R2G2S3

Universidad de Costa Rica
Facultad de Ingenierı́a
Escuela de Ingenierı́a Eléctrica
IE0408 – Laboratorio de Electrónica II
II ciclo 2024
Reporte 2
Osciladores, multivibradores y filtros
Jean Carlo Chinchilla Mora C02276
Josué Rodriguez Salamanca C26692
Grupo 02, Subgrupo 03
Profesor: Carlos Andrés Araya Jiménez
Fecha de entrega: 04 de octubre del 2024
Índice
1. Resumen
1
2. Objetivos
2
3. Nota teórica
3.1. Osciladores. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3.2. Multivibradores. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3.3. Filtros. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3.4. Información adicional . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3
3
5
6
7
4. Lista de equipos
10
5. Lista de componentes
5.1. Oscilador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
5.2. Multivibrador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
5.3. Filtros . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
10
10
10
11
6. Diseño
6.1. Oscilador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
6.2. Multivibrador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
6.3. Filtros. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
12
12
15
18
7. Resultados y análisis de resultados
7.1. General . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
7.2. Oscilador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
7.3. Multivibrador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
7.4. Filtros . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
7.4.1. Filtro pasa bajas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
7.4.2. Filtro pasa banda de 300 Hz a 5 kHz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
7.4.3. Filtro pasa bandas de 5 kHz a 20 kHz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
7.4.4. Ecualizador. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
34
34
34
36
39
39
42
45
48
8. Conclusiones y recomendaciones.
52
9. Anexos
54
9.1. Procedimiento Oscilador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54
ii
Índice de figuras
1.
2.
3.
4.
5.
6.
7.
8.
9.
10.
11.
12.
13.
14.
15.
16.
17.
18.
19.
20.
21.
22.
23.
24.
25.
26.
27.
28.
29.
30.
31.
32.
33.
34.
35.
36.
37.
38.
39.
40.
41.
42.
Diagramas de bloques sencillos de un amplificador realimentado[1]. . . . . . . . 3
Circuito realimentado utilizado como oscilador [1]. . . . . . . . . . . . . . . . . . 4
Circuito oscilador de puente de Wien [2]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4
Circuito temporizador LM555 [3]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5
Configuración circuito LM555 astable [3]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6
Circuito oscilador de cuadratura.[4] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7
Circuito multivibrador básico de carrera libre.[4] . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8
Circuito oscilador de puente de Wien. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12
Circuito oscilador de puente de Wien con fuente Va de un 1V de amplitud y
frecuencia de 300Hz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14
Señales de prueba de oscilación de puente de Wien con fuente Va de un 1V de
amplitud y frecuencia de 300Hz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14
Señales de oscilación de puente de Wien con fuente Va de un 1V de amplitud y
frecuencia de 300Hz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15
Circuito de operación astable del integrado LM555. . . . . . . . . . . . . . . . . 16
Circuito simulado de operación astable del integrado LM555. . . . . . . . . . . . 16
Circuito multivibrador del integrado LM555. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17
Señal de entrada y salida del circuito multivibrador. . . . . . . . . . . . . . . . . 17
Señal de salida del circuito multivibrador mostrando la señal de 500 Hz. . . . . . 18
Señal de salida del circuito multivibrador mostrando la señal de 1 kHz. . . . . . 18
Circuito pasa bajas con frecuencia de corte 300 Hz. . . . . . . . . . . . . . . . . 19
Circuito pasa bajas con frecuencia de corte 300 Hz simulado en TINA. . . . . . 20
Circuito pasa bajas con frecuencia de corte 300 Hz simulado en Matlab. . . . . . 20
Circuito pasa altas con frecuencia de corte 300 Hz. . . . . . . . . . . . . . . . . 21
Circuito pasa altas con frecuencia de corte 300 Hz simulado en TINA. . . . . . . 22
Circuito pasa altas con frecuencia de corte 300 Hz simulado en Matlab. . . . . . 22
Circuito pasa bajas con frecuencia de corte 5 kHz. . . . . . . . . . . . . . . . . . 23
Circuito pasa bajas con frecuencia de corte 5 kHz simulado en TINA. . . . . . . 24
Circuito pasa bajas con frecuencia de corte 5 kHz simulado en Matlab. . . . . . 24
Circuito pasa bandas con frecuencia de corte de 300 Hz a 5 kHz. . . . . . . . . . 25
Circuito pasa bandas con frecuencia de corte de 300 Hz a 5 kHz simulado en TINA. 25
Circuito pasa bandas con frecuencia de corte de 300 Hz a 5 kHz simulado en
Matlab. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26
Circuito pasa altas con frecuencia de corte de 5 kHz. . . . . . . . . . . . . . . . 27
Circuito pasa altas con frecuencia de corte de 5 kHz simulado en TINA. . . . . . 27
Circuito pasa altas con frecuencia de corte de 5 kHz simulado en Matlab. . . . . 28
Circuito pasa bajas con frecuencia de corte de 20 kHz. . . . . . . . . . . . . . . 29
Circuito pasa bajas con frecuencia de corte de 20 kHz simulado en TINA. . . . . 29
Circuito pasa bajas con frecuencia de corte de 20 kHz simulado en Matlab. . . . 30
Circuito pasa bandas con frecuencia de corte de 5 kHz a 20 kHz. . . . . . . . . . 30
Circuito pasa bandas con frecuencia de corte de 5 kHz a 20 kHz simulado en
TINA. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31
Circuito pasa bandas con frecuencia de corte de 5 kHz a 20 kHz simulado en
Matlab. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31
Circuito ecualizador de 3 bandas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32
Circuito ecualizador de 3 bandas simulado en TINA. . . . . . . . . . . . . . . . 32
Circuito ecualizador de 3 bandas simulado en Matlab. . . . . . . . . . . . . . . . 33
Señal del circuito Oscilador en punto crı́tico. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35
iii
43.
44.
45.
46.
47.
48.
49.
50.
51.
52.
53.
