadores operacionales están limitados a
operar en el rango bajo de las frecuencias, a unos varios kHz, sin embargo, para la
aplicación deseada es suficiente. Dado que el objetivo es generar una señal
52 sinusoidal de 60 Hz, el tipo de oscilador en base a Amp-Op debe ser seleccionado
en función de la calidad de la onda, simplicidad del circuito y la amplitud del voltaje.
Los osciladores no requieren de una excitación externa, una porción de la
salida es enviada a la entrada y mantiene el circuito en su estado oscilatorio. La
representación generalizada de un oscilador se encuentra en la figura 2.14. A partir
de ella se puede definir la función de transferencia con respecto al voltaje de salida
sobre el voltaje de entrada, dicha expresión corresponde al cálculo clásico de
función de transferencia mediante álgebra de bloques.
E
ES
R
S
O
H
EC
R
E
D
S
DO
A
V
R
Figura 2.14 Diagrama de Bloques de un Oscilador
Fuente: Sine-Wave Oscillator Application Report. Texas Instruments (2001).
La expresión de retroalimentación queda como sigue:
1
. 2.17
El fundamento de operación de los osciladores se basa en el criterio de
Barkhausen, en él, la ganancia debe tender al infinito. Por ello, el denominador
1
debe ser igual a cero. De esta manera, el producto de la ganancia A con la
ganancia β debe ser igual a -1, y se producirá la oscilación del circuito. Para
satisfacer el requerimiento puede realizarse también que la ganancia de
retroalimentación produzca un desfase de 180°.
2.2.9.1 Oscilador Trifásico
El oscilador trifásico es el medio por el cual se busca producir una
alimentación trifásica de referencia para los controladores (Figura 2.15). Su
configuración es simple y requiere un bajo número de componentes adicionales al
53 amplificcador ope
eracional, a su ve
ez cumple
e con la teoría planteada de los
oscilad
dores, com
mo el criterio
o de Barkh
hausen.
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
Figura 2.15 Oscilado
or Trifásico.
Fuente: Osciladores RC
R (Configura
aciones Básica
as). Juan Carlos García Ga
arcía. Universidad de Alcalá
á. (2002).
CH
E
R
Ela funnción de trransferencia del osciilador derivvado de laa teoría
El análisis
s de
D
proporccionada, plantea
p
la ecuación
e
s
simplificad
a del amp
plificador, a partir de la cual
se ide
entifica
el valor re
equerido para
p
satisffacer el criterio
c
de Barkhaus
sen. La
frecuen
ncia de oscilación puede serr determin
nada a pa
artir de loss valores de los
compo
onentes, po
or lo tanto, para el disseño debe partirse desde esa e
expresión.
Del análissis para el
e criterio de Barkha
ausen, el autor plan
ntea la siguiente
ón Aβ, la cual es el
e productto de la trriple ganancia de lo
os amplific
cadores
ecuació
integra
adores, de
e esta ecuación se
e anula la
a parte im
maginaria para obte
ener la
frecuen
ncia de osscilación, que ya fu
ue presenttada anterriormente. Luego, se debe
buscarr que la parte real sea
a mayor qu
ue la unida
ad en la fre
ecuencia d
de oscilació
ón.
De la cond
dición para
a la parte real
r
superio
or a la unid
dad, queda
a que R2/R
R1 debe
supera
ar al valor de
d 1. Se puede fijar independie
entemente
e la frecuen
ncia de osc
cilación
y la ga
anancia, la ganancia de cada
a etapa se ajusta aproximad
a
amente a +2, El
54 limitador es implementado para controlar los sobre picos de las señales producidas,
y las pérdidas asociadas a este compensador no son un problema.
2
1
√3
1 120°
. 2.20
Calculando la ganancia unitaria por cada etapa con el valor de R2/R1=2, da
como resultado el valor del desfase de las señales trifásicas. De manera de que
esta condición debe ser cumplida, y considerada al momento de fijar valores para la
S
DO
A
V
R
frecuencia fundamental de oscilación del circuito. En la figura 2.16 se observan las
H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
señales de salida del oscilador trifásico.
Figura 2.16 Oscilaciones de salida
Fuente: Osciladores RC (Configuraciones Básicas). Juan Carlos García García. Universidad de Alcalá. (2002).
2.2.10 Componentes Electrónicos
En la actualidad, se emplean componentes electrónicos para poder obtener
los resultados que se obtenían anteriormente con equipos electromecánicos y otros
sistemas eléctricos, los componentes electrónicos están comprendidos tanto por
elementos semiconductores como Diodos, Transistores y Tiristores, circuitos
integrados como opto acopladores y microcontroladores. A continuación se
presentan los fundamentos teóricos de los principales elementos empleados en este
Trabajo Especial de Grado.
55 2.2.10..1 El Circu
uito Integrrado LM74
41
El circuito integrado LM741 ess un encap
psulado qu
ue contiene un amplificador
operaccional, esttos son amplificado
a
ores diferrenciales de muy alta gana
ancia e
impeda
ancia de entrada, mie
entras que
e ofrecen una
u baja im
mpedancia de salida.. Posee
una en
ntrada inve
ersora y una
u
no invversora, as
sí como cuentan
c
co
on un siste
ema de
alimentación de voltajes
v
sim
métricos po
ositivo y ne
egativo.
Mediante retroalime
entaciones es posible efectuarr operaciones matem
máticas
S
DO
A
V
R
con estos
e
amp
plificadores como suma, resta, multiplicación
n, integración y
SE
E
R
ya que
e ejecuta la
l operació
ón de O
mulS
ltiplicación, sin inverrtir el signo de la se
eñal de
H
C
REes
s mediantte amplific
entrada
a. Por otrro E
e posible realizar osciladore
o
cadores
D lado,
diferen
nciación. El más importante co
omo amplifficador es el amplificcador no in
nversor,
operaccionales.
Figura
a 2.17 Circu
uito Amplific
cador No In
nversor
Fuente: Boyle
estad (2003) Pagina
P
686. Ciircuito Dibujad
do en Livewire
e.
efine el va
alor de la ganancia,, o el valo
or por el cual
c
se
La ecuación que de
realiza la multipliccación de la constan
nte, es el co
ociente entre las resistencias R2
R y R1
del circcuito de la figura ante
erior. Por ello,
e
el volttaje de saliida será k veces may
yor que
el volta
aje de enttrada. La ecuación completa del voltaje
e de salid
da en func
ción del
voltaje de entrada
a es la siguiente.
56 2.2.10.2 Transistores de Potencia
Los transistores de potencia son componentes electrónicos que sirven de
roca angular para el diseño de circuitos amplificadores. Estos transistores de
potencia poseen mayor capacidad que sus contrapartes de pequeña señal.
Dependiendo de la polarización de los mismos se obtiene una eficiencia
determinada, a su vez dependiendo de la ganancia se puede o no distorsionar la
señal amplificada. La eficiencia de potencia de estos amplificadores depende de su
clase, por ello se tiene un rango de eficiencias bastante amplio,
específicamente en el orden de 25%- 90%.
S
DO
A
V
R
más
SE
E
R
todo momento se cuenta con O
unaSseñal de entrada alterna, y se evitan los
H
EC
R
armónicos generados
por los amplificadores clase B. Un amplificador no solamente
E
D
Para ciertas aplicaciones se emplean amplificadores clase A dado que en
proporciona una ganancia de voltaje, también pueden ser empleados para
aprovechar la ganancia de corriente β propias del mismo. En algunos casos se
puede disponer de una polarización sencilla en el transistor si solo se desea
amplificar la corriente.
El amplificador de potencia clase A tiene como propiedad que conduce
durante los 360° del ciclo, esto quiere decir que requiere que su punto Q debe estar
polarizado en un nivel en el que al menos la mitad de la señal pueda variar positiva
y negativamente, sin que el voltaje de alimentación limite el voltaje o que sea
recortado por el nivel inferior de la alimentación. Entre las desventajas del
amplificador clase A se encuentra que en todo momento se está disipando potencia,
pero es el amplificador de potencia con mayor fidelidad para la señal de entrada.
Figura 2.18 Amplificador Clase A
Fuente: Boylestad, (2003), Pagina 749.
57 Las relaciones de potencia de los amplificadores clase A son las siguientes:
La potencia que consume de la fuente:
. 2.22
La potencia que se entrega a la carga en RMS,
. 2.23
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
La potencia que se entrega a la carga en valores Pico-Pico.
H
EC
R
E
D
8
. 2.24
2.2.10.3 Transistores MOSFET
Los transistores MOSFET son similares en operación a sus contrapartes, los
transistores bipolares BJT, de la misma forma que estos, existen dos versiones de
ellos, los conocidos como Canal-n y Canal-p. Para el uso de inversores por lo
general se les emplea de Canal-n. La característica de estos transistores de efecto
de campo es la unión de óxido metálico.
Figura 2.19 Símbolo del Transistor MOSFET
Fuente: http://www.mcmelectronics.com/content/productimages/s4/MOSFET.jpg.
Tiene una característica diferente a la de los transistores BJT, la cual es que opera
como una resistencia variable entre Drenador y Fuente en función de la tensión
presente en la Compuerta. De la misma forma éste presenta regiones de corte,
58 región lineal y de saturación, y tienen la característica de operar como interruptores
en régimen DC.
Esta característica de actuar como interruptores, los hace posibles de ser
empleados como interruptores de potencia, y en función de diseños especializados
servir como interruptores para inversores destinados a la variación de la frecuencia
de los motores de inducción, como es el caso de los HEXFET. Los cuales poseen
un diodo adicional en paralelo para protegerlos de corrientes inversas.
Respecto al tamaño de estos transistores, es muchas veces menor al de los
transistores bipolares, por lo que en las aplicaciones de potencia, en las cuales se
S
DO
A
V
R
necesita favorecer el espacio, éstos han desplazado a los transistores bipolares, así
SE
E
R
S de efecto de campo MOSFET, es que
El único detalle respecto a los transistores
O
H
EC
R
acumulan electricidad
estática, por lo que se debe evitar el contacto de éste con
E
D
como se encuentran en la mayoría de los circuitos en base a la tecnología CMOS.
partes plásticas, ya que dicha carga estática puede dañar otros componentes
electrónicos.
2.2.10.4 Tiristores TRIAC
Un TRIAC es un dispositivo electrónico de tres pines o terminales que tiene
como finalidad el control de la corriente promedio que fluye a una carga. Un TRIAC
se diferencia de un tiristor rectificador controlado de silicio (SCR), porque es
bidireccional, es decir, puede conducir en ambas direcciones siempre que esté en
estado encendido, en este estado se presenta una ruta de baja resistencia para la
corriente en dos de sus terminales que por lo general se denominan MT1 y MT2.
De la misma forma cuando el TRIAC se encuentra apagado, no puede fluir
corriente por sus terminales sin importar la polarización.
El control de estado
encendido y apagado se logra mediante el tercer terminal, el cual es llamado Gate o
Compuerta, por el cual debe existir una corriente para poder permitir dicha
conducción, algunos TRIAC son de Gate sensible, lo que quiere decir que solo unos
pocos miliamperios son suficientes para activarlos.
59 Figura 2.2
20 Símbolo del TRIAC
Fuen
nte: Maloney, 2007.
OS
D
A
V
diferen
ncia que en
e la com
mpuerta se
e alimentan E
ndo del
conRpulsos que dependien
S
E
S
momen
nto en que
e se produ
ucen, una
vezR
activa
ado éste se
s mantien
ne en cond
ducción
O
H
C enga el puulso, siemppre y cuanndo se tennga una
Eya
aún cu
uando en la E
puerta
y no se te
R
D
El comportamiento de este puede
p
res
sumirse al de un in
nterruptor, con la
corrien
nte por los terminaless. El proce
eso se pue
ede realiza
ar de mane
era inversa
a, hacer
que el TRIAC conduzca sie
empre y pa
ara controla
ar la poten
ncia se abrra el circuitto. Esto
requierre de un modelo
m
específico de TRIAC.
Figura
a 2.21 Com
mportamientto del Ángullo de Condu
ucción del T
TRIAC
Fuen
nte: Maloney, 2007.
El recorte de la ond
da original viene sien
ndo especialmente ú
útil para el control
de la potencia
p
que se entrrega a la carga.
c
Con
n el circuitto de disparo apropiado se
puede regular completame
ente el án
ngulo de disparo,
d
es decir, la
a tensión que se
ga, como se
s puede observar
o
en
n la image
en anterior.. Si se produce el
refleja en la carg
pulso de
d activación cuando
o la señal de
d los term
minales tiene un valo
or distinto de
d cero
60 se produce su conducción, una vez que cruza por cero se desactiva hasta que se
tenga otro pulso de activación en el Gate.
Se manejan dos variables en el disparo del TRIAC: El ángulo de conducción,
el cual corresponde con la tensión que se refleja en la carga, y el ángulo de disparo
o retardo que corresponde con la tensión que permanece en los terminales del
TRIAC. Como puede verse, a medida que el ángulo de retardo aumenta, menor es
la potencia que se entrega a la carga, permitiéndose varias aplicaciones, como el
control de velocidad de motores (si no se requiere potencia constante) y el más
utilizado que es el arranque suave.
S
DO
A
V
R
Existen diversas formas de disparar la compuerta del tiristor, mediante un
SE
E
R
Scarga y descarga que con la frecuencia de la
conforma una constante de tiempo
de
O
H
EC
tensión presente en
elR
capacitor es que se dispara. Por otro lado, también se puede
E
D
circuito que se utiliza en luminotecnia que consta de un DIAC y un circuito RC que
controlar directamente el disparo de un TRIAC a partir de un micro-controlador,
ajustando la frecuencia de los pulsos, pero no debe ser conectado directamente ya
que el fan-out del microcontrolador es limitado y no es adecuado alimentar a partir
de éstos.
2.2.10.5 Circuitos Optoaisladores
Para poder realizar una conexión efectiva entre un micro-controlador y un
TRIAC, se dispone un optoaislador (optocoplador). Su funcionamiento se basa en
un encapsulado que contiene dos componentes optoelectrónicos, un LED y un
fototransistor, al producirse una variación en la tensión de alimentación del lado del
diodo emisor de luz, se producirá la emisión de luz y por lo tanto una corriente
subsecuente en el fototransistor, aislando eléctricamente el circuito.
Entre los beneficios se puede observar que son más compactos que los
transformadores aisladores pero igual que éstos permiten la separación de
componentes costosos como los microcontroladores de los circuitos de fuerza, los
cuales manejan corrientes más altas que el mencionado, sirviendo de barrera de
protección en caso de fallas.
61 Figura 2.22 Dimensiones físicas y distribución eléctrica dentro del encapsulado.
Fuente: Hoja de Datos Técnicos para el optocoplador ILCT6, SIEMENS.
S
DO
A
V
R
La activación de dicho LED infrarrojo corresponde a sus contrapartes
SE
E
R
optocoplador realizará su función,
enS
el caso de los optocopladores con transistores
O
H
C
E
se emplean los mismos
DERcomo interruptores. Existen a su vez otros circuitos como la
convencionales, a partir de cierta magnitud de corriente el LED iluminará y el
serie MOC30X0 que contienen un TRIAC activado por luz que son empleados por lo
general para la aplicación de control de motores.
Figura 2.23 Característica de Corriente del diodo LED versus corriente en el fototransistor y
el efecto de la temperatura.
Fuente: Hoja de Datos Técnicos, SIEMENS.
Como todo circuito electrónico, estos son sensibles a la temperatura, se
tendrá que tomar en cuenta de la temperatura del ambiente donde entrará en
operación el circuito, para poder obtener unos valores más aproximados de
corrientes del transistor interno en el diseño.
62 2.2.10.6 Microcontrolador PIC16F877
El micro-controlador es un pequeño procesador de datos encapsulado dentro
de un circuito integrado. Se utiliza para controlar el funcionamiento de una tarea
específica, tiene como principal beneficio su reducido tamaño lo que le permite estar
incorporado dentro del mismo dispositivo al que gobierna, de donde se deriva el
término controlador embebido. Se considera un computador dedicado, ya que
dentro de su memoria reside un único programa destinado a realizar una aplicación
concreta, mediante sus líneas de entrada/salida que permiten conectar sensores y
S
DO
A
V
R
actuadores, y en algunos casos recursos complementarios como memorias
H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
adicionales.
Figura 2.24 Microcontrolador 16F877.
Fuente Microchip (Fabricante).
El micro-controlador del fabricante Microchip de la gama media que se
empleará es el 16F877. En líneas generales está disponible en el paquete de 40
pines, el cual cuenta con 5 puertos de E/S de diferentes tamaños de bits, así como
una serie de características adicionales a considerar:
 Requiere Oscilador Externo, frecuencia máx. 20 Mhz.
 Tipo de Memoria Flash.
 Convertidor análogo digital multicanal de 10 bits.
 2 CCP (Comparador, Capturador periférico para PWM).
 Rango de temperatura -40 a 125 Celsius.
 Voltaje de Operación de 2 a 5.5 Voltios.
 35 Instrucciones de Lenguaje Ensamblador.
63 El microcontrolador sirve de centro de procesamiento de los diferentes
factores que se deben tomar en cuenta, dado que tiene capacidad para trabajar en
modo PWM es ideal para utilizarlo como inversor, de la misma manera puede
utilizarse para efectuar el arranque suave del motor de inducción, ya que tiene la
capacidad de enviar pulsos una vez recibida la información de la detección del cruce
por cero.
Se puede realizar la programación del micro controlador mediante tres
lenguajes distintos, el lenguaje ensamblador (Assembler) que es proporcionado por
el fabricante, o los lenguajes C y BASIC, que permiten efectuar funciones más
S
DO
A
V
R
complejas como condicionales lógicas pero que requieren de software de desarrollo
SE
E
R
Slos desarrolladores de ese lenguaje, y de las
microcontrolador quedan de parteO
de
H
C
Eellos.
R
librerías disponibles
para
E
D
y compiladores adicionales, así como el soporte de todas las funciones del
El ensamblador por defecto para el lenguaje proporcionado por el fabricante
es el MPLAB IDE, que es gratuito para los usuarios de Microcontroladores Microchip
que contiene un compilador de lenguaje Assembler, un entorno de simulación y con
el hardware adecuado un programador físico para grabar el programa dentro del
PIC.
Figura 2.25 Entorno de Trabajo MPLAB IDE.
Fuente: Urdaneta (2011)
Por otra parte, existen varias alternativas sobre compiladores en lenguaje C,
para los efectos de esta investigación especial de grado, se emplea el entorno de
64 trabajo MikroC, la cual posee librerías en las cuales se resumen comandos que
realizan las mismas tareas con mayor simplificación que el lenguaje ensamblador. A
diferencia del entorno MPLAB IDE, el entorno MikroC no es gratuito y es necesaria
su adquisición para eliminar las limitaciones de la edición de prueba.
E
ES
R
S
O
H
EC
R
E
D
S
DO
A
V
R
Figura 2.26 Entorno de Trabajo MikroC.
Fuente: Urdaneta 2011
Entre las ventajas sobre el lenguaje ensamblador es que posee
temporización por software, lo cual permite mediante el comando Delay_ms (tiempo)
establecer el tiempo de espera en mili segundos, de la misma forma provee la
bondad del empleo de las condicionales If/Else propias del lenguaje C, simplificando
el desarrollo del programa que se desea escribir.
Esto es en consecuencia de la gran complejidad del programa, ya que de
tratarse de un trabajo sencillo se puede realizar sin problemas mediante el lenguaje
ensamblador. Existe la limitante sin embargo, que si se tiene un solo
microcontrolador para realizar dos tareas, donde una tarea es sencilla programable
en Ensamblador y la otra debe ser programada en el lenguaje C, debe
seleccionarse un único lenguaje de programación y una buena estructuración del
programa que realizará las tareas designadas.
65 2.2.10.7 Reguladores de Voltaje Monolíticos
Los microcontroladores necesitan de un voltaje de alimentación a 5V DC, con
el menor rizado posible, por ello por lo general cuando se rectifica una señal alterna
para obtener DC, los rectificadores producen una tensión aproximadamente DC
pero con un pequeño rizado dependiendo del método de rectificación. Los
reguladores de voltaje monolíticos permiten entregar una tensión DC constante y
dependiendo del modelo pueden entregar voltajes desde 5V, 12V, 24V y otros.
H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
Figura 2.27 Regulador de Voltaje de la Familia 78XX.
Fuente Hoja de Datos Técnicos. KA78XX de Fairchild Semiconductor.
La serie 78XX, entre ellos el 7805 de Fairchild Semiconductor, consta de tres
terminales, necesitando una tensión rectificada superior a la tensión deseada de
salida, su configuración por lo general viene dada con el regulador de voltaje y dos
capacitores, uno conectado en la entrada y otro conectado a la salida. Los valores
de dichos capacitores por lo general vienen recomendados por el fabricante en las
hojas de datos técnicos del fabricante, dicha capacitancia dependerá del nivel de
rizado que tenga la señal de entrada, si es muy alto se necesita una capacitancia
mayor.
2.2.11 Diagramas de Flujo Lógicos
Los diagramas de flujo lógico son un paso intermedio utilizado por lo general
entre el algoritmo y el programa. El diagrama consiste en una representación
simbólica de los algoritmos expresados en secuencias de rectángulos y diamantes
66 conteniendo los pasos del algoritmo. Se usan rectángulos para los comandos o
instrucciones a ejecutarse, y los diamantes se emplean para pruebas como
condicionales.
El autor Rodnay Zaks (1980) en su libro, recomienda el paso intermedio de
emplear diagramas de flujo lógico, presentando la justificación de que el 80% de los
programas que se realizan en promedio fallan la primera vez que son ejecutados,
representando la condición de necesitar un poco más tiempo durante la etapa de
planificación del proceso, pero sin embargo, produce programas más eficientes y
con menor número de errores a depurar.
H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
Figura 2.28 Diagrama de Flujo Lógico.
Fuente: ZAKS, Rodnay. How to Program the Z80. 1980.
A su vez, el uso de diagramas de flujo permite al diseñador visualizar el
programa de manera completa, poder detectar puntos donde puedan ocurrir
conflictos dentro del microcontrolador, así como ayudar a identificar las
instrucciones necesarias para poder realizar las actividades designadas en cada
paso del diagrama.
2.2.12 Circuitos Impresos
El circuito impreso es el método de interconexión de componentes
electrónicos más utilizado en la actualidad para la realización práctica de circuitos
67 electrónicos. Se encuentran en casi su totalidad en los equipos electrónicos en
diversas aplicaciones y existen varios métodos para su fabricación, pero se
mantiene la constante que el diseño de las conexiones se realiza mediante software
computarizado.
La primera parte para el desarrollo de los circuitos impresos es la utilización
de un software de edición de los mismos, en este caso se utiliza el conjunto Livewire
y PCB Wizard, el cual desde el programa Livewire permite realizar las conexiones
del circuito, las cuales son convertidas mediante el programa PCB Wizard a un
circuito impreso.
H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
Figura 2.29 Conjunto de trabajo Livewire y PCB Wizard.
Fuente: Urdaneta (2011).
Existen otros programas de desarrollo para circuitos impresos, como el caso