Señal del circuito Oscilador en su onda senoidal más pura. . . . . . . . . . . . .
Señal experimental de la etapa de frecuencia de 1Hz. . . . . . . . . . . . . . . .
Señal experimental de la etapa de frecuencia de 1kHz. . . . . . . . . . . . . . . .
Señal experimental de la etapa de frecuencia de 500Hz. . . . . . . . . . . . . . .
Señal experimental del circuito multivibrador. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Diagrama de Bode para el filtro pasa bajas con frecuencia de corte en 300 Hz. .
Diagrama de Bode filtro pasa bandas de 300 Hz a 5 kHz. . . . . . . . . . . . . .
Diagrama de Bode filtro pasa bandas de 5 kHz a 20 kHz. . . . . . . . . . . . . .
Diagrama de Bode para el ecualizador. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Procedimiento Osclidaror. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Procedimiento Osclidaror. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
iv
35
36
37
37
38
42
45
48
51
54
54
Índice de tablas
1.
2.
3.
4.
5.
6.
7.
8.
9.
10.
11.
12.
Lista de equipos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Valores teóricos, reales y porcentaje de error. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Tabla de valores teóricos, reales y porcentaje de error. . . . . . . . . . . . . . . .
Valores de resistencias y capacitores con porcentajes de error calculados . . . . .
Tensión de entrada y salida del filtro pasa bajas . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Ganancia del filtro pasa bajas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Frecuencias, tensión de entrada y salida para el filtro pasa bandas de 300 Hz a
5 kHz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Ganancia del filtro pasa bandas de 300 Hz a 5 kHz. . . . . . . . . . . . . . . . .
Frecuencias, tensión de entrada y salida para el filtro pasa bandas de 5 kHz a 20
kHz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Ganancia del filtro pasa bandas de 5 kHz Hz a 20 kHz. . . . . . . . . . . . . . .
Frecuencias, tensión de entrada y salida para el ecualizador. . . . . . . . . . . .
Ganancia del ecualizador. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
v
10
10
10
11
40
41
43
44
46
47
49
50
1.
Resumen
Mediante el estudio de múltiples circuitos integrados se determinaron varios experimentos
que se pueden implementar en la vida cotidiana, tales y como son los circuitos osciladores,
multivibradores y filtros. Los circuitos osciladores son circuitos diseñados para que una señal
de salida oscile en un rango de frecuencia diseñado, donde este no requiere de una entrada. Los
circuitos multivibradores son circuitos con circuitos integrados temporizadores que durante un
semiciclo de un perido emiten una frecuencia diferente que en otro semiciclo de un periodo,
donde estos pueden operar en modo monoestable, biestable y astable, ası́ que en el laboratorio
se utilizó el modo astable debido a que este cambia de estado sin depender de algún cambio
externo en el estado presente. Los filtros son circuitos que se caracterizan por permitir señales
dentro de un rango de frecuencia determinado, donde se encuentran los filtros paso bajas que
permiten el paso de señales con frecuencia dentro del rango de la frecuencia de corte y rechaza
las frecuencias que están por fuera del rango; los filtros paso altas permiten el paso de señales
con frecuencia más alta que la frecuencia de corte y rechazan señales con frecuencia que están
por debajo de la frecuencia de corte; los filtros pasa bandas permiten el paso de señales con
frecuencia de corte que estén por dentro del ancho de banda y rechaza las señales con frecuencia
que estén por fuera del ancho de banda; estas tres configuraciones de filtros se puede realizar
un ecualizador donde se sumen las frecuencias de estos tres circuitos.
En la práctica se realizó el diseñó de estos experimentos para el circuito oscilador para que
oscile a una frecuencia de 300 Hz, para que el multivibrador tenga una frecuencia de 500 Hz
durante un semiciclo de un periodo de 1 s y de 1 kHz durante el otro semiciclo de un periodo
de 1 s; además se diseñó un ecualizador conformado por un filtro pasa bajas de 300 Hz, un
filtro pasa bandas de 300 Hz a 5 kHz y un filtro pasa bandas de 5 kHz a 20 kHz, finalmente un
circuito sumador para sumar las frecuencias de estos tres filtros, realizando ası́ un ecualizador
del cual se controlaban las frecuencias de la señal de salida. Estos circuitos son dependientes
de los valores de los componentes utilizados, por lo que una pequeña variación en los valores
de los componentes hacen que el circuito no cumpla con lo establecido.
Palabras clave: Amplificador operacional, ancho de banda, circuito integrado, filtros,
frecuencia de corte, multivibradores, osciladores.
1
2.
Objetivos
Estudiar el funcionamiento básico de un circuito oscilador y multivibrador.
Diseñar dispositivos de generación de frecuencias para aplicaciones prácticas.
Diseñar un filtro analógico utilizando las técnicas aprendidas en el curso de Electrónica
II.
Verificar, experimentalmente, la respuesta en frecuencia del sistema diseñado.
2
3.
Nota teórica
3.1.
Osciladores.
Los osciladores son un tipo de circuito que tiende siempre a estar inestable, pero de manera
controlada. Estos circuitos osciladores son de gran importancia en la aplicación de generación
de señales, como sistemas de audio y sistemas de comunicación [1].
Figura 1: Diagramas de bloques sencillos de un amplificador realimentado[1].
Mediante el uso de realimentación positiva que logre una ganancia de lazo cerrado de un
aplificador mayor a 1 y que satisfaga las condiciones de fase permitirá que el circuito actúe
como un circuito oscilador. Hay múltiples tipos de circuitos osciladores; sin embargo, algunos
se puede clasificar en categorı́as según su forma de oscilar, donde si la señal varı́a de forma
senoidalmente se le llama circuito oscilador senosoidal o si la señal varı́a en forma de pulsos se
le conoce como circuito oscilador de onda cuadrada [1].
Para que un circuito sea oscilador puede depender de múltiples factores; sin embargo, se
puede determinar si un circuito es un circuito oscilador mediante el criterio de oscilación de
Barkhausen [1].