del PROTEUS ISIS o el Electronics Workbench Multisim. De cualquier manera,
todos producen resultados similares. Para la fabricación de los circuitos impresos,
se emplea como material base el laminado, el cual puede ser de varios tipos,
algunos son por transferencia de negativo por temperatura y para laminado mono
cara fotosensibles. Ambos métodos son similares, sin embargo, el segundo es más
complejo y costoso pero tiene una mayor durabilidad que el primero.
Existe también un laminado multicapa, a partir del cual se pueden distribuir en
las capas las distintas conexiones si el circuito es muy complejo. El laminado
multicapa es el empleado actualmente, contando como 2 o más capas en ellas. El
proceso de fabricación de estos es más complicado, casi en su totalidad se realizan
mediante maquinaria computarizada.
68 Figura 2.30 Negativo para laminado Construido en PCB Wizard
Fuente: Urdaneta (2011).
S
DO
A
V
R
Para el método del laminado mono cara por transferencia de tóner mediante
E
temperatura, se emplea el negativo generado por computadora para fijar las
ES
R
S
O
conexiones que se desean en el laminado, para luego eliminar el resto mediante
CH
E
R
DEDicho ataque es el uso de cloruro férrico, el cual reacciona sobre
dichas conexiones.
ataques químicos, siendo el negativo marcado en el laminado la protección de
el cobre del laminado, sustituyendo el hierro de la solución con el cobre de la
lámina. Sin embargo, el tóner no es reactivo con dicha solución por lo que las líneas
de cobre permanecen intactas debajo del tóner. El tóner puede ser luego removido
con otras soluciones químicas aparte del cloruro férrico.
Otro detalle de la fabricación de los circuitos impresos reside en el taladrado
de los agujeros para fijar los componentes y su correspondiente soldadura. La
cobertura con estaño de las conexiones realizadas en cobre permite que estas se
protejan de la oxidación del cobre, proporcionando una aún mayor confiabilidad. La
construcción de circuitos impresos en general ocupa más tiempo en la etapa de
diseño, pero provee de un circuito robusto sin cables el cual si es protegido de
factores externos de manera apropiada proporciona una mayor confiabilidad que los
circuitos cuyas conexiones fueron realizadas con cables.
2.3 GLOSARIO DE TÉRMINOS
 Constante de Tiempo: Conocida como tau, es la tasa de tiempo en la que se
produce la carga y descarga de un circuito RC o RL.(Boylestad)
 Controles PID: Sistemas de control a los cuales se les anexan controles de
tipo proporcional, integral y derivativo, los cuales en conjunto amplifican la
69 señal de error, recortan el tiempo de respuesta y estabilizan el
comportamiento del proceso.(Ogata)
 CMOS: Tecnología de lógica de transistores que emplea transistores
MOSFET complementarios de canal p y canal n. (IEEE)
 DIAC: Componente electrónico conocido como diodo de corriente alterna,
tiene el mismo comportamiento de que conduce a una tensión definida
(dependiendo del modelo a 28 o 32 V RMS) y es bidireccional, es decir, tanto
en el semi-ciclo positivo como negativo para conducir solo es necesario tener
un poco más que el voltaje de conducción.(Boylestad)
S
DO
A
V
R
 Fan-out: En electrónica digital, término para representar la capacidad de un
E
ES
R
S
O
encapsulado de alimentar a otros con una señal de salida proveniente de
CH
E
R
Dispositivo
DE
ella.(Microchip)
 Fototransistor:
fotosensible
que
conduce
electrones
dependiendo de la cantidad de luz a la que es expuesto.(Boylestad)
 LED: Diodo emisor de luz, un diodo que al pasar electrones por su unión
semiconductora se liberan fotones. (Boylestad)
 Lenguaje C y BASIC: Lenguajes de programación de alto nivel que se
utilizan en programación en entornos computacionales, aunque se emplean
también para microcontroladores.(José M. Angulo)
 LM741: Circuito integrado amplificador
operacional, consiste en un
amplificador de varias etapas de transistores encapsulado que dependiendo
de los componentes de su retroalimentación efectúa operaciones como
suma, resta, derivación e integración de señales eléctricas. (Boylestad)
 Transformada de Laplace: Transformada matemática empleada en los
sistemas de control para trabajar en el dominio de la frecuencia para luego
retornar el cambio el resultado en el dominio del tiempo. (Ogata)
2.4 SISTEMA DE VARIABLES
Variable
La variable a estudiar consiste en el Módulo de Control de Arranque y
velocidad para un Motor de Inducción para un Vehículo Tipo Kart.
70 Definición Conceptual
Un controlador de Arranque y Velocidad para un motor de Inducción es un
sistema de control de propósito definido, que está compuesto a su vez por otros sub
sistemas de control, interconectados apropiadamente, entre sus funciones esta
monitorear la magnitud de la corriente de arranque y mantenerla dentro de límites
establecidos, maniobra que se lleva a cabo mediante el control gradual de la tensión
y potencia que se entrega al motor. A su vez produce el control de velocidad de giro
del motor de inducción con la manipulación gradual de la frecuencia de la tensión de
alimentación.
H
EC
R
E
D
Definición Operacional
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
El módulo de control de Arranque y Velocidad para el motor de inducción
acoplado al eje de un chasis tipo Kart, tiene el objetivo de canalizar la potencia que
se entrega en el primer aspecto y la frecuencia de alimentación en el segundo. Este
módulo permite la utilización de un motor de corriente alterna de forma
independiente de una red de alimentación.
El control del arranque se lleva a cabo con una rampa de velocidad contra tiempo y
el control de la velocidad se logra con la variación de la frecuencia de alimentación
del motor de Inducción, la cual es previamente convertida de DC a AC, ya que el
vehículo tiene como fuente de energía baterías DC. Cabe notar que la velocidad
base del vehículo es relativamente baja, mientras que la velocidad máxima debe ser
razonable para producir un desplazamiento efectivo.
Cuadro de Variables
La Tabla 2.2 muestra la operacionalización de las variables, con detalle de
dimensiones (subvariables) e indicadores de cada uno de los objetivos a desarrollar.
71 TABLA 2.2 Cuadro De Variables
S
O
D
VA
OBJETIVO GENERAL: IMPLEMENTAR UN MÓDULO DE CONTROL DE ARRANQUE Y VELOCIDAD PARA UN MOTOR DE
INDUCCIÓN PARA UN VEHÍCULO TIPO KART
OBJETIVOS
VARIABLE
DIMENSIÓN
INDICADORES
 Motor de Inducción:
‐ Potencia Nominal (HP).
‐ Corriente Nominal (A).
‐ Tensión Nominal (V).
‐ Torque Máximo (N-m).
‐ Corriente de Arranque (A).
‐ Carga Mecánica Inicial
(Kg).
‐
Circuito equivalente.
Identificar los parámetros
‐ Curva Par-Velocidad.
operativos de los
Parámetros Operativos del
controladores de arranque y
 Características del circuito
Motor de Inducción y los
velocidad que tengan la
de Arranque:
capacidad de manejar el motor
controladores de Arranque y
- Tiempo de Arranque (s).
de Inducción disponible, para
Velocidad a Emplear.
- Rampa de Velocidad.
utilizarse en un vehículo tipo
 Características del circuito
Kart.
de Control de Velocidad:
‐ Rango de Frecuencias
(Hz).
‐ Tiempo máximo de
aceleración. (s).
 Tensión de operación del
circuito de control (V).
 Dimensiones físicas del
vehículo. (m, Kg)
Módulo de Control de Arranque y Velocidad para un Motor
de Inducción.
DER
S
O
ECH
R
E
S
RE
72 TABLA 2.2 Cuadro de Variables (Continuación)
S
O
D
VA
R
E
S
RE
OBJETIVO GENERAL: IMPLEMENTAR UN MÓDULO DE CONTROL DE ARRANQUE Y VELOCIDAD PARA UN MOTOR DE
INDUCCIÓN PARA UN VEHÍCULO TIPO KART
OBJETIVOS
VARIABLE
DIMENSIÓN
INDICADORES
Diseñar un circuito para el
Arranque Suave del Motor de
Inducción para un vehículo tipo
Kart con el fin de controlar la
corriente de Arranque del
mismo.
Diseñar el circuito variador de
Velocidad, para permitir el
funcionamiento óptimo del
motor de inducción
seleccionado.
Módulo de Control de Arranque y Velocidad para un Motor de
Inducción.
DER
S
O
ECH
Circuito Arrancador Suave del
Motor de Inducción.
Circuito Variador de velocidad
para el Vehículo.
‐ Tensión de Salida (VPP).
‐ Potencia Entregada (W).
‐ Forma de Onda de la
Tensión de Salida.
‐ Presencia de Armónicos.
‐ Diagrama de Flujo Lógico
del Programa del microcontrolador.
‐ Tensión de Salida (VRMS).
‐ Potencia Entregada (W).
‐ Forma de Onda de la
Tensión de Salida.
‐ Presencia de Armónicos.
‐ Diagrama de Flujo Lógico
del Programa del microcontrolador.
73 TABLA 2.2 CUADRO DE VARIABLES (Continuación)
S
O
D
VA
R
E
S
RE
OBJETIVO GENERAL: IMPLEMENTAR UN MÓDULO DE CONTROL DE ARRANQUE Y VELOCIDAD PARA UN MOTOR DE
INDUCCIÓN PARA UN VEHÍCULO TIPO KART
OBJETIVOS
VARIABLE
DIMENSIÓN
INDICADORES
Diseñar un esquemático para
Circuito Impreso que incluya
todos los componentes del
módulo de control
seleccionado
Construir el módulo de Control
de Arranque y Velocidad en un
circuito Impreso a utilizar en un
vehículo tipo Kart.
Módulo de Control de Arranque y Velocidad
para un Motor de Inducción.
DER
S
O
ECH
Circuito Impreso para el
controlador de arranque y
velocidad del Motor de
Inducción.
Circuito de Control de
Arranque y Velocidad en un
Circuito Impreso.
‐ Tensión de Salida (VPP).
‐ Potencia Entregada (W).
‐ Forma de Onda de la
Tensión de Salida.
‐ Tiempo de Arranque (s).
‐ Tiempo de Aceleración (s).
‐ Tiempo de Vida de la
Batería (h).
Fuente: Urdaneta 2011.
74 CAPÍTULO III
MARCO METODOLÓGICO
En el presente capitulo se dispone a realizar el marco metodológico, en el cual
están descritos el tipo y el diseño de la investigación que este trabajo especial de grado
representa, el diseño y también proporciona información relacionada con el método de
S
DO
A
V
R
recolección de datos y las fases de investigación, las cuales ilustran la metodología
empleada para llevar a cabo los objetivos.
H
EC
R
E
D
3.1 TIPO DE INVESTIGACIÓN
E
ES
R
S
O
Para determinar el tipo de investigación utilizada se debe definir primero la
investigación. Según el texto de Mario Tamayo y Tamayo (2009, pág. 39), se define
como un proceso que, mediante la aplicación del método científico, procura obtener
información relevante y fidedigna para entender, verificar, corregir o aplicar el
conocimiento.
En contraste, el autor Fidias G Arias (2006, pág. 22), en su texto plantea la
investigación como un proceso metódico y sistemático dirigido a la solución de
problemas o preguntas científicas, mediante la producción de nuevos conocimientos,
que conllevan a la solución o la respuesta a las interrogantes planteadas. En ambos se
expresa un procedimiento que debe llevarse a cabo con la finalidad de obtener un
resultado, a su vez, la investigación presenta varias ramas y se pueden clasificar según
el nivel, diseño y propósito.
El tipo de investigación realizada corresponde con la clasificación de tipo
Explicativa. Una investigación de tipo explicativa, de acuerdo con los autores
Hernández, Fernández y Baptista (2006, pág 108), un estudio de tipo explicativo
pretende establecer las causas de los eventos, sucesos o fenómenos que se estudian.
Estos estudios van más allá de la descripción de conceptos o fenómenos o del
establecimiento de relaciones entre conceptos; es decir, están dirigidos a responder por
las causas de los eventos y fenómenos físicos o sociales. Como su nombre lo indica,
75 su interés se centra en explicar por qué ocurre un fenómeno y en qué condiciones se
manifiesta, o porque se relacionan dos o más variables.
Respecto a la investigación realizada, se asocia un proceso de diseño de un
sistema que ofrece la solución de problemas limitantes para el empleo de un motor de
inducción en aplicaciones móviles. Se considera de tipo explicativa ya que durante su
desarrollo se centra en el objetivo de otorgar la respuesta a las interrogantes de
proporcionar un control a un motor de inducción para aplicación en un vehículo tipo
S
DO
A
V
R
Kart, tomando en cuenta los diversos factores que forman parte de los fenómenos que
E
ocurren, estudiando tanto las causas como los efectos de los fenómenos que ocurren
ES
R
S
O
durante la operación del motor de inducción.
CH
E
R
3.2 DISEÑO DE D
LAE
INVESTIGACIÓN
De acuerdo con la definición de Diseño de Investigación presentada en el texto
de los autores Hernández, Fernández y Baptista (2006, pág. 158) el diseño de la
investigación es un plan o estrategia que se desarrolla para obtener la información que
se requiere en una investigación.
El desarrollo de este trabajo de investigación requiere de un diseño de tipo
experimental, como se puede precisar a partir del texto de Hernández, Fernández y
Baptista (2006, pág. 161), un diseño experimental emplea el ejercicio de un
experimento, el cual consiste en una situación de control en al cual se manipulan, de
manera intencional, una o más variables independientes (causas) para analizar las
consecuencias de tal manipulación sobre una o más variables dependientes (efectos).
A su vez, en el texto del autor Mario Tamayo y Tamayo (2009, pág. 115) al
diseño experimental corresponde con la utilización de un experimento para llegar a la
causa de un fenómeno. Su esencia es la de someter el objeto de estudio a la influencia
de ciertas variables en condiciones controladas y conocidas por el investigador.
Durante la ejecución de este trabajo especial de grado, para lograr completar la
construcción del módulo de control de arranque y velocidad para el vehículo, se
realizaron simulaciones y análisis de las causas y los efectos de variables a partir de un
76 modelo prototipo. Por ello que la investigación se ubica dentro de las definiciones de la
bibliografía citada como una investigación de diseño experimental.
Finalmente, citando al autor Arias Fidias (2006, pág. 33) una investigación de
diseño experimental corresponde de manera directa con un nivel explicativo, ya que
durante la ejecución de la etapa correspondiente a la experimentación se observa el
comportamiento de las simulaciones y el prototipo, debiendo conocerse los distintos
fenómenos que participan, tanto desde el punto de vista de sus causas como los
E
ES
R
S
O
3.3 POBLACIÓN
S
DO
A
V
R
efectos correspondientes a éstas.
CH
E
R
En el texto
DdelEautor Arias F. (2006, pág. 81), se define como el conjunto finito o
infinito de elementos con características comunes para los cuales serán extensivas las
conclusiones de la investigación. Ésta queda delimitada por el problema y por los
objetivos del estudio.
Como complemento a la definición presentada anteriormente, se puede añadir:
“Totalidad de un fenómeno de estudio, incluye la totalidad de unidades de análisis o
entidades de población que integran dicho fenómeno y que debe cuantificarse para un
determinado estudio integrando un conjunto N de entidades que participan de una
determinada característica, y se le denomina población por constituir la totalidad del
fenómeno adscrito a un estudio o investigación”. Tamayo M. (2009, pág. 180)
Tomando
en
consideración
las
definiciones
presentadas
anteriormente,
correspondientes con la del autor Arias F., la población de este trabajo especial de
grado comprende los motores de inducción tipo jaula de ardilla, de diferentes
denominaciones de potencia, que tienen la propiedad de ser aptos para el uso en
vehículos de transporte de pequeña capacidad.
3.4 MUESTRA
Arias F. (2006, pág. 83), define a la muestra como un subconjunto representativo
y finito que se extrae de la población accesible. De la misma forma, define una muestra
77 representativa, la cual es aquella que por su tamaño y características similares a las del
conjunto permite hacer inferencias o generalizar los resultados al resto de la población
con un margen de error conocido.
El autor Tamayo, M. (2009, pág. 182) presenta el concepto del muestreo
intencionado, en el cual el investigador selecciona los elementos que a su juicio son
representativos, lo cual exige al investigador un conocimiento previo de la población
que se investiga para poder determinar cuáles son las categorías o elementos que se
S
DO
A
V
R
pueden considerar como tipo representativo del fenómeno que se estudia.
E
Basándose en la definición de muestreo sesgado o intencional presentado por
ES
R
S
O
Tamayo M. el método de muestreo empleado en esta investigación corresponde a este
CH
E
R
de control de arranque,
DE como el circuito de control de arranque, el circuito de control de
rubro, dado que las muestras seleccionadas son componentes específicos del módulo
velocidad y la circuitería correspondiente con la fuente de alimentación de ambos.
Continuando la selección de las muestras, dicha muestra está conformada de
manera intencional por un motor de inducción trifásico, a partir del cual es posible
realizar controles de arranque y velocidad, cuyos resultados se pueden extrapolar a
motores de mayor tamaño, ya que los fenómenos que se producen en motores grandes
son los mismos que se producen en motores de menor tamaño.
3.5 TÉCNICAS E INSTRUMENTOS DE RECOLECCIÓN DE DATOS
El autor Arias Fidias (2006, pág. 67) define los conceptos de técnica e
instrumento de recolección de datos. La técnica es el procedimiento o forma particular
de obtener datos o información. Las técnicas son particulares y especificas de una
disciplina, por lo que sirven de complemento al método científico. La aplicación de una
técnica conduce a la obtención de información, la cual necesita ser guardada en un
medio material de manera que los datos puedan ser recuperados, procesados y
analizados, a los cuales el autor define como instrumento.
Un instrumento de recolección de datos es cualquier recurso, dispositivo o
formato (en papel o digital), que se utiliza para obtener, registrar o almacenar
información.
Dicho instrumento de recolección se emplea durante la etapa de
78 observación. Para poder realizar la selección de componentes electrónicos para las
distintas actividades, se construyeron instrumentos para poder efectuar una
comparación en base a criterios, según los requerimientos del problema a solucionar.
Fue preparado un Instrumento para la información relacionada a la disponible en
la tabla de características del motor (Anexo 1.1) y los datos obtenidos de las pruebas
para el circuito equivalente del mismo, tanto de rotor bloqueado como de vacío, (Ver
Anexos, 1.2 y 1.3, formatos de prueba de vacío y de rotor bloqueado respectivamente),
S
DO
A
V
R
así como el resultado de la misma, a partir de los cuales se puede construir la curva
E
par-velocidad y presentar un circuito equivalente del mismo. El mismo fue empleado
ES
R
S
O
para identificar los parámetros físicos del vehículo, en el anexo 1.4.
CH
E
R
El instrumento
DE1.5 (Ver Anexos), se construyó para poder realizar la selección de
los componentes electrónicos como el TRIAC al permitir el vaciado de información y la
evaluación en función de la tensión de operación, corriente de puerta, corriente entre
los terminales, y otros, para poder elegir de varias alternativas el más apropiado para
su aplicación.
A su vez, se empleó como cuadro comparativo entre las posibles alternativas de
microcontroladores, presentando funciones y características de cada uno, de nuevo
para permitir una selección en función de los requerimientos de diseño, tales como
frecuencia de operación, reloj interno, puertos de entrada/salida, entre otros. Las
técnicas de recolección de datos utilizadas fueron las siguientes:
A. Observación Documental
De acuerdo con una edición anterior del texto de Mario Tamayo y Tamayo,
(1993, pág. 130), definen la observación documental como la que se lleva a cabo a
partir de la revisión de documentos, manuales, revistas, periódicos, actas científicas,
conclusiones de simposio y seminarios y/o cualquier tipo de publicación considerado
como fuente de información”.
En contraste con la investigación realizada para este trabajo especial de grado,
la observación documental se llevó a cabo en las primeras fases, en las cuales era
79 necesario identificar en la bibliografía los factores representativos de los fenómenos
que se desean controlar para proporcionar la solución al problema planteado. En este
caso se investigaron textos especializados en máquinas eléctricas, electrónica y
microcontroladores, con el fin de obtener una base para el trabajo.
B. Observación Indirecta
S
DO
A
V
R
En el texto de Tamayo y Tamayo (2009, pág. 188) se define la observación
E
indirecta se presenta esta técnica cuando el investigador verifica la validez de los datos
ES
R
S
O
que se han tomado de otros, ya sea de testimonios orales o escritos de personas que
CH
E
R
E
Durante la
realizada para este Trabajo Especial de Grado se
Dinvestigación
han tenido contacto de primera mano con la fuente que proporciona los datos.
realizó en cierta medida la observación indirecta, ya que se tomaron datos
correspondientes a circuitos recomendados por los fabricantes para aplicaciones como
el arranque suave, así como dos alternativas para realizar el circuito variador de
frecuencia; circuitos que ameritaron validación por parte del investigador, así como de
evaluación respecto a utilidad en función de los requerimientos del diseño.
C. Observación Directa
Complementando la definición anterior de observación, en este trabajo especial
de grado se empleó el método de Observación Directa, la cual según el autor Tamayo
M. (2009, pág. 188) “Es aquella en la cual el investigador puede observar y recoger
datos mediante su propia observación.” Presenta la clasificación en Observación
Participante y observación no participante.
Siendo la primera en la cual se ubica la investigación efectuada, ya que
corresponde con el tipo de investigación donde el investigador juega un papel
determinado dentro de la comunidad en la que se realiza la investigación. Dado que el
investigador en este caso tiene la labor de manipular variables que son investigadas y a
su vez realizar la construcción del módulo de control objeto de estudio, se tiene una
observación de tipo directa participante.
80 A su vez, Arias Fidias (2006, pág. 70) clasifica dentro de la observación directa o
participante a la observación estructurada, la cual define que además de realizarse en
correspondencia con unos objetivos utiliza una guía diseñada previamente, donde se
especifican los elementos que serán observados, esta ultima definición cumple a
cabalidad la descripción de la organización y planificación realizada para efectuar la
investigación.
La observación directa viene a jugar un papel importante en el desarrollo del
S
DO
A
V
R
trabajo especial de grado ya que a pesar de que la información proporcionada por
E
terceros sea efectiva, pueden ocurrir fenómenos y efectos en el caso personal que
ES
R
S
O
sean en cierto grado distintos, lo que por lo general ocurre durante la extrapolación de
CH
E
R
E
operar de manera
diferente en otro, como es el caso de este trabajo en
Dcompletamente
un circuito conocido que opera de manera correcta dentro de un entorno pero puede
el cual se diseña en función de la extrapolación de circuitos de arranque y control de
velocidad que son de operación en motores estáticos.
3.6 FASES DE LA INVESTIGACIÓN
Para llevar a cabo la investigación, se definieron las fases siguientes:
FASE I. Identificación de Parámetros.

Revisar
Textos
especializados
en
Máquinas
Eléctricas
y
Electrónica,
identificando los parámetros operativos teóricos, característicos de Motores de
Inducción y componentes electrónicos.

Realizar pruebas funcionales al Motor Seleccionado.

Presentar resultados de las pruebas realizadas al motor y los parámetros
prácticos que se utilizan en la investigación.

Calcular la curva Par-Velocidad con los datos obtenidos.

Identificar los requerimientos para el diseño del circuito de fuerza del Arranque
Suave, tomando como base el nivel de voltaje, la potencia del motor y la
corriente de arranque.
81 
Establecer a su vez los requerimientos para el diseño del circuito de fuerza del
Variador de Velocidad, tomando como base el nivel de voltaje y corriente
nominal.

Definir la filosofía de operación de ambos circuitos.

Considerar las dimensiones físicas del vehículo.

Identificar los requerimientos para la fuente de potencia que alimenta al módulo
de control de arranque y velocidad.
OS
D
A
FASE II. Selección de Componentes para el Circuito
RdeVControl de Arranque, el
E
S
Ede Alimentación.
Circuito de Control de Velocidad y la Fuente
R
S
HO
C
E
R
DE
 Seleccionar
el microcontrolador a efectuar las operaciones de control para el
arrancador y el variador de velocidad en función de criterios de nivel de
complejidad, accesibilidad, funciones incorporadas.

Seleccionar componentes electrónicos a partir de una lista, en base a los
requerimientos identificados anteriormente para el Circuito de control de
Arranque del Motor de Inducción.

Seleccionar los componentes electrónicos a partir de una lista, en base a los
requerimientos identificados anteriormente correspondientes al Circuito variador
de Velocidad.
FASE III. Diseño del Circuito de Arranque Suave del Motor de Inducción.

Obtener las hojas de datos técnicos (Datasheets) para los componentes
electrónicos seleccionados.

Elaborar el esquemático del circuito arrancador suave considerando las
recomendaciones proporcionadas por los fabricantes dentro de las Hojas de
Datos Técnicos.
82 FASE IV. Diseño del Circuito de Control de Velocidad del Motor de Inducción.

Obtener las hojas de datos técnicos (Datasheets) para los componentes
electrónicos seleccionados.

Elaborar el esquemático del circuito variador de velocidad considerando las
recomendaciones proporcionadas por los fabricantes dentro de las hojas de
Datos Técnicos.
S
DO
A
V
R
E
FASE V. Diseño en Circuito Impreso de los Controladores de Arranque y
Velocidad.

ES
R
S
O
CH
E
R
E posibles errores en el esquemático del circuito que ejecuta las
Dde
Depuración
funciones de arrancador suave y variador de velocidad.

Realizar un Diagrama de Flujo Lógico para las actividades.

Escribir en lenguaje ensamblador el programa del Microcontrolador para el
circuito variador de frecuencia.

Simular para verificar que no hay errores de programación.

Emplear el software editor de circuitos impresos PCB Wizard, para construir el
plano esquemático para los controladores de arranque y velocidad.
FASE VI. Construcción del Módulo de Control de Arranque y Velocidad.

Adquirir a partir del plano de circuito impreso, los componentes eléctricos y
electrónicos necesarios.

Obtener un negativo del circuito impreso para utilizar el método de transferencia
térmica para la construcción.

Preparar la baquelita realizando agujeros para los componentes.

Programar el Microcontrolador.

Ensamblar el módulo de control agregando los componentes y aplicando estaño
en las pistas expuestas para agregar resistencia a la corrosión.
83 FASE VII. Ejecución de Pruebas de Funcionamiento al Vehículo.

Ensamblar todo el vehículo, acoplando el motor al chasis y conectando el
módulo de control diseñado.

Realizar la prueba aplicando un arranque y una variación gradual de velocidad.