Mediante el criterio de oscilación de Barkhausen se puede determinar si un circuito oscilador
es estable o no. Este criterio dice que la ganancia de lazon cerrado βA debe ser de magnitud
igual a 1 debido a que si es menor a uno las oscilaciones cesarán y si es mayor a 1 las oscilaciones
serán inestables; además, la fase debe coinicidir con la fase de la señal de entrada y ası́ el circuito
pueda mantenerse realimentando y poder controlar el circuito de amplificación. A diferencia de
un circuito con realimentación negativa, la ganancia de lazon cerrado βA debe ser en magnitud
igual a 1; sin embargo, la fase deberá estar en desfase 180° con respecto a la señal de entrada
para que esta se mantenga en oscilación [1].
3
Figura 2: Circuito realimentado utilizado como oscilador [1].
Un efecto del criterio de oscilación de Barkhausen es el oscilador de puente de Wien, el cual
utiliza un circuito amplificador y un circuito puente RC, donde los componentes R y C son los
que establecen la frecuencia de oscilación. Mediante el diseño de este circuito se garantiza la
baja distorsión de señales [1].
Figura 3: Circuito oscilador de puente de Wien [2].
Mediante el circuito mostrado en la figura 3 se puede observar que los resistores R y los
capacitores C forman los elementos de ajuste de frecuencia y los resistores R1 y R2 forman parte
de la trayectoria de realimentación, por lo cual se puede definir que la frecuencia de oscilación
de la siguiente forma.
1
(1)
fo =
2πRC
Si se ignoran los efectos de carga de la entrada del amplificador operacional y las impedancias
de salida se tiene la siguiente relación.
R2
R C
= +
R1
R C
(2)
Mediante la ecuación 2 se obtiene una relación entre los resistores de la trayectoria de
realimentación.
R2
=2
(3)
R1
4
Mediante lo descrito en la ecuación 3 si se tiene una relación de R2 a R1 mayor a 2 permitirá
que el circuito oscile mediante la frecuencia de oscilación determinada mediante los parámetros
R y C.
3.2.
Multivibradores.
Un circuito analógico-digital es el temporizador LM555, dicho circuito integrado es una
combinación de comparadores analógicos y circuitos biestables digitales [1].
Figura 4: Circuito temporizador LM555 [3].
La configuración tı́pica del circuito integrado mostrado en la figura 4 es la conexión de tres
resistores en serie para ajustar los niveles de tensión de referencia de los dos comparadores a
2
V y 13 Vcc y la salida de estos comparadores ajusta o reajusta la unidad biestable [1].
3 cc
La configuración de los periféricos externos al circuito integrado se puede diseñar según la
función de este; sin embargo, son muy amplias las funciones, ası́ que se especificarán los tres
diferentes modos de operación que este tiene [1].
Un modo de operación es el modo de operación astable, una aplicación más del circuito
integrado LM555, este es un multivibrador que no tiene ningún estado estable y cambia entre
dos estados sin intervención alguna [1].
5
Figura 5: Configuración circuito LM555 astable [3].
Mediante la figura 5 el capacitor C se carga hacia Vcc por medio de los resistores RA y RB y
se descargue a través del resistor RB . Conociendo esto se definen los tiempos cuando la salida
mantiene un valor alto y cuando la salida se mantiene en un valor bajo [1].
tHigh = ln(2)(RA + RB )C
(4)
tLow = ln(2)RB C
(5)
Por medio de los tiempos determinados cuando la salida se mantiene en un valor alto y
cuando la salida se mantiene en un valor bajo se determina el valor del periodo por medio de
la suma de estos dos tiempos.
T = tHigh + tLow
(6)
La frecuencia en la que se mantiene la señal de salida se puede determinar mediante el
periodo de un ciclo de esta señal, la cual se muestra mediante la siguiente expresión.
f=
1
1,44
=
T
(RA + 2RB )C
(7)
Para determinar el valor del duty cicle se puede calcular mediante la siguiente expresión,
donde D es el valor del duty cicle.
RB
D=
(8)
RA + 2RB
3.3.
Filtros.
Un filtro es un circuito que procesa información de señales que dependen de la frecuencia, a
lo cual se le llama respuesta en frecuencia. Los filtros activos, a diferencia de los filtros pasivos
que solamente contienen componentes pasivos, después de la incorporación de la realimentación
al incorporar un amplificador operacional tiene una mejor respuesta en frecuencia. Existen
múltiples tipos de filtros activos; sin embargo, los más conocidos son los filtros activos pasa
bajas, los filtros activos pasa altas y los filtros activos pasa bandas, este es definido según la
6
configuración del circuito, el cual mediante la forma general la función de transferencia de un
circuito filtro activo de segundo orden [4].
H(s) =
N (s)
( ωso )2 + 2ξ( ωso ) + 1
(9)
Donde si N (s) = 1 es un filtro activo pasa bajas, si N (s) = s es un filtro activo pasa bandas
y si N (s) = s2 es un filtro activo pasa altas.
Los filtros activos pasa bajas permiten procesar toda información que esté antes de la frecuencia de corte fo y no pasan señales por encima de dicha frecuencia de corte. A diferencia de
estos, los filtros activos pasa altas procesa las señales que están por encima de la frecuencia de
corte. Los filtros activos pasa bandas son dos etapas unidas, donde la primer etapa es un filtro
activo pasa altas y la segunda etapa es un filtro activo pasa bajas, este procesa todas aquellas
señales que estén dentro del rango de frecuencias de corte establecidas por el filtro activo pasa
bandas [4].
La frecuencia de corte de los filtros activos pasa bajas y los filtros activos pasa altas se
calcula mediante la siguiente ecuación.
fo =
3.4.
√1
2
2πRC
(10)
Información adicional
En tema de osciladores, el oscilador de cuadratura según el libro de Sergio Franco de 2002,
es un tipo de oscilador que produce dos señales oscilatorias con una diferencia de fase de 90
grados entre ellas. Esto significa que mientras una señal está en su punto máximo, la otra está
en su punto cero. En el diseño de un oscilador de cuadratura, se utilizan amplificadores operacionales y componentes pasivos como resistencias y capacitores para generar estas señales.