Realizar una prueba de movilidad, considerando tiempo de vida de la batería
empleada.
H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
84 CAPÍTULO IV
ANÁLISIS DE LOS RESULTADOS
4.1 PRUEBAS REALIZADAS AL MOTOR DE INDUCCIÓN
El motor de inducción es el corazón del sistema impulsor del vehículo. Por ello
S
DO
A
V
R
es importante tanto la selección como la comprobación de su aptitud para el trabajo al
E
que fue designado. Un motor de combustión típico para su aplicación en los Kart tienen
ES
R
S
O
una capacidad en caballos de fuerza en el orden de los 3.5 HP. La utilización de un
CH
E
R
ya que el tamañoD
deE
los motores eléctricos es superior.
motor eléctrico trifásico de esa misma capacidad de potencia puede ser problemático,
Figura 4.1 Motor de Inducción Trifásico Marca Siemens.
Fuente Urdaneta (2011).
Del motor eléctrico seleccionado originalmente (Figura 4.1), con respecto a la
ejecución del primer objetivo presentado en la Tabla 2.1 Cuadro de Variables, se
dispuso a efectuar pruebas operacionales al motor de inducción seleccionado. Se
requiere de la comprobación experimental de la capacidad del motor de inducción para
garantizar su funcionamiento satisfactorio en la aplicación del Kart.
La metodología empleada para la ejecución de dichas pruebas corresponde con
la teoría citada del autor Stephen Chapman, a partir de las pruebas de rotor bloqueado
85 y de vacío se puede obtener un circuito equivalente que permite una serie de cálculos,
tanto de torque máximo como la curva par velocidad, del primero se considera el valor
máximo admisible de carga y mediante la curva una idea de la operación bajo carga del
motor. El objeto de realizar dichas pruebas es con la finalidad de identificar las
características del motor respecto a la capacidad.
4.1.1 Datos de Placa del Motor
S
DO
A
V
R
E
En base a la información dada en las nociones teóricas, se resumen los
ES
R
S
O
parámetros operativos más importantes en una placa, la cual se encuentra acoplada al
CH
E
R
cuenta las condiciones
DE que definen como nominales, los parámetros más relevantes
motor. Dicha información es proporcionada por el fabricante del equipo tomando en
son la tensión de operación, la corriente nominal, las revoluciones por minuto y el
diseño del motor.
IDENTIFICACIÓN DEL MOTOR
Motor de Inducción marca SIEMENS 0.75 HP
Tabla 4.1 Datos de Placa de Característica del Motor de Inducción.
Vn
220 V
In
2.4 A
Nm
3430 rpm
Clase
IEC 34
Masa
6 Kg
Fuente: Urdaneta (2011).
Directamente de la placa se pueden identificar dos parámetros de suma
importancia para el diseño del circuito que servirá de fuente de potencia. El primero es
la tensión de operación trifásica, por lo que el circuito debe producir un nivel de tensión
86 apropiado que corresponda con el valor nominal del motor, se conoce el fenómeno de
que a menor tensión que la menor admitida el motor compensa con un aumento de
corriente, por lo general los devanados no están diseñados para esa sobre corriente.
El otro parámetro es la corriente nominal, a partir de la cual se debe establecer
el valor mínimo de la capacidad de corriente en Amperio-hora de la fuente de potencia
para asegurar el abastecimiento de dicho motor. Tanto las baterías como el circuito
inversor deben ser capaces de manejar el valor por encima del dato presentado en la
S
DO
A
V
R
placa.
E
ES
R
S
O
4.1.2 Prueba de Vacío
CH
E
R
La pruebaD
deEvacío se realizó mediante la conexión del mismo a las líneas de
alimentación, y aplicando la tensión nominal. Los tres parámetros importantes a tomar
en cuenta en esta prueba son la corriente y la potencia de vacío. Directamente de la
potencia de vacío se pueden apreciar las pérdidas rotacionales y de fricción del
vehículo. Estas pérdidas deben ser tomadas en cuenta para el diseño de la capacidad
base de la fuente de potencia.
Como parte adicional a la prueba de vacío, se registran a su vez la frecuencia de
alimentación de la línea, la cual fue posible obtener mediante equipos en el módulo de
alimentación principal del Laboratorio de Maquinas Eléctricas de la Universidad, el cual
indica la frecuencia de alimentación, que esta vez corresponde con 60 Hz. Las
revoluciones por minuto al vacío se obtuvieron mediante el empleo de un tacómetro de
tipo acople.
Tabla 4.2 Datos de la Prueba de Vacío.
V
I (A)
W1 (W)
W2 (W)
P(W)
Frec. (Hz)
Nmo (rpm)
208
2,3
430
-280
150
60
3430
Fuente: Urdaneta (2011).
87 El valor de las revoluciones por minuto obtenidas tiene relevancia con respecto a
la operación del Kart. Como se sabe, los motores para estas aplicaciones poseen
menores revoluciones por minuto a mayor torque, por lo que de no ser posible disminuir
la frecuencia por debajo de la nominal, se requiere de aprovechar la relación de cambio
de revoluciones de poleas que incluye el vehículo, ya que las altas revoluciones del
motor de inducción hacen que el vehículo desarrolle demasiada velocidad con poco
torque.
4.1.3 Prueba a Rotor Bloqueado
E
ES
R
S
O
CH
E
R
anterior,
DEcon la diferencia
S
DO
A
V
R
La segunda prueba al motor de inducción, se realiza con la misma conexión
eléctrica
de que se necesita emplear un freno
electrodinámico o mecánico al eje del rotor, de manera de que este no gire y es
importante precisar de una fuente de tensión variable. Ésta prueba se realizo con el
circuito de la prueba anterior, con la variante de contar con una fuente variable de
tensión de alimentación y un freno mecánico acoplado al eje.
Tabla 4.3 Datos de la Prueba de Rotor Bloqueado.
V
I (A)
W1 (W)
53
3,6
20
W2 (W)
P (W)
VDC
IDC
70
90
16,2V
2A
Fuente: Urdaneta (2011).
Una vez completada la prueba de rotor bloqueado se realiza la prueba de
corriente continua para estimar el valor de la resistencia de los devanados, ya que se
aprovecha el previo calentamiento de los devanados, simulando una situación de
trabajo bajo carga. Se aplicó una tensión hasta obtener aproximadamente 2 A DC con
el propósito de despejar mediante la ley de Ohm dicho valor.
88 4.2 CIR
RCUITO EQUIVALENTE DEL MOTOR DE
D INDUCC
CIÓN
A partir de
e los datos recolecta
ados de la
a Placa de
e Caracterrísticas del motor de
e
Inducción y de la
as pruebas de vacío y rotor bloq
queado se dispone a realizar lo
os cálculoss
relacionados co
on la detterminació
ón del circuito equivalente, los cua
ales están
n
sustentados en la teoría presentada por Cha
apman (20
005), para
a obtener el circuito
o
equivalente final con una rama
r
serie
e, un elemento en fu
unción del deslizamie
ento y una
a
H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
rama paralelo
p
que represen
nta las pérrdidas.
Figurra 4.2 Circu
uito Equivallente del Mo
otor de Indu
ucción Seleccionado
Fuente
e: Imagen: Ch
hapman, (2005
5) Pagina 394
4. Figura 7-12 Datos: Urdaneta (2011).
4.3 CU
URVA PAR
R-VELOCID
DAD DEL MOTOR DE
D INDUCC
CIÓN
En la grá
áfica 4.3 se presen
nta el comportamie
ento del m
motor de inducción
n
dad en rpm
m. En esta
a
selecciionado, en N-m parra diferentes valoress posibles de velocid
curva, se presen
nta la carracterística
a de que para
p
una velocidad y un desslizamiento
o
determ
minados occurrirá el va
alor de pa
ar máximo.. Este fenó
ómeno se debe a qu
ue durante
e
este va
alor de ve
elocidad se
e produce la máxima transfere
encia de p
potencia al
a rotor, es
s
decir, las
l impeda
ancias son
n idénticas
s respecto a la resisstencia lo que permite que se
e
transm
mita la máxiima potenccia posible
e, haciendo
o que el pa
ar sea máximo.
89
9 Esta característica puede ser aprovechada respecto a la velocidad máxima del
motor, como se desea un aumento de velocidad, si se tiene una carga mecánica
asociada al motor, se desplazará con mayor facilidad que en la velocidad nominal,
como se corrobora en la gráfica construida. Para dicho aprovechamiento es necesario
identificar la frecuencia de operación que relacione esa velocidad.
H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
Figura 4.3 Curva de Par-Velocidad del Motor de Inducción 3/4 HP.
Fuente: Urdaneta (2011).
4.4 DIMENSIONES FÍSICAS DEL VEHÍCULO
El vehículo a ser impulsado por el motor de inducción seleccionado corresponde
con un Kart de tamaño suficiente para alojar a una persona adulta (Ver Figura 4.4). Las
dimensiones físicas referidas a tamaño y peso son resumidas en la siguiente tabla. El
vehículo esta completo respecto a la interfaz humana, consta de su propio sistema de
transmisión para girar las ruedas y su sistema de frenado.
90 El valor relevante para el trabajo es el peso del vehículo, ya que este se debe
considerar como carga mecánica para el motor de inducción, y debe compararse con el
par máximo que puede desarrollar el mismo. De ser superior a la carga el motor
funcionara sin problemas y puede acoplarse directamente el eje del motor con el eje de
la rueda, sin embargo de ser menor, es necesario compensar el vehículo con
reductores de carga mecánica, como el sistema de poleas, o una caja reductora.
E
ES
R
S
O
H
EC
R
E
D
S
DO
A
V
R
Figura 4.4 Vehículo Tipo Kart.
Fuente: Urdaneta (2011).
Tabla 4.4 Datos Físicos del Vehículo.
Dimensión
Largo (m)
Ancho (m)
Masa (Kg)
Valor
1.7
1.27
40 Kg
Fuente: Urdaneta (2011).
El vehículo tipo Kart incluye su propio sistema reductor de carga, el cual será
aprovechado para la implementación del motor de inducción ya que la carga mecánica
total en el vehículo son 61 Kilogramos aproximadamente (Chasis, Motor y baterías), la
cual considerando el operador de 70 Kg, da un total de 131 Kg. Dado que el par
máximo del motor de inducción no es superior a la carga mecánica real del vehículo
junto con el peso del operador, es imprescindible el uso de un sistema de poleas. Una
91 combinación de dicha reducción de carga mecánica con el circuito arrancador suave,
puede garantizar el funcionamiento adecuado del motor bajo estas condiciones de
carga severa.
Como se sabe, el motor de inducción requiere de una alimentación trifásica, por
lo que el primer paso una vez identificada la carga del motor y su compensación
mecánica, es necesario diseñar una fuente trifásica que permita la operación del
mismo, considerando que la capacidad de la misma sea superior al consumo del motor.
E
ES
R
S
O
CH
E
R
importante
DE proveer una
S
DO
A
V
R
4.5 DISEÑO DE LA FUENTE DE POTENCIA AC 120/208V 3Φ
Para poder garantizar la independencia del vehículo a las redes de alimentación
estáticas, es
alimentación localizada que cumpla con los
requerimientos nominales del motor. Para ello, se deben producir tres señales de
corriente alterna que se desfasen 120º, tal y como lo hace el sistema de alimentación
trifásico. Para poder lograr esto, se empleó el circuito oscilador trifásico propuesto en
las nociones teóricas.
4.5.1 Diseño del Circuito Oscilador Trifásico
Dado que la frecuencia de alimentación del motor de inducción corresponde con
la frecuencia que es distribuida en las redes eléctricas locales, se debe diseñar el
oscilador trifásico con la frecuencia de oscilación equivalente a ésta. Para ello, a partir
de la ecuación 2.18 se deben seleccionar los componentes electrónicos a manera de
lograr la frecuencia de 60 Hz.
Como parte inicial de la selección de los componentes, se debe tomar en cuenta
que la capacitancia es más dificultosa para obtener valores no estandarizados que las
resistencias, por lo que se prefiere fijar el valor de la capacitancia del oscilador. En el
diseño se fija el valor de 100nF para los capacitores, el cual es fácil de encontrar.
Desarrollando el cálculo en función de la frecuencia deseada, el resultado de la
resistencia es:
92 √3
2
60
45,9441 Ω
100
. 4.1
A manera de simplificar a la hora de implementar los componentes electrónicos
deducidos del cálculo anterior, se dispone a aproximar el valor de R2 obtenido a 46kΩ.
Analizando a su vez otro requerimiento del ajuste de ganancia de las etapas de los
amplificadores, que debe ser alrededor de +2 en cada etapa, la relación entre R2 y R1
E
S
E
R
OS 23 Ω . 4.2
H
EC
R
E
D
1
S
DO
A
V
R
debe ser este valor.
46 Ω
2
Cumplir con esta condición de ambas resistencias permite que se desarrolle el
desfase de 120º entre las señales producidas por el oscilador, el cual es planteado por
la teoría en la ecuación 2.20. Con estos dos valores de resistencias se dispone a
verificar la frecuencia que se obtiene en realidad, dado que la resistencia R2 fue
aproximada, y estimando que los capacitores son ideales y tienen el valor de
capacitancia exacto en 100 nF.
2
%
√3
46 Ω 100
5,9271
60
59.9271
60
100%
. 4.3
0.1215%
Esta estimación permite identificar el error real que se presenta en la frecuencia
de oscilación del circuito, el valor teórico que se puede presentar en el circuito es de
59.9271Hz, el cual es muy cercano a 60 Hz; esto sin tomar en cuenta la otra
aproximación realizada, que se trata de que los capacitores son ideales a 100nF,
cuando en realidad pueden tener una variación del orden del 1%.
Como se manipulará la frecuencia de la señal de alimentación durante la última
etapa de operación del motor en este proceso, y como se conoce que la frecuencia es
93 directamente proporcional a la frecuencia, es admisible que sea un bajo porcentaje por
debajo, ya que en esa pequeña pedida las revoluciones serán más bajas. Favoreciendo
el carácter gradual del arranque suave del motor de inducción.
A su vez, para verificar el comportamiento real del circuito oscilador trifásico, se
empleo el entorno de simulación Multisim, el cual permitió analizarlo en función del
tiempo, así como tener una idea aproximada de las formas de onda reales que se
producen en éste. Dado que existe cierta diferencia entre los parámetros reales y los
S
DO
A
V
R
prácticos, la simulación permite efectuar un ajuste de los valores seleccionados
anteriormente de manera teórica.
H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
4.5.2 Simulación del Circuito Oscilador Trifásico
Se construyó el circuito en el programa ya mencionado empleando las librerías
para el circuito integrado LM741 y los demás componentes pasivos que se utilizarán en
físico, así como los instrumentos de medición correspondientes con el osciloscopio y el
frecuencímetro (Figura 4.5). El objeto de esto es verificar la oscilación del circuito, la
calidad de las ondas que son producidas y la frecuencia fundamental de las mismas.
Figura 4.5 Circuito de Prueba en Multisim.
Fuente: Urdaneta (2011).
94 Con la configuración obtenida de los cálculos teóricos de R1=23kΩ, R2=46kΩ y
C=100nF, el comportamiento del oscilador no produce una señal sinusoidal
satisfactoria, ya que produce un voltaje alterno no uniforme y del orden de los pV a nV.
A través del ensayo y error y la teoría de Texas Instruments, se pudo identificar que
una variación valor de resistencia muy alto en algunas resistencias como R1 no permite
al circuito oscilar, a pesar de que con el valor de 22kΩ en R1 el circuito oscila. Otro
fenómeno a tomar en cuenta es el efecto del tiempo que toma al circuito entrar en
S
DO
A
V
R
oscilación, análogo al proceso de arranque.
E
Este fenómeno se referirá como arranque del oscilador, proceso en el cual los
ES
R
S
O
voltajes de salida comienzan a oscilar desde un voltaje DC hasta gradualmente
CH
E
R
en el orden de 1D
a 3E
segundos dependiendo de la frecuencia de oscilación fundamental
aumentar la amplitud de las ondas seno, que en el entorno de simulación se encuentra
del circuito, por esto es preciso permitir al circuito oscilador completar su estado de
oscilación antes de conectarlo a una carga.
Otro aspecto a tomar en cuenta es la disponibilidad de los resistores obtenidos
de manera teórica. El resistor R1=22kΩ, está disponible bajo el formato de resistencias
de precisión, así como el capacitor C=100nF, sin embargo existe un problema con la
disponibilidad del valor de R2, por lo que se debe emplear el valor de 47kΩ. Una vez
verificados los valores respecto a su disponibilidad se debe verificar de nuevo la
operación apropiada del circuito oscilador.
El desfase teórico se obtiene mediante la ecuación 2.20, donde el denominador
corresponde con el valor de la ganancia obtenida del cociente de R2 con R1.
Desarrollando dicha ecuación con los valores obtenidos en el párrafo anterior, se
obtiene el valor complejo de 1,0682 120°, donde se puede apreciar que el desfase no
es afectado por la ganancia, tal y como lo afirma la teoría.
Mediante la ayuda de un osciloscopio incluido en las librerías del programa
Multisim, se verifica el desfase de las tres ondas, dado que el osciloscopio preciso en
escala de nV es de dos canales, se realiza primero la fase 0 con la fase 1. De la misma
forma se verifica que la fase 1 esta adelantada a la fase 0 en 120° y en la siguiente
imagen se puede ver que la fase 2 esta adelantada 120° a la 1, o equivalente a estar
atrasada 120° con la fase 0.
95 Desde el punto de vista de la calidad de las señales de alimentación, tanto en la
captura de las fases 0 y 1, junto con la siguiente de las fases 1 y 2, (Figuras 4.6 y 4.7)
se puede observar la concordancia entre las dos primeras, presentándose la única
distorsión en la fase 2 la que corresponde con el compensador en base a diodos Zener
y la distorsión se debe a las pérdidas asociadas a éste. La teoría afirma que las
pérdidas por esta compensación no son un problema, y en efecto, las distorsiones son
mínimas.
S
DO
A
V
R
Se dispone de dichos limitadores para prevenir que el oscilador produzca el
E
S
con señales
E
R
OS
incremento abrupto de las amplitudes de las tres fases hasta que se saturen los
amplificadores
operacionales,
terminando
recortadas
trifásicas,
CH
E
R
las tres fases. La
ventaja de este circuito analógico es que proporciona las ondas
DE
prefiriéndose entonces la ligera distorsión de una de las fases versus la distorsión de
sinusoidales puras, sin armónicos, pero la gran desventaja que presenta es que debido
a que es en base al integrado LM741, es muy pequeña la potencia que entrega.
Figura 4.6 Captura del Osciloscopio de Multisim de las Fases 0 y 1.
Fuente: Urdaneta (2011).
96 H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
Figura 4.7 Captura del Osciloscopio de Multisim de las Fases 1 y 2.
Fuente: Urdaneta (2011).
Dentro de la evaluación de este circuito queda pendiente entonces el estudio de
la frecuencia de oscilación. Empleando tres frecuencímetros en el programa fue posible
identificar la frecuencia de oscilación de las tres fases. La frecuencia es constante en
las tres fases ya que los componentes que la definen son idénticos, por lo que el
estudio se realiza por fase, en función de los componentes seleccionados.
Figura 4.8 Frecuencia de las fases del Oscilador.
Fuente: Urdaneta (2011).
97 Como puede observarse, en la figura 4.8 existe una sobre frecuencia diferente a
la calculada teóricamente, aquí se puede apreciar el efecto de los valores reales con
los valores obtenidos de manera teórica, estos valores reales poseen su propia
tolerancia, es decir, un margen de error admisible por parte de los fabricantes para el
valor estandarizado que representan.
Debido a la dificultad de la obtención de los componentes se permite una
tolerancia del ±5%. Mediante la ecuación 4.3 que corresponde con el estudio del
S
DO
A
V
R
porcentaje del error en la frecuencia usado también en el cálculo teórico, arroja como
E
resultado una sobre frecuencia de un 3.3883% y como se trata de un sistema
ES
R
S
O
independiente de una red de alimentación, es admisible este valor.
CH
E
R
para esta investigación
DE se basa en el aumento de la frecuencia, el hecho de que la
De la misma manera, como el fundamento de operación del control de velocidad
frecuencia base se encuentre un 3.4% por encima de la nominal no significa un gran
problema. Mediante el uso de un osciloscopio virtual incluido en Multisim se pueden
apreciar las tres fases. (Figura 4.9)
Figura 4.9 Salida del Oscilador Trifásico mediante Osciloscopio Tektronix incluido en Multisim.
Fuente: Urdaneta (2011).
98 4.5.3 Diseño de la Etapa de Amplificación y Transformación
El circuito obtenido en el apartado anterior, funciona para proveer la forma de
onda y el desfasaje característico de la alimentación trifásica. Sin embargo, éste
circuito no posee capacidad de entregar potencia, por lo que se deben diseñar etapas
de pre amplificación y amplificación de potencia de las mismas. Dado que la forma de
onda de salida del transistor depende de la polarización del transistor y la carga que se
S
DO
A
V
R
conecta a estos, es preferible emplear transformadores para elevar el voltaje.
E
El voltaje de salida del oscilador varia respecto a cada fase debido a las pérdidas
ES
R
S
O
discutidas anteriormente, por lo que se elige un valor promedio de las tensiones, a
CH
E
R
E y la capacidad de corriente que suple el oscilador no es apta
debido a que la D
amplitud
partir de las cuales se pueda realizar la etapa de pre amplificación. Esta etapa existe
para la etapa de transformación.
Para la etapa de amplificación, se debe incrementar el voltaje desde los 5.37Vpp
en promedio hasta 12V, esto puede ser logrado con la ayuda de otro amplificador
operacional, ajustando valores para la ganancia de un amplificador no inversor pero
ésta no puede llegar a la amplitud que equivale a la alimentación simétrica ya que se
satura.
Debido al problema de la saturación del amplificador operacional, se debe
seleccionar un valor de ganancia menor. Por ello se selecciona la combinación de R1
igual a 220 y la resistencia de retroalimentación que define la ganancia se fija como dos
resistencias de 470 en paralelo. Como una primera etapa de amplificación de tensión
es aceptable esta ganancia, ya que la ganancia total del circuito viene dada por la
ecuación siguiente:
1
235Ω⁄220Ω
2,0682
. 2.21
Esta ganancia proporciona una amplitud de tensión superior, a la cual se puede
anexar una etapa de amplificación de corriente, para poder servir de retroalimentación
a los sistemas de arranque suave y de control de velocidad. Luego se puede realizar
99 una amplificación de corriente superior, para poder suplir la carga del motor referida al
secundario de los transformadores.
Partiendo
de
la
relación
de
transformación
de
los
transformadores
seleccionados, es de una relación de transformación de 120V a 12V, pero se
emplearan en inversa. Esta relación de transformación es de 10, por lo que la relación
de corriente es el inverso, o que la corriente del secundario es 10 veces la corriente del
primario.
S
DO
A
V
R
Con esto, considerando el dato obtenido de la corriente del motor y tomando
E
como referencia también el valor de la corriente del motor en la placa de datos técnicos
ES
R
S
O
correspondiente, se debe diseñar un circuito amplificador de corriente que pueda suplir
CH
E
R
expresados en corriente
DE secundaria, se debe referir este valor al primario, de la misma
la corriente dada. Como se emplean transformadores cuyos valores de corriente vienen
forma que se deben disponer los circuitos amplificadores de corriente en paralelo.
Para el diseño del circuito de amplificación de corriente para los 12V AC, se
realiza en base a transistor BJT en configuración como amplificador de potencia Clase
A. Para el trabajo se seleccionó el transistor 2N3055, de 15 A, 60V y 115W. En la hoja
de datos técnicos de dicho transistor se encuentran las curvas de saturación, a partir de
la cual se calcula la polarización DC.
Figura 4.10 Curvas de saturación del transistor 2N3055.
Fuente: Hoja de Datos Técnicos para el Transistor 2N3055, Motorola.
100 ón se selec
cciona en ffunción de la corrientte de colec
ctor que se
e
El punto de operació
desea, para estte transisto
or el fabriicante pro
oporciona tres curva
as (Figura 4.10), se
e
selecciiona la currva central para estar lejos de la zona de
e corte y te
ener un espacio para
a
el efecto de la temperatura
a en las corrrientes de
el transistor. Para la ccurva de 4 Amperios
s
se deb
be ubicar u
un punto de operació
ón donde el
e voltaje VCE no se sature y la
a corriente
e
de bas
se no entre
e en corte.
Ubicando el punto, la corrien
nte de basse debe se
er aproxim
madamente
e 150 mA,
S
DO
A
V
R
para ell VCC de 12
2V, la resistencia de
e polarización debe ser
s de 80Ω
Ω. Esta con
nfiguración
n
E
proporc
ciona la ca
apacidad de
d que el trransistor co
onduzca durante todo el ciclo de
d la onda,
ES
R
S
O
y en la
as curvas de satura
ación pued
de verse q
que tiene la
l capacid
dad de enttregar una
a
H
EC
R
E
observ
var en la fig
gura
D 4.11.
corrien
nte de hastta 8 Ampe
erios. El cirrcuito del a
amplificado
or Clase A diseñado
o se puede
e
Esta polarrización de
el circuito del
d amplificador clas
se A es va
alidada en el entorno
o
de simulación Mu
ultisim, el cual
c
mues
stra que el transistor reproduce
e la señal de
d entrada
a
con un
na alta fidelidad reg
gistrando mínimas
m
p
pérdidas,
y ofreciend
do una ga
anancia de
e
corrien
nte razona
able. Para la simula
ación fue empleada
a una carrga equiva
alente a 4
Amperios, en la fforma de un
u resistor de 3 Ohm..
Fig
gura 4.11 Circuito
C
Amp
plificador Clase A.
Fue
ente: Urdaneta
a (2011)
Dado que se emple
ean transfo
ormadores
s, en el lad
do de baja
a tensión se tiene 5
se nece
e por lo que pa
ara 2,4 Amperios
A
esitan 12
2
veces más la corriente
101
1 aproximadamente, si se desea dar una holgura, se deben conectar aproximadamente 3
transistores en paralelo por fase, se está dando una holgura de 4 Amperios, en caso de
un pico de corriente.
4.6 DISEÑO DEL CIRCUITO DE ARRANQUE
Para poder ofrecer un diseño efectivo, es necesario realizar una identificación de
S
DO
A
V
R
los requerimientos de diseño inicialmente, así como también investigar sobre los
E
métodos recomendados por fabricantes y en soluciones comerciales, con la finalidad
ES
R
S
O
de obtener un buen desempeño. El primer componente importante del módulo de
CH
E
R
Earrancador suave a emplear consta de tres etapas, la primera
El circuitoD
del
control es el circuito Arrancador Suave.
corresponde con la fuente de alimentación del circuito de control, la cual se realiza a
partir del circuito integrado 7805 seleccionado debido a que es el único de la familia de
los reguladores de voltaje que provee de una tensión de 5V con el mínimo rizado
posible, que es de vital importancia para la correcta operación del microcontrolador
PIC16F877.
La segunda etapa del circuito del arrancador suave está comprendida por el
circuito de control, el cual principalmente consiste en el microcontrolador en sí y sus
periféricos. Dicho microcontrolador detecta el accionamiento de un pulsador, a partir del
cual inicia su rutina de arranque, de la misma manera un pulsador de detención,
mediante el cual se puede detener el motor. Entre los periféricos se encuentra el
circuito de detección de cruce por cero, el cual permite el control de fase efectivo por
parte del microcontrolador.
La tercera etapa está comprendida por los actuadores de este controlador.
Dichos actuadores corresponden con los optocopladores y TRIAC, por cada fase, en
los cuales a la entrada del MOC3020 llega la señal del microcontrolador, y éste a su
vez activa el TRIAC. El punto clave de este circuito controlador es la sincronización
respecto a los cruce por cero y la actuación de cada fase, ya que de esta manera y con
esos periféricos se puede recortar la forma de onda que se entrega a la carga.
102 4.6.1 Id
dentificación de los
s Requerim
mientos
Como se ha venido
o discutiendo, el M
Motor de In
nducción d
durante ell arranque
e
presen
nta un alto valor de su
s corriente
e. Por ello el principa
al objetivo para este circuito es
s
limitar este valorr. Al realiz
zar dicho control se está pres
servando ttanto la ca
arga de la
a
batería
a y los aisla
amientos del
d motor, lo que sig
gnifica may
yor tiempo de operac
ción y vida
a
útil del vehículo.
S
DO
A
V
R
Para logra
ar cumplirr con el objetivo de diseño del circuito arrancador para el
E
d inducción, es nec
cesario dis
sponer de criterios
c
de
e diseño. A partir de
e éstos, se
e
motor de
ES
R
S
O
puede realizar un
na selecciión tanto de
d los méto
odos de arrranque de
el motor co
omo de los
s
CH
E
R
E an en la imagen a continuación.
requeriimientos se
e presenta
D
compo
onentes a emplear en los circuitos
c
d fuerza
de
a y contro
ol. Alguno
os de los
s
Potenciia
• Mantener lo más con
nstante possible.
Corriiente de A
Arranque
• Controlaar el increm
mento abrup
pto.
Teension Nominal
• Mantener en el Vaalor Nominaal.
Especcificacionees Fisicas
• Bajo o nulo
o numero de piezas mó
óviles.
• Diseño com
mpacto.
Figurra 4.12 Req
querimiento
os de Diseñ
ño para el Circuito
C
de A
Arranque.
Fue
ente: Urdaneta
a (2011).
4.6.2 Diseño
D
dell Circuito de Fuerza
a
Mediante una previa
a investigación de va
arias aplica
aciones pa
ara el contrrol de fase
e
de mottores, en la
a hoja de datos
d
técniicos del op
ptoacoplad
dor MOC30
010, se pro
ovee de un
n
103
3 circuito destinado al control de motores, con TRIAC no sensitivo en la compuerta, es
decir (10mA < Ig < 50 mA). A su vez se observan los valores de resistencia necesarios
para obtener el valor de la corriente de disparo del Gate, así como la presencia de un
capacitor, que se emplea para el control de los armónicos. (Figura 4.13)
S
DO
A
V
R
E
ES
R
S
O
CH
E
R
DE
Figura 4.13
Circuito propuesto para el control de fase de una Carga Inductiva.
Fuente: Datasheet MOC3010. Motorola Semiconductor Technical Data.
Para realizar la selección del Optoacoplador a emplear en este circuito, se debe
considerar un modelo específico, el cual tiene como finalidad formar parte del circuito
accionado por el microcontrolador que proporciona el disparo de los tiristores TRIAC,
mediante referencias bibliográficas y de recomendaciones de fabricantes, para control
de fase de cargas inductivas como motores se recomienda la familia de
optoacopladores MOC30. Se realiza un juicio de las aptitudes de los optoacopladores a
partir de la tabla 4.5, la cual resume las características operativas de cada modelo.
Tabla 4.5 Cuadro Comparativo de Optoacopladores MOC30.
Corriente del
Tensión de
Cruce por
Diodo LED
Terminales
Cero
3V
60 mA
250VRMS
No
3020
3V
30 mA
400 VRMS
No
3041
1.5V
60 mA
400 VRMS
Sí
Modelo
Tensión del Diodo LED
3010
Fuente: Catálogos Datasheet, http://www.datasheetcatalog.com
104 El opto acoplador sirve como aislamiento entre el circuito de control y el circuito
de fuerza. Dado que en algunos casos, el costo del circuito de control es relativamente
alto, se tiende a proteger el mismo en caso de fallas dentro del circuito de fuerza. De no
proteger el circuito de control, debido a su complejidad, si se llega a producir el daño
del mismo se debe reemplazar al mismo en su totalidad, ya que es muy dificultoso e
impráctico realizar reparaciones en daños de circuitos integrados.
El criterio de selección de este se realizó en base a la aplicación, controles
S
DO
A
V
R
industriales, quedando únicamente la familia MOC30XX. Debido a que se trabaja en un
E
sistema 208/120V el optoacoplador MOC3020 es suficiente para realizar la tarea, lo
ES
R
S
O
único a tomar en cuenta es el voltaje de operación del diodo LED y a su vez, el valor de
CH
E
R
el MOC 3041 esD
deE
semiciclos, y no es apta para el control de disparo de 360° que se
corriente que produce su activación, dado la detección de cruce por cero propuesta por
busca realizar.
El valor de la resistencia que se emplea en el optoacoplador desde el
microcontrolador corresponde con el valor de corriente necesario para producir el
disparo del LED infrarrojo interno, dado que el microcontrolador posee una muy baja
potencia de salida se emplea lógica inversa, es decir el microcontrolador proporcionará
la tierra. El otro extremo del diodo LED estará conectado a 5V, según la hoja de datos
técnicos para el Optoacoplador MOC3020, la corriente debe permanecer entre 30 mA y
60 mA para una correcta operación, por ello, la resistencia seleccionada es el
resultante de una serie de 56Ω en paralelo con una resistencia de 2,2kΩ, resultando
una corriente de 46,9 mA.
Continuando la selección de componentes (Tabla 4.6), para el TRIAC a emplear
en este circuito, se debe considerar principalmente tres factores importantes, la tensión
máxima de operación entre sus terminales, la corriente máxima entre sus terminales y
la corriente que es necesaria para disparar la compuerta. Se necesita un TRIAC de la
gama media, pero que tenga la capacidad de manejar una corriente superior a la del
motor.
105 Tabla 4.6 Cuadro Comparativo de Tiristores TRIAC.
Modelo
Tensión Máxima
Máxima Corriente
Corriente de Gate
BTA16-600B
800 VRMS
16 ARMS
10 a 50 mA
2N6071
600 VRMS
4 ARMS
15 a 30 mA
NTE5620
800 VRMS
8 ARMS
50 a 75 mA
Fuente: Catálogos Datasheet, http://www.datasheetcatalog.com
S
DO
A
V
R
SE
E
R
arrancador suave, por tanto, está
enS
contacto directo con el motor de inducción, es
O
H
C
E
necesaria la selección
DERen base a los parámetros nominales del motor, así como la
El TRIAC es el componente que estará dentro del circuito de fuerza del
capacidad de corriente de arranque, de manera que el tiristor no sea dañado por ello. A
su vez, como la selección anterior, es hecha en dependiendo de su disponibilidad, en
este caso se seleccionó un TRIAC de 16 Amperios RMS, BTA16 600B.
Esta selección provee de mucha holgura respecto a su capacidad de operación,
en caso de ser necesario emplear un motor de inducción de mayor potencia, con las
limitantes respecto al diseño de que estos componentes necesitan disipación de calor
cuando manejan altos valores de corriente, y el otro problema el cual radica en la
potencia que puede entregar la fuente inversora.
A su vez, el valor de la resistencia para obtener la corriente del Gate
corresponde con el cálculo mediante la ley de ohm de la tensión de alimentación
alterna y la corriente deseada para el Gate, de nuevo según el datasheet del TRIAC, la
corriente del Gate debe estar entre los 10 mA y los 50 mA. La resistencia para obtener
50mA en 120V es de 2,4kΩ, sin embargo debe tomarse en cuenta la impedancia del
capacitor.
4.6.3 Diseño del Circuito de Detección de Cruce por Cero
El circuito de detección de cruce por cero consiste en el periférico principal para
el circuito del microcontrolador. El objetivo de este circuito es servir de indicativo sobre
106 el comportamientto de la se
eñal de alim
mentación, ya que pa
ara poder rrealizar un control de
e
fase effectivo, es necesario
o hacer los
s disparos del TRIAC
C conocien
ndo la posición en el
tiempo
o actual de dicha onda.
A
Aprovecha
ando la alimentació
a
ón a 5vp
pp aproxim
madamente
e directa desde el
oscilad
dor, se pue
ede emplea
ar un conv
vertidor ana
alógico dig
gital para la
a detección del cero,
en este
e caso el ADC0804,
A
que conviierte una sseñal analó
ógica en una palabra
a digital de
e
8 bits. Dado que el converttidor no tie
ene la capa
acidad de detectar lo
os valores de voltaje
e
S
DO
A
V
R
negativ
vo, se hace
e uso de un puente rectificador
r
r.
E
Esto hace que el bit menos sig
gnificativo del
d converrtidor analó
ógico-digita
al sea cero
o
ES
R
S
O
únicam
mente cuan
ndo la on
nda cruza por cero. Quedand
do únicam
mente por parte del
CH
E
R
por cerro. Cabe notar
n
e
circuito envía dos
d cruces por cero por ciclo, por lo que
e
DEque este