Estos osciladores son útiles en aplicaciones como la modulación de amplitud (AM) y la modulación de frecuencia (FM), donde es crucial tener señales de referencia con una relación de fase
precisa. La clave en el diseño es garantizar que las señales producidas sean estables y que la
diferencia de fase se mantenga constante, lo que a menudo se logra ajustando cuidadosamente
los componentes del circuito para obtener el equilibrio adecuado.
Figura 6: Circuito oscilador de cuadratura.[4]
7
Por otro lado, de acuerdo con Sergio Franco en Electrónica: Teorı́a de Circuitos y Dispositivos Electrónicos (2002), otro oscilador que produce señales oscilatorias es el ooscilador o
multivibrador de carrera libre o astable, es un circuito que genera una señal oscilatoria continua
sin necesidad de una señal de entrada externa. Este tipo de oscilador tiene dos estados inestables que se alternan automáticamente, lo que provoca una oscilación periódica. Este circuito
generalmente se implementa utilizando transistores, amplificadores operacionales o compuertas lógicas, junto con resistencias y capacitores. Estos componentes determinan la frecuencia
y el ciclo de trabajo de la señal generada. Al cargar y descargar los capacitores en un patrón
repetitivo, se producen los cambios de estado que dan lugar a la forma de onda de salida, normalmente un pulso cuadrado. Este tipo de oscilador es útil en aplicaciones donde se requiere
una señal de reloj o temporización, como en sistemas digitales o de control.
Figura 7: Circuito multivibrador básico de carrera libre.[4]
El LM555 de puede configurarse en varias aplicaciones más allá de los modos astable y
monoestable. Una de las configuraciones más interesantes es como generador de pulsos PWM
(Modulación por Ancho de Pulso). En este modo, se controla el ciclo de trabajo del pulso generado, lo que resulta útil para aplicaciones como el control de motores o el brillo de LED. Al
ajustar el voltaje en el pin de control, se puede variar la relación entre el tiempo que el pulso
está alto y el tiempo que está bajo, modificando la potencia entregada a la carga[3].
Por consiguiente, otra configuración común del LM555 es como divisor de frecuencia. Esta
aplicación se basa en el modo de flip-flop del 555, donde el circuito genera una salida que cambia de estado solo después de recibir una serie de pulsos de entrada. El LM555 puede dividir
la frecuencia de la señal de entrada por un número entero, útil en sistemas digitales donde se
necesita ajustar la velocidad del reloj sin alterar el circuito principal[3].
Del mismo modo, el LM555 puede ser utilizado como un detector de nivel de voltaje. En
esta configuración, el comparador interno del 555 se emplea para detectar cuando una señal de
entrada alcanza un umbral predeterminado. Esto permite usar el LM555 como un sistema de
supervisión de voltaje, activando o desactivando una carga cuando el voltaje alcanza un nivel
especı́fico, ideal en aplicaciones de protección de baterı́as o sistemas de alimentación[3].
Mediante el análisis de Fourier en una señal cuadrada se aprecia que se debe calcular la suma
8
de infinitos armónicos a frecuencias distintas, ası́ que al pasar la señal cuadrada mediante el
análisis de Fourier por medio de un filtro no solo afectará a la frecuencia natural; sino también
a sus armónicos y ası́ atenuar la señal de salida del sistema [5].
En comparación a una señal senoidal pura, el análisis de Fourier serı́a la misma función; sin
embargo, la diferencia es que esta función tiene una única frecuencia. Ası́ que al pasar mediante
un filtro, lo único que va a ser atenuada es la amplitud de la señal de salida [5].
Al comparar una señal cuadrada con una senoidal pura su comportamiento mediante un
filtro, estas dos señales no tendrán el mismo comportamiento ni la misma tendencia, esto debido
a que difieren en la frecuencia natural y la cantidad de armónicos que tenga la señal cuadrada
[5].
9
4.
Lista de equipos
La lista de equipos utilizados en el experimento se muestra
Tabla 1: Lista de equipos.
Equipo
Osciloscopio Digital
Generador de Señales
Medidor multifunción
Fuente DC Digital
Fuente DC Analógica
Modelo
Sigla
TEKTRONIX TDS109B 280583
Agilent 332100A
343474
Agilent 33405A
329742
Agilent E3630A
193388
TEKTRONIX CPS250 326004
5.
Lista de componentes
5.1.
Oscilador
Tabla 2: Valores teóricos, reales y porcentaje de error.
Componente Valor Teórico Valor Real Error ( %)
Resistencia R1
10kΩ
9, 95kΩ
0,5
Resistencia R2
22kΩ
22, 06kΩ
0,27
Capacitor C1
56nF
54,9nF
1,96
Capacitor C2
56nF
60,7nF
8,39
Resistencia R
10kΩ
9, 95kΩ
0.5
Resistencia R
10kΩ
9, 94kΩ
0.6
5.2.
Multivibrador
Tabla 3: Tabla de valores teóricos, reales y porcentaje de error.
Componente Valor Teórico Valor Real Error ( %)
C1
47 µF
46,3 µF
1,49
C2
10 nF
10,8 nF
8,00
C3
220 nF
223 nF
1,36
C4
220 nF
217 nF
1,36
C5
10 nF
10,6 nF
6,00
R1
15kΩ
14, 85kΩ
1,00
R2
15kΩ
14, 949kΩ
0,34
R3
5kΩ
5, 51kΩ
10,20
R4
2, 7kΩ
2, 65kΩ
1,85
R5
2, 7kΩ
2, 65kΩ
1,85
10
5.3.
Filtros
Tabla 4: Valores de resistencias y capacitores con porcentajes de error calculados
Componente Valor Teórico Valor Real Error ( %)
R1
82kΩ
81,051kΩ
1.16
R2
82kΩ
82,268kΩ
0.33
R3
82kΩ
82,342kΩ
0.42
R4
82kΩ
81,686kΩ
0.38
R5
22kΩ
22,736kΩ
3.35
R6
22kΩ
21,597kΩ
1.83
R7
68kΩ
69,367kΩ
2.01
R8
68kΩ
68,371kΩ
0.55
R9
180kΩ
183,5kΩ
1.94
R10
180kΩ
178,72kΩ
0.71
R11
10kΩ
9,989kΩ
0.11
R12
10kΩ
9,8487kΩ
1.51
R13
10kΩ
9,870kΩ
1.30
R14
56kΩ
55,759kΩ
0.43
R15
1kΩ
0,98678kΩ
1.32
R16
10kΩ
10,002kΩ
0.02
R17
100kΩ
102,211kΩ
2.21
R18
100kΩ
98,468kΩ
1.53
R19
1kΩ
1,0022kΩ
0.22
R20
1kΩ
0,99381kΩ
0.62
R21
1kΩ
0,98699kΩ
1.30
R22
1kΩ
0,99371kΩ
0.63
R23
3.9kΩ
3,8912kΩ
0.23
P1
50kΩ
50,320kΩ
0.64
Trimmer
50kΩ
45,068kΩ
9.86
C1
1nF
0,951nF
4.90
C2
4.7nF
4,68nF
0.43
C3
470pF
0,518nF
10.21
C4
10nF
9,82nF
1.80
C5
10nF
10,1nF
1.00
C6
1nF
1,07nF
7.00
C7
470pF
0,490nF
4.26
C8
4.7nF
3,32nF
29.36
C9
47pF
0,036nF
23.40
C10
47pF
0,033nF
29.79
11
6.
Diseño
6.1.
Oscilador
Se obtiene la función de transferencia del circuito oscilador representado en la figura 8,
tomando como entrada el nodo V a. En la figura 8 se muestra un circuito oscilador de puente
de Wien.
Figura 8: Circuito oscilador de puente de Wien.
Como se muestra en la figura 8, se denotan las impedancias Zparalelo y Zserie , las cuáles se
simplifican en las siguientes ecuaciones:
R
RCs + 1
(11)
1 + RCs
sC
(12)
Zparalelo =
Zserie =
Se observa que hay realimentación tanto como negativa y positiva, pero el efecto de la
realimentación positiva es relativamente despreciable en comparación a la negativa, ya que en
este caso esta es la que otorga la estabilidad al circuito. Ası́ mismo, se utiliza CCV, por lo que:
V+=V−
(13)
Va=V+
(14)
Donde
Utilizando divisor de tensión
V+=
V oZparalelo
Zserie Zparalelo
(15)
Teniendo la ecuación 8, se toma V + = V a, esto como la entrada del circuito, entonces:
H(s) =
12
Vo
Va
(16)
Por lo tanto se obtiene la siguiente función de transferencia:
s
RC
H(s) = 2
3s
s + · RC
+ R21C 2
(17)
Basándonos en la forma de la función de transferencia y el criterio de Barkhausen, es evidente
que la frecuencia de oscilación coincide con la frecuencia natural del circuito. Esta función de
transferencia está dada por:
Ks
H(s) = 2
(18)
0
s + 2 · s·ω
+ (ω10 )2
Q
Donde ω0 representa la frecuencia natural, la cual está determinada por los elementos pasivos
del circuito. En este caso, se define como:
ω0 =
1
RC
(19)
Esto implica que la frecuencia de oscilación depende directamente de los valores de R y C,
confirmando que la frecuencia natural del sistema establece la condición para la oscilación.
Por otro lado, en un oscilador, la estabilidad y la capacidad para oscilar están directamente
relacionadas con la ganancia del amplificador operacional y las relaciones de los componentes
resistivos y capacitivos del circuito. Para que el oscilador funcione correctamente, la ganancia
del amplificador debe cumplir con ciertas condiciones. La fórmula fundamental para la ganancia
A del amplificador operacional en un oscilador es:
A=1+
R2
R1
(20)
El factor de división β en el circuito se simplifica a:
β=
R2
R1
(21)
La condición para la oscilación es que la ganancia A debe ser mayor que el inverso del factor
de división β:
1
(22)
A>
β
Para lograr una oscilación sin distorsión significativa, la relación de las resistencias es igual a
2, lo que establece que la ganancia mı́nima necesaria para iniciar la oscilación es:
A=1+
R2
=3
R1
(23)
En el proceso del diseño del valor de componentes, tomando en cuenta para una frecuencia
de oscilación natural de 100Hz, se utilizará un valor de R de 10kΩ, por lo que utilizamos la
fórmula de la frecuencia natural y la igualamos a su expresión en la función de transferencia:
2f π =
1
RC
(24)
De la ecuación 24, utilizando f = 300Hz, se despeja el valor de C, del cual se obtiene que
C = 53nF , por lo que se utiliza un capacacitor de un valor de capacitancia comercial de 56nF .
13
Para los valores de R1 y R2 se toma la ecuación 20, para que esta se cumpla R2 debe ser 2
veces R1 , por lo que se requiere de un potenciometro resisitividad comercial de 50 kΩ, donde
se ajusta para tener una resistencia de 20 kΩ, para ası́ garantizar un valor 2 veces R1 , con un
valor de resistencia comercial de R1 = 10kΩ.
Figura 9: Circuito oscilador de puente de Wien con fuente Va de un 1V de amplitud y frecuencia
de 300Hz.
Figura 10: Señales de prueba de oscilación de puente de Wien con fuente Va de un 1V de
amplitud y frecuencia de 300Hz.
14
Figura 11: Señales de oscilación de puente de Wien con fuente Va de un 1V de amplitud y
frecuencia de 300Hz.