microcontroladorr detectar el
e cero que
e arroja el convertido
or cada ve
ez que se incursiona
a
durante
e el diseño
o del programa esto se
s debe to
omar en cuenta.
En la pág
gina web del
d produc
cto en el sitio
s
web de
d la Natio
onal Semiconductor,
presen
ntan algun
nas espec
cificaciones
s técnicas
s del conv
vertidor, e
entre las cuales se
e
encuen
ntra el tiem
mpo de con
nversión, de
d 100µs, siendo este retardo de tiempo
o relevante
e
durante
e el diseñ
ño, ya qu
ue esto fo
orma parte
e de los retardos ttécnicos del
d circuito
o
arranca
ador suave
e.
F
Figura
4.14 Circuito de
e operación continua pa
ara el ADC0
0804.
Fu
uente: Hoja de
e Datos Técnicos para el AD
DC0804. Natio
onal Semiconductor.
107
7 Las conexiones presentadas en la figura arriba (Figura 4.14) establecen el
funcionamiento continuo del convertidor analógico digital, en el terminal marcado como
AC in, se conecta a la fase que ha sido rectificada para poder identificar los dos cruces
por cero de un ciclo. El otro conector importante es el Bit 0, el menos significativo, el
cual se conecta al microcontrolador. Este convertidor
tiene la cualidad de ser
compatible con microprocesadores/microcontroladores, es decir que no se requiere de
interfaces adicionales y se puede conectar directamente al PIC16F877.
4.6.4 Diseño del Circuito de Control Central
S
DO
A
V
R
E
ES
R
S
O
CH
E
R
E señales de los detectores de cruce por cero. Con estas señales
circuito que recibe
Dlas
El circuito de control central es el que contendrá el microcontrolador, a su vez el
el circuito realizara los cálculos y los retardos de tiempo para producir el control de
disparo del TRIAC en el circuito de fuerza. Dado que se trabajan con tres fases
independientes, los diseños se realizan por fase, es decir, un circuito de fuerza y de
detección de cruce por cero por fase.
La familia seleccionada para esta aplicación es la PIC 16F, en la pagina del
fabricante Microchip es posible realizar una comparación de las prestaciones de los
distintos microcontroladores disponibles, seleccionando tres de los microcontroladores
más utilizados, entre ellos el PIC16F84A, 16F628A, 16F677, 16F877. La tabla
comparativa 4.7 resume las características que los clasifican dentro de la familia 16F.
Tabla 4.7 Cuadro Comparativo de Microcontroladores de la Familia PIC16.
Puertos de
No. de
E/S
Pines
16F628A
2
16F677
16F877
Modelo
Oscilador Interno
Precio
Disponibilidad
18
Si, 4 MHz
USD. $1.47
En Producción
3
20
Si, 8Mhz y 32kHz.
USD. $0.99
5
40
No
USD. $9.60
En Producción
En Producción
Fuente: Microchip, http://www.microchip.com/
108 La selección del microcontrolador debe sustentarse con varios criterios. Los más
importantes están resumidos en la tabla anterior. A su vez, la información
proporcionada por Microchip se aplica a los E.E.U.U, localmente, el PIC16F84A ha sido
descontinuado debido a problemas de divisas, por las mismas razones el
microcontrolador PIC16F677 a pesar que es un microcontrolador más complejo, no
está disponible localmente en Venezuela. Respecto al microcontrolador seleccionado
cuenta con suficientes características para realizar la tarea, su única desventaja es la
S
DO
A
V
R
ausencia de un oscilador interno.
E
Respecto al lenguaje de programación, los microcontroladores poseen un
ES
R
S
O
lenguaje común, el Assembler, cuyas diferencias residen únicamente en las
CH
E
R
lugar de un lenguaje
DE BASIC o C es que mediante Assembler se pueden construir
prestaciones adicionales que cuentan. La razón de emplear el lenguaje Assembler en
programas más compactos y eficientes, dado que los lenguajes mencionados
anteriormente poseen instrucciones equivalentes para los comandos introducidos, sin
embargo se identificó de manera práctica que emplear el lenguaje C para probar un bit
en un puerto toma mucho más tiempo que en Assembler.
Una vez completada la selección de los componentes a ser utilizados en el
circuito de control, se realiza la interconexión entre los periféricos y el circuito de control
central, como se puede observar en la figura 4.15, en la cual aparte de disponer los
circuitos de fuerza y de cruce por cero, se disponen de LEDs que funcionan de
interface al operador, ya que estos indican si el motor esta arrancando, o ya está en
estado estable. Como complemento a dicha interface se encuentran los pulsadores de
arranque y paro general, en caso de producirse un problema y se deba hacer un paro
total del circuito.
109 H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
Figura 4.15 Circuito Arrancador Suave Completo.
Fuente: Urdaneta (2011).
4.7 DISEÑO DEL CIRCUITO VARIADOR DE VELOCIDAD
Junto con el Arrancador Suave descrito en el apartado anterior, el circuito
variador de velocidad corresponde con otro componente importante del módulo de
control, el cual tiene el propósito de controlar la velocidad de giro del rotor, que se logra
mediante la variación de frecuencia de la alimentación. El proceso idéntico para el
diseño del circuito de arranque suave se aplica para este otro circuito.
Sin embargo, se presentan diferencias notables: el Motor de Inducción se
encuentra por lo general en estado estable respecto a su valor de corriente, durante la
etapa que corresponde con la operación del variador de frecuencia. Por ello el principal
requerimiento para este circuito es el tiempo de respuesta entre la acción del operador
y el efecto de dicha acción sobre el motor.
110 Este circuito cuenta con varias etapas como su contraparte, la primera de las
cuales consiste en un circuito de rectificación trifásica, un puente trifásico dispuesto
para rectificar un voltaje positivo, de esta manera se cuentan con altas tensiones en
corriente continua, aprovechándose la transformación anterior realizada en la etapa de
la fuente trifásica.
La segunda etapa consiste en el circuito de fuerza, el cual contiene
componentes que ejercen la labor de interruptores de alta velocidad, los cuales
S
DO
A
V
R
permiten la aplicación a la carga de pulsos de ancho variable, a manera de simular una
E
onda sinusoidal. La selección de los componentes para la realización de los pulsos
ES
R
S
O
debe ser en función de su disponibilidad en la localidad.
CH
E
R
propio circuito sensor
DE de la referencia de la alimentación trifásica original, y hace uso
La tercera etapa consiste en el circuito de control, el cual debe contar con su
del circuito de fuerza para alimentar la carga, en este caso el motor, con frecuencias
diferentes. Este funcionamiento es dependiente de la información proporcionada por el
pedal, ya que el usuario del vehículo realizará el ajuste de velocidad deseada durante
un momento dado.
4.7.1 Identificación de Requerimientos de Diseño del Circuito Variador de
Velocidad
El diseño del circuito variador de Velocidad presenta el requerimiento de la
capacidad de los componentes del circuito de fuerza, ya que estos deben tener la
capacidad de suplir la carga del motor en vacío mas la carga mecánica del mismo, así
como se necesita trabajar con una tensión aproximada al valor nominal, para reducir
incrementos de corriente por causa de una deficiencia de voltaje en la alimentación del
motor.
El circuito a su vez, debe ser robusto debido a su aplicación, ya que debe resistir
choques mecánicos leves y debe ser compacto ya que junto con el circuito arrancador
suave ocupan un espacio limitado en el vehículo. En resumen, los requerimientos de
diseño que se consideraron más importantes para el diseño del circuito variador de
111 frecuen
ncia en la realizació
ón de este
e trabajo especial
e
d grado sse encuen
de
ntran en la
a
figura 4.16.
4
Potencia
• Capaacidad de los componentes mayo
or o igual a la del mo
otor.
Tiem
mpo de Respuesta
• Pro
oporcionar una respuesta razonab
blemente rápidaa.
S
DO
A
V
Frecuencia dee la Tensión
n de Aliment
tación
ER
S
E
R encia en la ccual puede • Ofreecer un ranggo de frecue
S
O
H variarse.
C
E
R
E • Proporcionaar control ggradual sobrre ella.
D
Especcificacionees Físicas
• Bajo o nulo
o número de piezas mó
óviles.
• Diseño com
D
mpacto.
Figura 4.16
6 Requerimientos de Diseño
D
para el Circuito Controlador de Velocid
dad.
Fue
ente: Urdaneta
a (2011).
4.7.2 Diseño
D
dell Circuito Rectificad
dor
Partiendo de la filosofía del variador d
de frecuen
ncia, es ne
ecesario re
ectificar la
a
ásica a 60 Hz, con la finalidad de
d emplear un circuitto inversorr que envié
é
alimenttación trifá
pulsos de frecuencia variable para
a ofrecer el control gradual de velocidad. Para
a
minimiz
zar el número de partes, no
o se disponen de circuitos de
d amplifiicación de
e
corrien
nte, entonc
ces los rectificadores
s deben ten
ner la capa
acidad de manejar la
a corriente
e
del mo
otor.
La teoría correspon
nde con el
e circuito rectificador trifásico
o presenta
ado en la
a
bibliogrrafía del ttexto Electtrónica de
e Potencia de Hart (Figura 4..17). Cons
siste en la
a
aplicac
ción del fun
ndamento de operac
ción del pu
uente rectifficador de onda com
mpleta pero
o
para la
as tres fasses, en fun
nción de la
a potencia
a y disponibilidad de
el puente rectificador
r
r
trifásico
o, puede cconstruirse con diodo
os individua
ales.
112
2 E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
Figura 4.17 Puente Rectificador Trifásico.
Fuente: Daniel Hart. Electrónica de Potencia. (2001).
CH
E
R
E
Ddependiendo
Seleccionándolos
de
Para el diseño del puente rectificador se dispone a emplear diodos individuales.
su tensión máxima admisible y de la corriente
máxima que pueden permitir conducir. Entre las opciones se presenta el APT15D100K
el cual es un diodo de alta velocidad, de no estar disponible su inmediato reemplazo es
el diodo 10A05. El diodo rectificador de uso general 1N4007 tiene una corriente muy
baja, por lo que no es apto para el trabajo en el puente rectificador. Los modelos mas
relevantes y sus características se resumen en la tabla 4.8.
Tabla 4.8 Cuadro Comparativo de Diodos Rectificadores.
Modelo
Tensión Máxima
Máxima Corriente
ECG5814
400 VRMS
6 ARMS
10A05
420 VRMS
10 ARMS
1N4007
1000 VRMS
1 ARMS
Fuente: http://www.datasheetcatalog.com/
Para verificar el funcionamiento deseado y presentado por la bibliografía, se
dispone a simular el puente rectificador trifásico en el entorno Multisim. Con el uso del
osciloscopio se determina la tensión teórica de salida del rectificador, y se estudia la
113 amplitud del rizado, de ser necesario puede implementarse un banco capacitivo de
rectificación.
H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
Figura 4.18 Rizado en el Puente Trifásico.
Fuente: Urdaneta (2011).
El rizado en la figura 4.18 tiene una amplitud de 0.1V, el cual puede ser
disminuido con un capacitor debido a que el puente rectificador sirve como bus de
tensión DC para el circuito inversor, ésta debe tener una tensión DC lo más pura
posible. La tensión rectificada es equivalente a la tensión máxima de oscilación de la
red trifásica, por lo que se cuenta con 120V DC.
4.7.3 Diseño del Circuito de Fuerza
El circuito de fuerza contiene los componentes electrónicos que funcionan como
interruptores, estos son los que realizaran la inversión de corriente continua a corriente
alterna, ya que dependiendo de la combinación de conducción de las fases se simula la
forma de onda sinusoidal. El circuito propuesto para el inversor trifásico es propuesto
tanto por los antecedentes como por la bibliografía de electrónica de potencia.(Figura
4.19).
114 Figura 4.19 Inversor Trifásico.
S
DO
A
V
R
Fuente: Daniel Hart. Electrónica de Potencia. (2001) Página 352.
SE
E
R
De acuerdo con la bibliografía
es
Sposible conectar cargas tanto en delta como en
O
H
EqueCllega a una carga en estrella equivalente a la tensión de
estrella, siendo la tensión
R
E
D
línea a neutro. Considerando el análisis de Fourier desarrollado por el autor, afirma que
el factor de armónicos para las tensiones tanto de línea como de fase es del 31%, y el
factor de armónicos para las corrientes depende de la carga y para un ejemplo dado de
una carga RL es del 7%.
La frecuencia de alimentación de la carga trifásica puede ser alterada al
disminuir el tiempo de cierre de cada interruptor, pero manteniendo el orden que no
permite que los interruptores s1 y s4, s3 y s6, y s2 y s5 estén cerrados al mismo tiempo
ya que pueden ocasionar un cortocircuito directo en la fuente DC como se puede
observar en la figura siguiente.
Figura 4.20 Esquema de conmutación para salida de seis pulsos.
Fuente: Daniel Hart. Electrónica de Potencia.(2001) Página 352.
115 Para el correcto funcionamiento del circuito inversor, que en este caso
corresponde con la circuitería de fuerza, es necesario seleccionar un componente
electrónico que sustituya los interruptores de la figura anterior. Para ello deben ser
discriminados respecto al número de componentes adicionales necesarios para su
operación, la tensión a la cual pueden ser expuestos y su disponibilidad en el mercado
local.
Dicho componente es el Transistor de Potencia MOSFET Canal N modelo
S
DO
A
V
R
IRF740, posee una capacidad de 400V y 10 Amperios. Como puede observarse provee
E
de una holgura similar a la de los TRIAC seleccionados anteriormente para el circuito
ES
R
S
O
arrancador suave. El componente ideal para el trabajo es el Transistor de Compuerta
CH
E
R
alternativa recomendada
DE por uno de los autores citados como antecedentes.
aislada (IGBT), sin embargo, debido a problemas de existencias se emplea la
4.7.4 Diseño del Circuito de Control
El control central de este circuito Variador de Frecuencia es en base a
microcontrolador PIC16F877, el mismo seleccionado anteriormente para su otra
aplicación. El microcontrolador 16F877 es el encargado de producir el cierre de los
interruptores que en este caso son los transistores MOSFET ya nombrados. De manera
interna se debe proveer de un enclavamiento para los interruptores con la finalidad de
que no se produzca un cortocircuito en la fuente.
Para recibir la información del operador para manipular la velocidad, se
aprovecha el convertidor analógico-digital interno del microcontrolador. A medida que el
valor incrementa en el número de bits, se tiene una manera de identificar que se debe
incrementar la velocidad del motor, esto puede ser logrado reduciendo la duración del
tiempo en la que los contactos conducen.
El diseño de la figura 4.21 presenta un enclavamiento en base a compuertas
NOT, el potenciómetro para fijar la velocidad deseada, y un pulsador que debe ser
acoplado al freno, el cual desconecta al motor temporalmente durante el mismo para
evitar las sobre corrientes, producto de bloquear el eje del vehículo para reducir su
velocidad.
116 H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
Figura 4.21 Circuito de Control Para La Variación de Frecuencia.
Fuente: Urdaneta (2011).
4.8 CONSTRUCCIÓN DEL MÓDULO DE CONTROL DEL VEHÍCULO
Para la construcción del módulo de control de Arranque y Velocidad para el
Vehículo tipo Kart, debe realizarse primero un análisis que permita discernir si los
circuitos y el esquema general es viable. Para ello se debe tomar en cuenta la
estructura del sistema que se desea implementar, en la figura 4.22 se puede observar
el módulo de control de Arranque y Velocidad original mediante una representación de
diagrama de bloques.
Este diseño representa el comportamiento ideal de un módulo de control
completo para permitir el cabal funcionamiento del motor de Inducción, sin embargo, se
presentan problemas a la hora de su implementación, entre algunas de las razones se
117 encuentra la fuente de alimentación trifásica, tanto desde el punto de vista de la
capacidad de los componentes como de su disponibilidad. Se presenta una serie de
razones mediante las cuales se afirma que el diseño no es viable tanto por la
disponibilidad de recursos como el espacio del Kart.
El circuito Inversor Trifásico no cuenta con la capacidad de entregar potencia,
por lo que requiere de una etapa de amplificación de corriente y de transformación. El
S
DO
A
V
R
uso de transformadores implica un gran número de estos, ya que el uso de
E
transformadores de rectificación de 120V/12V tienen una corriente limitada en la alta
tensión.
ES
R
S
O
CH
E
R
circuitos
DE de detección
El gran número de componentes, desde los circuitos de control, el circuito
oscilador, los
de cruce por cero, y los transformadores
representan un problema a la hora del uso del espacio disponible en el Kart, además
que se está agregando más carga mecánica al motor.
De la misma forma, no se cuenta con existencia de algunos componentes como
los transformadores de rectificación 120V/12V 4 Amperios en secundario, por lo que
amerita un rediseño para satisfacer los requerimientos en el Kart, sin embargo, este
circuito es válido para la aplicación en un vehículo de mayor tamaño, como es el caso
de un automóvil, ya que tienen espacio suficiente para el motor y todos los circuitos de
control.
Analizando el funcionamiento de ambos circuitos de control, se conoce que el
Arrancador suave limita la potencia que se entrega al recortar la onda de la
alimentación, lo que se puede observar a su vez como un incremento gradual de la
frecuencia. Por ello, y como se ha identificado en la bibliografía se puede emplear un
variador de frecuencia para realizar dicha tarea.
Dado que la fuente de potencia no puede ser construida, y el variador de
frecuencia cuenta con su propia etapa de rectificación, es equivalente saltar la fuente
de potencia AC y construir un banco de baterías con la tensión de alimentación, en este
caso un banco de 10 baterías de 12 Voltios. Las baterías que se emplean son de 4