Un oscilador de este tipo no es el indicado para construir un generador de señales senoidales
de frecuencia variable debido a la dificultad práctica de ajustar los valores de los componentes a
niveles exactos debido a sus tolerancias y variaciones inherentes. En la práctica, las resistencias
y otros componentes tienen tolerancias que impiden que sus valores sean exactamente iguales
a los requeridos, y las variaciones pueden afectar la precisión del circuito. Como alternativa,
para mejorar la precisión y permitir ajustes finos, se podrı́a usar un potenciómetro doble, que
permite ajustar dos resistencias simultáneamente con un solo control, lo que ayuda a calibrar el
circuito de manera más precisa y compensar las variaciones entre componentes. Esto facilita el
ajuste y la estabilidad en el diseño de un generador de señales senoidales de frecuencia variable.
(Los valores de los componentes utilizados para este diseño se muestran en la tabla 2).
6.2.
Multivibrador
En esta sección se construye un circuito multivibrador a partir de la operación astable de
un integrado LM555. Este multivibrador alterna entre dos frecuencias, 1 kHz y 500 Hz, con una
duración de 0.5 segundos para cada frecuencia. El dispositivo genera estas señales periódicas
que se envı́an a un parlante para su audición. En este diseño, es fundamental controlar tanto la
frecuencia de oscilación como la duración de cada señal, lo cual implica la configuración precisa
del multivibrador para asegurar que cambie de frecuencia en intervalos regulares de tiempo. La
alternancia entre frecuencias es clave para producir el patrón esperado de sonido en el parlante,
esto a partir del siguiente esquemático:
15
Figura 12: Circuito de operación astable del integrado LM555.
Figura 13: Circuito simulado de operación astable del integrado LM555.
En este modo de operación, el capacitor se carga y descarga entre V3cc y 23 Vcc . Como en el
flanco creciente, los tiempos de carga, descarga y por lo tanto la frecuencia es independiente
del suministro tensión. Ası́ mismo, para observar de una mejor manera el funcionamiento de
este circuito se utilizan las ecuaciones que lo describen de mejor manera.
Al diseñar los componentes pasivos mediante los tiempos de carga y descarga se puede
determinar lo siguiente, tomando para el circuito multivibrador de frecuencia 1 kHz. Mediante
el diseño, el tiempo de carga será de 5 ms.
tHigh = 0,693(RA + RB )C
(25)
Tomando un valor de capacitancia C = 47µF , despejando de la ecuación se determina que
el diseño ideal con valores comerciales será RA = RB = 15kΩ.
Tomando la ecuación 25 para el circuito multivibrador de 500 Hz se tiene un tiempo de
carga de 1 ms.
16
Ası́ que tomando un valor de la capacitancia de C = 220nF se diseñan los valores de RA y
RB , los cuales mediante el diseño y tomando valores comerciales se tiene que RA = RB = 2, 7kΩ.
Realizado el diseño de los parámetros, se tiene el diseño del circuito, el cual se muestra en
la figura 14, a este diseño se le agregaron diodos para ajustar los tiempos de carga y descarga,
además del direccionamiento de la corriente.
Figura 14: Circuito multivibrador del integrado LM555.
Mediante la simulación del circuito mostrado en la figura 14, se simula la salida del circuito
mediante el simulador de TINA, dicha simulación se encuentra en la figura 15.
Figura 15: Señal de entrada y salida del circuito multivibrador.
En la figura 16 se muestra que la señal de salida del circuito multivibrador varı́a cada 0, 5
s, mostrando en dicha figura la modulación de la señal de 500 Hz.
17
Figura 16: Señal de salida del circuito multivibrador mostrando la señal de 500 Hz.
En la figura 17 se muestra que la señal de salida del circuito multivibrador varı́a cada 0, 5
s, mostrando en dicha figura la modulación de la señal de 1 kHz.
Figura 17: Señal de salida del circuito multivibrador mostrando la señal de 1 kHz.
(Los valores de los componentes utilizados para este diseño se muestran en la tabla 3).
6.3.
Filtros.
Los filtros se diseñaran tomando en cuenta la siguiente condición.
Divida el ámbito de frecuencias de audio (20 a 20 kHz.) entre bandas: baja frecuencia
(20 a 300 Hz), frecuencias medias (300 Hz a 5 kHz) y altas frecuencias (5 a 20 kHz).
De acuerdo a los rangos de frecuencia diseñe un ecualizador de tres bandas (3 filtros de
ganancia UNITARIA más un sumador NO inversor de ganancia ajustable), que garantice
el mı́nimo rizado posible en la banda pasante (limite su diseño a filtros de orden menor a
3). Utilice un paso bajo y dos paso-bandas.
18
Para esto, se diseñará primeramente un filtro activo pasa bajas a 300 Hz, para este se tomará
en cuenta la función de transferencia dada.
H(s) =
1
R2 C 2 s2 + 2RCs + 1
(26)
Mediante dicha función se haya la fórmula de frecuencia de corte, la cual está establecida
mediante la siguiente ecuación.
fcorte =
√1
2
2πRC
Por lo cual diseñando C = 4, 7nF se tiene el siguiente valor para el resistor.
R=
√1
2
2πfcorte C
= 79, 81kΩ
(27)
(28)
Se utilizarán valores comerciales, ası́ que se utilizará un valor de R = 82kΩ. Mediante el
diseño de dichos valores se establece el circuito mostrado en la figura 18.
Figura 18: Circuito pasa bajas con frecuencia de corte 300 Hz.
En la figura 19 se puede ver el diagrama de Bode el simulador TINA, mostrando el valor
de la frecuencia de corte del circuito filtro activo pasa bajas.
19
Figura 19: Circuito pasa bajas con frecuencia de corte 300 Hz simulado en TINA.
Seguidamente, se realizó la simulación del circuito mediante el simulador Matlab, el cual se
muestra en la figura 20.
Figura 20: Circuito pasa bajas con frecuencia de corte 300 Hz simulado en Matlab.
Se realizó el diseño de un filtro activo pasa bandas de 300 Hz a 5 kHz, por lo cual utilizó
un filtro activo pasa altas de 300 Hz y un filtro activo pasa bajas de 5 kHz. Primeramente, se
20
realizó el diseño del filtro pasa altas mediante la siguiente función de transferencia.
H(s) =
s2
R2 C 2 s2 + 2RCs + 1
(29)
Además, se determinó la ecuación utilizada para calcular la frecuencia de corte, la cual se
utiliza mediante la siguiente fórmula.
fcorte =
√1
2
2πRC
(30)
Tomando el valor de la resistencia de 82kΩ se diseña el valor de la capacitancia.
C=
√1
2
2πRfcorte
= 5, 57nF
(31)
Debido a que en la simulación se presentan problemas con la frecuencia de corte se utiliza
un valor de capacitancia de 10nF . Ası́ que mediante el diseño se establece el circuito mostrado
en la figura 21
Figura 21: Circuito pasa altas con frecuencia de corte 300 Hz.
Para determinar la funcionalidad del circuito filtro activo pasa altas se realizó una simulación
en el simulador de TINA, la cual se muestra en la figura 22.
21
Figura 22: Circuito pasa altas con frecuencia de corte 300 Hz simulado en TINA.
Además, se realizó una simulación en el simulador de TINA para observar el comportamiento
de la ganancia del circuito con respecto a la frecuencia, la cual se muestra en la figura 23.
Figura 23: Circuito pasa altas con frecuencia de corte 300 Hz simulado en Matlab.
Se realizó un circuito filtro activo pasa bajas de frecuencia de 5 kHz, tomando la siguiente
función de transferencia.
1
(32)
H(s) = 2 2 2
R C s + 2RCs + 1
22
También, se determinaron los parámetros que dicho circuito requieren mediante la fórmula
de la frecuencia de corte, utilizando la siguiente ecuación.
fcorte =
√1
2
2πRC
(33)
Utilizando un valor de la capacitancia de C = 1nF se diseña el valor de la resistencia
mediante la siguiente ecuación.
R=
√1
2
2πfcorte C
= 22, 504kΩ
(34)
Ası́ que tomando un valor de resistor comercial con resistencia de 22 kΩ se diseña el circuito
mostrado en la figura 24.
Figura 24: Circuito pasa bajas con frecuencia de corte 5 kHz.
Mediante dicho circuito, se realiza una simulación en el simulador de TINA para lograr
observar el comportamiento de la ganancia del circuito con respecto a la frecuencia, mostrando
ası́ un diagrama de Bode en la figura 25.
23
Figura 25: Circuito pasa bajas con frecuencia de corte 5 kHz simulado en TINA.
Además, se realiza una simulación en el simulador de Matlab para verificar ası́ las frecuencias
de corte, donde dicha simulación se muestra en la figura 26.
Figura 26: Circuito pasa bajas con frecuencia de corte 5 kHz simulado en Matlab.
Para realizar el circuito filtro activo pasa bandas se realiza una configuración de los dos
circuitos mostrados anteriormente, la cual se muestra en la figura 27.
24
Figura 27: Circuito pasa bandas con frecuencia de corte de 300 Hz a 5 kHz.
Mediante el simulador de TINA se realiza el diagrama de Bode para el circuito anterior para
ası́ ver el comportamiento de la ganancia con respecto a la frecuencia, la cual se muestra en la
figura 28.
Figura 28: Circuito pasa bandas con frecuencia de corte de 300 Hz a 5 kHz simulado en TINA.
Además, utilizando el simulador de Matlab se corroboró la frecuencia de corte mediante un
diagrama de Bode, la cual se muestra en la figura 29.
25
Figura 29: Circuito pasa bandas con frecuencia de corte de 300 Hz a 5 kHz simulado en Matlab.
Se realizó el segundo circuito filtro activo pasa bandas de 5 kHz a 20 kHz, dicho circuito
fue realizado mediante un circuito filtro activo pasa altas de frecuencia de corte 5 kHz y un
circuito filtro activo pasa bajas de 20 kHz. El diseño del circuito pasa altas se realizó mediante
la siguiente función de transferencia.
H(s) =
s2
R2 C 2 s2 + 2RCs + 1
(35)
Mediante dicha función de transferencia se determina la ecuación para determinar la frecuencia de corte, la cual se establece mediante la siguiente fórmula.
fcorte =
√1
2
2πRC
(36)
Para diseñar el circuito, se toma el valor de la capacitancia de C = 0, 47nF para ası́ diseñar
el valor de la resistencia, la cual se establece de la siguiente manera.
R=
√1
2
2πfcorte C
= 47, 89kΩ
(37)
Debido a que en la simulación no se establece de manera correcta la frecuencia de corte, se
utiliza un valor para el resistor de una resistencia de R = 68kΩ. Ya con el debido diseño se
establece el circuito filtro activo pasa altas que se muestra en la figura 30.
26
Figura 30: Circuito pasa altas con frecuencia de corte de 5 kHz.
Realizando la simulación de la ganancia del circuito con respecto a la frecuencia se utiliza
el simulador de TINA el cual genera un diagrama de Bode, dicha gráfica se puede observar en
la figura 31.
Figura 31: Circuito pasa altas con frecuencia de corte de 5 kHz simulado en TINA.
Además, se utiliza el simulador Matlab para observar el comportamiento de la ganancia con
respecto a la frecuencia, generando ası́ un diagrama de Bode que se muestra en la figura 32.
27
Figura 32: Circuito pasa altas con frecuencia de corte de 5 kHz simulado en Matlab.
Para realizar el circuito filtro activo pasa bandas, se realizó el circuito activo pasa bajas de
20 kHz, el cual se rige mediante la siguiente función de transferencia.
H(s) =
1
R2 C 2 s2 + 2RCs + 1
(38)
Mediante la función de transferencia, se utiliza esta para hallar la ecuación para determinar
la frecuencia de corte, la cual se calcula mediante la siguiente fórmula.
fcorte =
√1
2
2πRC
(39)
Tomando un valor de la capacitancia de C = 0,047nF se haya el valor diseñado para el
valor de la resistencia del resistor.