Amperios y de tamaño reducido, por lo que pueden ser distribuidas dentro del espacio
donde se ubicaba anteriormente el tanque de la gasolina.
118 H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
Figura 4.22 Esquema General del Módulo de Control de Arranque y Velocidad.
Fuente: Urdaneta (2011).
Figura 4.23 Esquema Mejorado del Módulo de Control de Arranque y Velocidad.
Fuente: Urdaneta (2011).
119 Este circuito proporciona una mejor eficiencia respecto al uso del espacio y el
resultado obtenido, ya que provee de mayor robustez, menor número de piezas, y
realiza la misma tarea de manera efectiva. El inversor Trifásico está compuesto por los
MOSFET de potencia, los cuales mediante la conmutación dirigida por el
microcontrolador permite ofrecer un control sobre el motor. Los sensores en los
pedales, el de freno envía una señal para desconectar al motor y prevenir el exceso de
carga, y el del pedal de acelerador permite que el operador realice el control gradual de
S
DO
A
V
R
la velocidad.
E
A su vez posee la interfaz al usuario, para producir el arranque y para indicar
ES
R
S
O
que se ha iniciado la rutina de arranque del motor, la cual no permite que se varíe la
CH
E
R
E estable se ilumina otro LED indicando que se permite el
se encuentra en
Destado
velocidad de manera brusca para controlar las sobre corrientes. Por lo que cuando ya
manejo del motor.
4.8.1 Construcción de la fuente de Potencia
La batería que se seleccionó para realizar la tarea corresponde con una batería
modelo 12V 4ah @20°C, marca Duncan. Estas baterías son baterías de acido de
plomo de tecnología AGM de gel, por lo que son recargables pero tienen la desventaja
de ser delicadas ante fuertes choques mecánicos, ya que se puede romper el sello y
perderse el acido. Una de las baterías empleadas para construir el Bus DC se puede
observar en la figura 4.24.
Figura 4.24 Batería R-1240 12V 4Ah @20°C.
Fuente: Urdaneta (2011).
120 El banco de baterías consta de 10 baterías modelo R-1240, las cuales son
conectadas en serie, resultando en una tensión teórica de 120V, dicho valor fue
estimado de manera experimental con la ayuda de un multímetro graduado para medir
tensión DC. El valor experimental del voltaje DC que proporciona el banco de baterías
es de 121,9V.El banco de baterías de 120V se muestra en la figura 4.25.
E
ES
R
S
O
H
EC
R
E
D
S
DO
A
V
R
Figura 4.25 Banco de Baterías 120V DC.
Fuente: Urdaneta (2011).
4.8.2 Diseño y Construcción del Módulo Mejorado de Control de Arranque y
Velocidad
Este módulo hace uso del inversor trifásico descrito anteriormente en el apartado
del módulo original, el cual es aprovechado en el módulo de control simplificado como
una manera de obtener una señal alterna de alta potencia con el uso de transistores
MOSFET
de
tecnología
HEXFET
de
conmutación
de
potencia.
Ambos
comportamientos, tanto el arranque como la variación de velocidad pueden ser creados
con este inversor, de manera digital con la ayuda del PIC16F877.
Para este microcontrolador entonces, es necesario construir un programa, en el
cual la primera mitad realice la emulación de un arrancador suave nativo, de manera
121 digital conmutando con los MOSFETs el control de fase. Es necesario entonces,
planificar dicha rutina y los componentes que servirán de periféricos durante esta
etapa.
A. Rutina de Arranque
En la rutina de arranque, el microcontrolador debe producir de manera
S
DO
A
V
R
automática un control de fase que le permita entregar potencia de manera gradual a la
E
carga, en una frecuencia base que sea de un valor inferior a la nominal. Esto, para
ES
R
S
O
darle cabida luego al modo de variación de frecuencia, de proveer de una holgura para
H
EC
R
E
la frecuencia máxima.
D
variar desde dicha velocidad base hasta la frecuencia nominal, la cual corresponde con
Para este estado, es necesario entonces, sensar un pulsador de arranque, el
cual permita que el microcontrolador comience el disparo de los MOSFET y el control
de fase hasta que se entreguen a la carga las ondas completas, a partir de las cuales
se pasa al modo de variación de frecuencia.
Se puede disponer de manera adicional, de un indicador para el usuario, en
base a dos diodos LEDs, el primero de los cuales señale que se encuentra en modo
Standby, o en reposo a la espera de la indicación de arranque, y el segundo que
advierta el paso al modo de variación de frecuencia, el cual indica que es seguro el uso
del acelerador, mientras que el freno en cualquier momento durante el arranque
produce el paro del mismo, necesitándose repetir el proceso de arranque.
B. Modo Variación de Frecuencia
Cuando el motor ha alcanzado este nivel de operación, los pedales cambian de
función. El pedal del freno en lugar de producir el paro total del vehículo, produce la
desconexión temporal del mismo, para protegerlo de la excesiva carga asociada al
frenado de discos. Por otro lado el pedal de acelerador puede ser usado para producir
el incremento de la frecuencia desde el valor base hasta el valor máximo. También,
debe disponerse de un pulsador adicional que permita el paro del motor.
122 C. Circuito de Fuerza Inversor de Alta Potencia
El circuito de fuerza diseñado, corresponde con el inversor trifásico presentado
en la figura 4.19, cada interruptor tiene un ciclo de trabajo del 50%, y cada uno debe
conducir durante T/6. A manera de prevenir un cortocircuito franco (la resistencia
interna de los dos MOSFET es de 0,5 Ohm para el IRF740, por lo que a 12V, la
corriente de cortocircuito es igual a 12 Amperios).
S
DO
A
V
R
Dado que se ha diseñado en este trabajo especial de grado el uso de
E
transistores MOSFET como los interruptores de potencia, el circuito del inversor de seis
ES
R
S
O
pulsos se puede lograr conectando tres pares de estos. Cada par está conectado de
CH
E
R
E del Siguiente y éste es el primer punto para la carga, y la
conectado con el
DDrenador
manera que el primer Drenador esté con el positivo de la tensión DC, la Fuente de éste
ultima Fuente hacia el negativo
Figura 4.26 Circuito Inversor de Seis Pulsos con MOSFET IRF740
Fuente: Urdaneta (2011). Basado en la teoría de Hart, Daniel. Electrónica de Potencia (2001).
Si se intenta activar los transistores MOSFET únicamente con una tensión
lógica, como la del microcontrolador o a través de un buffer, se tiene el problema de
que el MOSFET necesita una tensión de 10 Voltios por encima del voltaje de Fuente
para que pueda conmutar, y a la vez, permanecer encendido. Por ello es necesario la
etapa de acople y enclavamiento de los MOSFET, ya que si S1 y S4 conducen, se
producirá un cortocircuito.
123 El ‘Bootstrapping” es una manera de lograr que los transistores MOSFET
conmuten de la manera que se desea, por lo general requiriendo de circuitos de carga
con capacitores, que eleven el voltaje del transistor que está en la parte superior, el
cual necesita un voltaje mayor para poder permanecer encendido. Para esto, ya existen
circuitos integrados.
Tomando en consideración la información proporcionada por Jorge Lagos en su
investigación, él emplea un circuito integrado de la International Rectifier, el cual es el
S
DO
A
V
R
IR2130, que realiza el Bootstrap de los tres pares de transistores (MOSFET o IGBT) sin
E
embargo, este componente no fue posible encontrarlo. En su lugar, se empleará el
ES
R
S
O
circuito integrado IR2111, el cual ejerce el mismo trabajo, pero de manera unipolar, es
H
EC
R
E
D
decir, solo conmuta un par de transistores por cada vez.
Figura 4.27 Circuito de Bootstrap en base al IR2111.
Fuente: International Rectifier, Hoja de Datos Técnicos (Fabricante)
El diodo de Bootstrap, para esta aplicación debe tener la capacidad de soportar
la alta tensión, se seleccionó el 194936 en función de la tensión pico repetitiva inversa
y la tensión inversa continua, de 400V y 280V respectivamente. A su vez cuenta con un
tiempo de recuperación bastante rápido, que es de 200ns, ya que el diodo debe
responder de manera rápida durante la carga y descarga del capacitor de Bootstrap.
Para la selección de este, es necesario un cálculo respecto a la carga que mantienen
los MOSFET, la carga interna del integrado y las corrientes parásitas.
Al investigar en las hojas de datos técnicos, y en algunos foros de electrónica
para ubicar las ecuaciones de cálculo de los capacitores Bootstrap, se realizaron los
siguientes cálculos:
124 2
. 4.4
∆
4,2917
∆
10
8,954
4,2917
10
2
8,954
S
DO
A
0.4793
V
R
ESE
R
S
O
CH
ERE
D
a este no debe ser seleccionado como condensador Bootstrap, para esto se seleccionó
Con este resultado, un capacitor de un valor ni excesivamente superior ni menor
un capacitor de 200V de 22µF. Una vez seleccionados todos los componentes del
circuito de Bootstrap, se debe considerar su operación, la cual se resume en la figura
4.28, donde si la entrada IN tiene una señal lógica 0 o Vcc, alternara las salidas entre
HO y LO, realizando a su vez el enclavamiento descrito anteriormente para prevenir un
cortocircuito si ambos MOSFET están conduciendo.
Figura 4.28 Respuesta a la entrada IN con los terminales HO y LO del IR2111.
Fuente: International Rectifier, Hoja de Datos Técnicos (Fabricante)
125 D. Construcción del Prototipo
Para validar la filosofía expuesta anteriormente, se construyo un prototipo, el
cual emplea el mismo fundamento de transistores como interruptores para invertir la
señal de corriente continua en corriente alterna. La primera parte del proceso es la
fabricación del inversor de seis pulsos, con transistores de pequeña señal ya que se
usará una resistencia que refleja una carga muy baja (10kΩ).
S
DO
A
V
R
Como se empleará el microcontrolador para el cierre de los interruptores a base
SE
empleando
E
R
OS
de transistores, se dispone de una etapa de acoplamiento en base a optoacopladores
4n25,
los
cuales
son
fototransistores,
lógica
CH
E
R
en lugar de alimentar
DEel LED directamente con el 1 lógico de éste.
inversa,
que
el
microcontrolador proporcione el voltaje 0 o la tierra para que pueda encender el LED,
En el diseño del programa se sabe que cada interruptor debe permanecer
cerrado por T/6, lo que significa que existen 6 instantes diferentes. Se simulan
individualmente cada instante, evaluando los voltajes DC presentes que corresponden
con el voltaje instantáneo en la carga en ese caso. Luego de verificar la correcta
operación del circuito se pasa a la validación con el programa del microcontrolador.
Mediante el cálculo siguiente se estimó el tiempo de operación de cada uno, en
la prueba del prototipo se empleo una frecuencia baja, de 10 Hz, de acuerdo con la
bibliografía de Hart (2001), cada T/6 corresponde con 16,6667 ms, aproximando a 17
ms por razones del manejo de números decimales en el sistema binario por parte del
microcontrolador.
Respecto al microcontrolador, se escribe un programa repetitivo que produzca la
conmutación de los 6 transistores para poder observarse la forma de onda de salida.
Considerándose que si se cierran dos contactos complementarios se produce un
cortocircuito, se verifica en el entorno de simulación ISIS del conjunto PROTEUS, que
los bits 1-4, 3-6 y 5-2 tengan un comportamiento inverso, es decir, si los interruptores
de arriba están encendidos los de abajo deben estar apagados.
126 H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
Figura 4.29 Prototipo del Módulo de Control de Arranque y Velocidad.
Fuente: Urdaneta (2011)
Figura 4.30 Verificación del enclavamiento 1-4, y 3-6 en ISIS.
Fuente: Urdaneta (2011)
Una vez Garantizado que no se producirá un cortocircuito, se conectó a la
alimentación y con la ayuda de un osciloscopio se verificó el comportamiento. El
resultado obtenido era de la forma de onda esperada, una señal alterna de 6 pulsos de
aproximadamente 10 Hz de frecuencia. La carga alimentada en este caso está
conectada en Y con neutro aislado, por lo que la tensión presente en cada fase debería
127 ser en teoría √3 veces menor. En el entorno de prueba, la tensión DC empleada fue de
12V DC y la tensión de fase RMS presente en la carga durante la operación del circuito
inversor es de 5.8 VRMS, mientras que la tensión de línea es de 9.2VRMS.
E
ES
R
S
O
H
EC
R
E
D
S
DO
A
V
R
Figura 4.31 Verificación de la correcta operación del Prototipo.
Fuente: Urdaneta (2011)
La tensión de fase que se le entrega a la carga es menor que la tensión DC
original, ya que al emplear este bajo voltaje como una primera prueba antes de trabajar
con alta tensión, en el osciloscopio se puede observar que se entregan 7,5 Vp con una
alimentación original de 12V DC, esta diferencia es atribuible a la relación existente
entre la tensión de fase y la tensión de línea, ya que si se estimase la tensión de línea a
partir del valor medido, da como resultado 12,99904Vp, las tensiones se pueden
observar en él,
Respecto al análisis de distorsión, existe un factor, el DAT (Distorsión Armónica
Total) la cual mide la calidad de la tensión que suple el inversor. El autor Hart realiza
cálculos sobre el inversor de seis pulsos acerca de la DAT, mediante la ecuación
siguiente, suponiendo que no hay componente continua de salida:
,
,
. 4.5
128 S
Figura 4.32 Series de Fourier para tensión de Línea y de Fase.
DO
A
V
R
Fuente: Hart, Daniel. Electrónica de Potencia. (2001)
H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
Figura 4.33 Forma de Onda de Salida del Inversor de Seis Pulsos.
Fuente: Hart, Daniel. Electrónica de Potencia. (2001)
En el caso del inversor de seis pulsos, la tensión de fase RMS equivale a 2/3 de
Vcc. La tensiónV1, RMS se obtiene mediante el desarrollo de la serie de Fourier para una
tensión de entrada Vcc, proporcionada por el autor citado, para la cual se sustituye n
con el valor 1 deseado.
Para el caso del prototipo VRMS=8V y V1,RMS=5,0942V, el resultado de la
ecuación DAT arroja el porcentaje de distorsión armónica total que presenta el voltaje,
de manera teórica el valor es de 31%, en la práctica, debido a que se usa un bajo
voltaje y una frecuencia baja, arroja el resultado del 21,09%, pero los resultados
obtenidos a bajo voltaje y baja frecuencia pueden ser extrapolados y se conoce
teóricamente el porcentaje máximo de distorsión armónica de este inversor.
129 Directamente de las series de Fourier para este inversor, se puede observar que
no existen los armónicos pares, ni los terceros armónicos con sus múltiplos. Siendo las
frecuencias armónicas del orden 6k+1 para k (1, 2, 3,…) de ahí que en el texto expresa
directamente la serie de Fourier en función de n= 1, 5, 7, 11, 13, entre otros. Para
obtener la DAT de la corriente se realiza el mismo procedimiento con la serie de Fourier
de la corriente, este tiene un valor menor, y según la bibliografía para una carga
inductiva es del 7%
E
ES
R
S
O
H
EC
R
E
D
S
DO
A
V
R
Figura 4.34 Comprobación practica del circuito inversor con el Motor.
Fuente: Urdaneta. (2011)
Tabla 4.9 Resultados de la Comprobación Práctica del Circuito Inversor.
Indicador de la Prueba
Valor
Tensión de Alimentación DC
56,7 V DC
Amplitud 1
Medida en el Motor
25,7 V RMS
Amplitud Línea-Línea Medida en el Motor
41,6 V RMS
Relación VAC/VDC
0,7337 (Aprox. 2/3)
Forma de Onda Obtenida
Sinusoidal Escalonada
Desfase
120°
Fuente: Urdaneta (2011).
130 E. Construcción del Circuito Impreso
Como se ha podido verificar mediante el circuito prototipo y el análisis de
distorsión armónica y la realización de la consulta bibliográfica, tanto de antecedentes
como del autor citado, este circuito cuenta con la capacidad de proporcionar el cabal
funcionamiento del motor de inducción, ya que el circuito inversor entrega una corriente
baja en distorsiones.
S
Dada su capacidad y aptitud para esta aplicación, se dispuso su diseño en
DO
A
V
R
circuito impreso. Dicho circuito impreso cuenta con las etapas del microcontrolador, la
SE
E
R
S
O
el circuito de fuerza con su circuito
de Bootstrap. Debido a las altas tensiones que
H
C
E
R las cuales deben ser conectadas al circuito del integrado
maneja el circuito
DdeEfuerza
etapa de optoacopladores para proteger el microcontrolador de una corriente inversa, y
IR2111PBF, se deben disponer de un espaciado superior entre las pistas en el área del
circuito de fuerza. El plano del circuito impreso se encuentra en el Anexo 4.
F. Comentarios Adicionales
Para el diseño del circuito inversor, se ha preparado una serie de criterios de
diseño a seguir para garantizar el correcto nivel de voltaje que se entregará a la carga,
ya que debido a un error de cálculo el uso de 120V DC en este Trabajo Especial de
Grado produjo que la tensión que se entrega al motor es un poco menor. Se presentan
a continuación los criterios a seguir para la correcta construcción del circuito inversor.
 Identificar la Tensión de Fase/Línea
y la corriente nominal del Motor de
Inducción.
 Calcular la tensión base DC, la cual debe ser superior a las mencionadas
anteriormente. Para el cálculo se puede emplear la siguiente ecuación:
3
2
. 4.6
131  Con los valores de tensión obtenidos, junto con la corriente nominal del motor,
se debe ubicar un componente electrónico de potencia que tenga la capacidad
de manejar el voltaje y la corriente especificados.
 Calcular los componentes del Circuito Bootstrap en función de los valores de
carga estática de los componentes de potencia seleccionados.
S
DO
A
V
R
 Realizar una simulación o construir un prototipo en escala pequeña para poder
E
validar e identificar algún error del circuito antes de conectar los circuitos de
ES
R
S
O
potencia ya que un cortocircuito en alta potencia puede ser peligroso.
H
EC
R
E
D
132 CONCLUSIONES

Mediante la identificación de los parámetros operacionales del motor de
inducción se pudo realizar una selección efectiva de su aptitud para la
aplicación. De la misma forma la construcción de la curva par velocidad
determina la velocidad en la cual se produce el torque máximo, para poder
aprovechar este fenómeno.

S
E
DO
A
V
R
Al determinar de manera practica el valor de corriente se tiene un estimado de la
ES
R
S
O
capacidad mínima que deben poseer todos los circuitos de fuerza del módulo de
CH
E
R
E por parte del motor.
corrientesD
eventuales
control, ya que estos deben ser sobredimensionados para admitir sobre

El uso de entornos de simulación como el National Instruments Multisim,
proporcionó el comportamiento de los circuitos electrónicos de manera precisa y
correcta, simplificando el trabajo de diseño y validación de los circuitos a
implementar en el trabajo especial de grado.

A su vez el emplear diagramas de flujo lógico permitió visualizar de manera
efectiva las actividades a realizar por parte del microcontrolador, simplificando la
lógica para responder ante los indicadores, como la respuesta ante el pulsador
de arranque. Esto proporcionó un orden específico y los lineamientos base para
el diseño y escritura de los programas para los microcontroladores.

La conversión de los circuitos diseñados a circuitos impresos permitió reducir el
tiempo de implementación de los mismos, ya que todas las conexiones entre
cada uno de los componentes se hizo de manera simultánea y la verificación de
las mismas se pudo realizar antes de su construcción, disminuyendo el margen
de error en las mismas.
133 
Mediante la construcción del módulo de control se pudo ofrecer un control
durante el arranque con una variación efectiva de velocidad en el vehículo tipo
Kart, dicha variación fue realizada por el operador del vehículo, con el mismo
tipo de interfaz que los vehículos tradicionales al emplear el pedal de acelerador,
el cual tiene una circuitería que sirve de periférico al circuito de control central
del VFD.

S
DO
A
V
R
La selección de los componentes se debió realizar aparte de los parámetros
E
estándar como la capacidad, tensión de operación, corriente, tiempo de
ES
R
S
O
respuesta, y otros, también en función de su disponibilidad en el país, debido a
CH
E
R
DE son más difíciles de encontrar.
nuevas tecnologías
las limitantes de adquisición de divisas y su tiempo en el mercado, ya que las

Debido a la alta carga mecánica que asocia el hecho de impulsar una persona
en el kart, se previeron las pruebas operacionales al mismo en vacío. De poder
tener la capacidad de adquirir componentes que puedan manejar un valor
superior de potencia como los IGBT, el vehículo puede operar en conjunto con la
persona.

El contenido de armónicos en el circuito de variación de velocidad es favorable
versus otros tipos de inversores ya que no existen los armónicos pares ni los
múltiplos de los terceros armónicos, con el beneficio de tener una distorsión
mínima en presencia de una carga inductiva, que en este caso es el motor de
inducción.

La implementación de una protección para el frenado que realiza la desconexión
del motor del variador de frecuencia permitió garantizar la integridad del motor
frente a la carga excesiva que se asocia por acción del frenado del vehículo, ya
que se está bloqueando el eje del motor con discos, con lo que se pueden
producir altas corrientes si el motor permanece conectado a las líneas de
alimentación.
134 
Dado que el motor de inducción es de menor capacidad que el motor original
empleado en el Kart, el empleo de un sistema de reducción de carga en base a
poleas permitió su operación en el vehículo, sin embargo necesitando de un
inversor de mayor potencia para garantizar su operación normal.

Se pudo observar que el parámetro más importante a tomar en cuenta es la
carga mecánica del vehículo, ya que al incrementar esta, se asocia directamente
S
DO
A
V
R
con la necesidad de incrementar la potencia del motor, y esto conlleva al
E
incremento de la capacidad de los circuitos de fuerza y de la fuente inversora.
ES
R
S
O
Por ello es fundamental reducir el peso tanto de las baterías como de los
H
EC
R
E
D
circuitos y componentes del módulo.

La implementación de estos circuitos para el control del motor de inducción
permitió la recolección de experiencias de primera mano, así como la
verificación de la teoría proporcionada por los textos, y un enfoque práctico que
complementa
la
teoría
respecto
al
verdadero
funcionamiento
de
los
componentes y circuitos de la electrónica de potencia.

Debido al nivel de estudio de los circuitos, algunos textos básicos sobre
máquinas eléctricas y electrónica no enfocan completamente la construcción y el
funcionamiento de estos, por lo que estos circuitos implementados sirven de
ejemplo y como una de las formas de lograr los resultados deseados en los
circuitos de arranque suave o variación de frecuencia.

La implementación de estos circuitos se llevo a cabo mediante la forma más
simple posible, proporcionando una base respecto a la construcción del proceso,
permitiendo a otros estudiantes complementar los diseños al aplicar filosofías de
control PID y optimizar el comportamiento de los circuitos de control.
135 RECOMENDACIONES

Se puede incrementar el nivel del inversor, al aumentar el número de pulsos que
puede enviar, como lo presenta el autor citado que realiza un inversor multinivel.
Un inversor de más de 6 pulsos presentará un menor porcentaje DAT que el
empleado en este trabajo especial de grado.

S
DO
A
V
R
Se puede disponer de baterías en serie hasta obtener 240 y 440 V DC y emplear
E
motores de mayor caballaje y tensión, siempre y cuando se consideren los
ES
R
S
O
criterios de diseño presentados en los resultados. Sin embargo dicho incremento
CH
E
R
DEdel circuito de inversor que puedan manejar mayores potencias.
componentes
favorece la capacidad de manejar a una persona, pero se requiere de

A su vez, de contarse con el recurso económico, se puede sustituir la tecnología
del banco de batería al tipo de baterías LiPo (Polímetro de Litio) de menor
tamaño y de tasa de descarga más favorable.

Como complemento al software de simulación, se pueden construir prototipos
para verificar las magnitudes y valores obtenidos en estos, ya que pueden existir
diferencias entre el circuito real y la simulación y se pueden observar transitorios
y distorsiones armónicas que no son modelados en las simulaciones.

Se puede complementar este trabajo con el diseño y la implementación de
sistemas de control moderno para obtener un sistema de control retroalimentado
durante el arranque del motor, reduciendo la corriente de las líneas de
alimentación un poco mejor, pero requiere de sensores adicionales.

Adicional al módulo de control indispensable para su operación, es posible
implementar circuitos de interfaz humana para presentar las revoluciones por
minuto del motor, el nivel de carga y la velocidad que está desarrollando el
vehículo.
136 BIBLIOGRAFÍA
Textos Universitarios.
 ANGULO, José M. Microcontroladores PIC Diseño practico de aplicaciones.
Cuarta Edición. Editorial Mc Graw Hill. España, 2007.
S
DO
A
V
R
 ARIAS, Fidias G. El Proyecto de Investigación. Introducción a la
E
Metodología Científica. Quinta Edición. Editorial Episteme. Caracas, 2006.
ES
R
S
O
CH
E
R
Octava Edición.
DE Editorial Pearson Prentice Hall. México, 2003.
 BOYLESTAD, Electrónica: Teoría de Circuitos y Dispositivos Electrónicos.
 CHAPMAN, Stephen. Máquinas Eléctricas. Cuarta Edición. Editorial Mc Graw
Hill. México, 2005.
 DIAZ, Luis A. Máquinas Eléctricas. Universidad de Los Andes. Mérida,
Venezuela.
 FRAILE MORA, Máquinas Eléctricas. Sexta Edición, Editorial Mc Graw Hill.
España, 2008.
o La NORMA UNE EN 60034-1:2005 es presentada en el texto.
 HART, Daniel W. Electrónica de Potencia. Editorial Pearson Prentice Hall.
Madrid, España, 2001.
 HERNANDEZ, FERNANDEZ, BAPTISTA. Metodología de la Investigación.
Cuarta Edición. Editorial Mc Graw Hill. México, 2006.
137  KUO, Benjamín. Sistemas de Control Moderno. Séptima Edición. Editorial
Pearson Prentice Hall. 1996.
 MALONEY, Timothy. Electrónica Industrial Moderna. Quinta Edición. Editorial
Pearson Prentice Hall. México, 2006.
 MOHAN, Ned. Electric Drives An Integrative Approach. Editorial MNPERE.
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
2001.
 OGATA, Katsuhiko. Ingeniería de Control Moderna. Editorial Pearson Prentice
H
EC
R
E
D
Hall. España, 2003.
 TAMAYO Y TAMAYO, Mario. El Proceso de la Investigación Científica. Quinta
Edición. Editorial Limusa. México, 2009.
 ZAKS, Rodnay. How to Program the Z80. Radio Shack. E.E.U.U, 1980.
Enciclopedias y Recursos de Internet.
 Gran Enciclopedia de la Electrónica. Editorial Nueva lente. España, 1984.
 http://ww1.microchip.com/downloads/en/devicedoc/30292c.pdf
 http://193.146.57.132/depeca/repositorio/asignaturas/32394/OsciladoresRC.pdf
 http://www.calvin.edu/~pribeiro/courses/engr332/Handouts/oscillators.pdf
 http://www.piclist.com/techref/piclist/codegen/delay.htm
 http://forum.allaboutcircuits.com/showthread.php?t=12396
138 E
ES
R
S
O
H
EC
R
E
D
S
DO
A
V
R
ANEXOS
139 E
ES
R
S
O
H
EC
R
E
D
S
DO
A
V
R
ANEXO 1
INSTRUMENTOS DE RECOLECCIÓN DE DATOS
140 Anexo 1.1 Tabla de Recolección de Datos de Placa del Motor.
Vn
In
Nm
Clase
Masa
H
EC
R
E
D
S
DO
A
V
R
E
ES
R
S
O
Fuente: Urdaneta (2011).
Anexo 1.2 Tabla de Recolección de Datos de Prueba de Vacio.
V
I (A)
W1 (W)
W2 (W)
P(W)
Frec. (Hz)
Nmo (rpm)
Fuente: Urdaneta (2011).
Anexo 1.3 Tabla de Recolección de Datos de Prueba de Rotor Bloqueado.
V
I (A)
W1 (W)
W2 (W)
P (W)
VDC
IDC
Fuente: Urdaneta (2011).
Anexo 1.4 Tabla de Recolección de Datos Físicos del Vehículo.
Dimensión
Valor
Largo (m)
Ancho (m)
Masa (Kg)
Fuente: Urdaneta (2011).
141 Anexo 1.5. Tabla de Comparación de Componentes Electrónicos.
Modelo Característica 1 Característica 1 Característica 1 Característica 1
.
Fuente: Urdaneta (2011).
H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
142 E
ES
R
S
O
H
EC
R
E
D
S
DO
A
V
R
ANEXO 2
PROGRAMA PARA GRAFICAR LA CURVA PAR-VELOCIDAD
143 Anexo 2.1 Programa de MATLAB para graficar la curva par velocidad. Fuente:
Stephen Chapman. Maquinas Eléctricas (2003)
r1=8.1; %Resistencia del Estator
x1=4.5046; % Reactancia del Estator
r2=5.7852; % Resistencia del rotor
x2=4.5046; % Reactancia del Rotor
xm=47.6693; % Reactancia de la rama de magnetización
v_phase=208/sqrt(3); % Voltaje de Fase
w_sync=359.1888; %velocidad síncrona (rad/s)
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
n_sync=3430; % Velocidad síncrona (r/min)
%Calcular el voltaje e impedancia de Thévenin
v_th = v_phase * ( xm / sqrt ( r1^2 + (x1+xm)^2 ) );
z_th = ((1i*xm)*(r1+1i*x1))/(r1+1i*(x1+xm));
H
EC
R
E
D
r_th=real(z_th);
x_th=imag(z_th);
%Ahora calcular la característica par-velocidad
s=(0:1:50)/50;
s(1)=0.001;
nm=(1-s)*n_sync;
for ii=1:51
t_ind1(ii)=(3*v_th^2*r2/s(ii))/...
(w_sync*(r_th^2+r2/s(ii)^2+(x_th+x2)^2));
end
for ii=1:51
t_ind2(ii)=(3 * v_th^2 * 2*r2/s(ii))/...
(w_sync*(r_th^2+2*r2/s(ii)^2+(x_th+x2)^2));
end
plot(nm,t_ind1,'Color','k','LineWidth',2.0);
hold on;
xlabel('\itn_{m}','FontWeight','Bold');
ylabel('\tau_{ind}','FontWeight','Bold');
title('Caracteristica Par-Velocidad Motor SCIM',...
'FontWeight','Bold');
grid on;
hold off;
144 E
ES
R
S
O
H
EC
R
E
D
S
DO
A
V
R
ANEXO 3
HOJAS DE DATOS TÉCNICOS
145 H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
146 H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
147 H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
148 H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
149 E
ES
R
S
O
H
EC
R
E
D
S
DO
A
V
R
ANEXO 4
PLANOS DEL MÓDULO DE CONTROL
150 A
Anexo 4.1 Dise
eño en Livewiire del Módulo
o de Control de Arranque y Velocidad
DER
S
O
ECH
S
O
D
VA
R
E
S
RE
151 A
Anexo 4.2 Dise
eño en arte PC
CB del Módullo de Control de Arranque y Velocidad
DER
S
O
ECH
S
O
D
VA
R
E
S
RE
152 Anexo 4.3 Diseño en arte PCB del Circuito de Fuerza.
DER
S
O
ECH
S
O
D
VA
R
E
S
RE
153 Anexo 4.4 Normas para el Diseño en arte PCB del Circuito de Fuerza.
H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
154 E
ES
R
S
O
H
EC
R
E
D
S
DO
A
V
R
ANEXO 5
DIAGRAMA DE FLUJO LÓGICO Y SEGMENTO DEL PROGRAMA DEL
MICROCONTROLADOR
155 Anexo 5.1 Diagrama de Flujo Lógico.
H
EC
R
E
D
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
156 Anexo 5.2 Segmento del Programa Variador de Velocidad. Rutina Inversora.
//Rutina Inversora de seis pulsos.
unsigned short i;
void main (void)
{
TRISB=0x00;
do {
H
EC
R
E
D
Delay_ms(15);
PORTB=10011101;
E
ES
R
S
O
S
DO
A
V
R
PORTB=10111001;
Delay_ms(14.6667);
PORTB=11110001;
Delay_ms(14.6667);
PORTB=11100011;
Delay_ms(14.6667);
PORTB=11000111;
Delay_ms(14.6667);
PORTB=10001111;
Delay_ms(14.6667);
}while(1);
}
157