R=
√1
2
2πfcorte C
= 119, 723kΩ
(40)
Sin embargo, con dicho valor del resistor no se estaba cumpliendo un buen acople de impedancias entre dicha etapa, ası́ que se cambió la resistencia del resistor a 180 kΩ. Mediante
dicho diseño se muestra el circuito diseñado en la figura 33
28
Figura 33: Circuito pasa bajas con frecuencia de corte de 20 kHz.
Mediante una simulación con el simulador TINA se observa el comportamiento de la ganancia del circuito con respecto a la frecuencia por medio de un diagrama de Bode, el cual se
muestra en la figura 34.
Figura 34: Circuito pasa bajas con frecuencia de corte de 20 kHz simulado en TINA.
Utilizando el simulador Matlab se muestra el comportamiento de la ganancia del circuito
con respecto a la frecuencia mediante un diagrama de Bode, dicho diagrama se muestra en la
figura 35.
29
Figura 35: Circuito pasa bajas con frecuencia de corte de 20 kHz simulado en Matlab.
Con el último filtro pasa bandas, se realiza la configuración de los dos circuitos filtros activos
mostrados anteriormente, dicha configuración se muestra en la figura 36.
Figura 36: Circuito pasa bandas con frecuencia de corte de 5 kHz a 20 kHz.
Mediante el simulador de TINA se muestra el diagrama de Bode del circuito mostrado
anteriormente, el cual se muestra en la figura 37.
30
Figura 37: Circuito pasa bandas con frecuencia de corte de 5 kHz a 20 kHz simulado en TINA.
Utilizando el simulador de Matlab para generar un diagrama de Bode se logra visualizar la
ganancia del circuito en función de la frecuencia, la cual se muestra en la figura 38.
Figura 38: Circuito pasa bandas con frecuencia de corte de 5 kHz a 20 kHz simulado en Matlab.
Finalmente, mediante un sumador no inversor con ganancia ajustable se toman todas las
señales de los filtros mostrados anteriormente y se unen en un mismo circuito, dicho circuito se
muestra en la figura 39.
31
Figura 39: Circuito ecualizador de 3 bandas.
Mediante el ecualizador completo, se utilizará el simulador de TINA para simular la ganancia
en función de la frecuencia dando ası́ un diagrama de Bode, dicho diagrama se muestra en la
figura 40.
Figura 40: Circuito ecualizador de 3 bandas simulado en TINA.
Finalmente, mediante el simulador Matlab se determinó el diagrama de Bode para el circuito
ecualizador de 3 bandas, la cual se muestra en la figura 41.
32
Figura 41: Circuito ecualizador de 3 bandas simulado en Matlab.
(Los valores de los componentes utilizados para este diseño se muestran en la tabla 4).
33
7.
Resultados y análisis de resultados
7.1.
General
Al ingresar al laboratorio, se verificó que todas las herramientas y equipos de medición estuvieran en buen estado dentro de la caja de herramientas en la mesa de trabajo. Ası́ mismo,
se registró en la bitácora la fecha, el nombre de la práctica, el número de sesión, y las herramientas e instrumentos a utilizar, incluyendo cualquier observación relevante. Se solicitaron
los componentes necesarios en bodega según la lista de componentes y se verificó su correcto
funcionamiento, comprobando que los valores experimentales coincidieran con los esperados.
7.2.
Oscilador
Durante la realización del experimento con el oscilador, se llevaron a cabo modificaciones
significativas en los componentes del circuito. Inicialmente, se procedió a cambiar el resistor de
22kΩ por un trimmer que fue ajustado cuidadosamente a 20kΩ. Este ajuste se realizó con el
propósito especı́fico de lograr que el valor fuera exactamente dos veces R2 . Durante la revisión
inicial del circuito, se identificó que la patilla inversora en el oscilador no estaba conectada
adecuadamente, lo cual fue un hallazgo importante para el desarrollo posterior del experimento.
En el transcurso de las pruebas, se observó que la señal del oscilador presentaba deformaciones notables. Esta señal podı́a ser ajustada mediante el trimmer implementado, aunque
idealmente, para obtener resultados más precisos, se determinó que serı́a necesario modificar la
simulación reemplazando R2 por un resistor variable. Esta observación fue crucial para entender
las limitaciones del diseño actual.
Un aspecto particularmente interesante del experimento fue el descubrimiento de un punto
crı́tico en la relación entre R1 y el trimmer. En este punto especı́fico, se observó un fenómeno
notable donde la señal experimentaba una transición significativa, pasando de su forma senoidal
a un estado de caı́da. Este comportamiento merece un análisis detallado, ya que proporciona
información valiosa sobre los lı́mites de estabilidad del circuito.
Análisis de la Señal en Punto Crı́tico
En el punto crı́tico identificado, la señal mostró caracterı́sticas particulares que requieren
un análisis especı́fico. A continuación, se presenta la captura de la señal en este punto:
34
Figura 42: Señal del circuito Oscilador en punto crı́tico.
Análisis de la Señal en su Punto más Senoidal
Durante el experimento, también se logró identificar el punto donde la señal alcanzaba su
forma más cercana a una onda senoidal pura. Esta condición se documenta en la siguiente
imagen:
Figura 43: Señal del circuito Oscilador en su onda senoidal más pura.
Análisis de Frecuencia
Un aspecto fundamental del experimento fue la evolución de la frecuencia del oscilador. Inicialmente, la frecuencia se encontraba en 170 Hz, un valor significativamente menor al esperado
de 300 Hz. Esta discrepancia se atribuyó a la presencia de un resistor de 22kΩ en el circuito.
Para corregir esta situación, se realizó un cambio a 10kΩ, conforme a las especificaciones del
diseño original. Esta modificación resultó en una frecuencia final de 270 Hz, que si bien no
alcanzó exactamente el valor objetivo de 300 Hz, representó una mejora sustancial respecto a
la frecuencia inicial.
35
7.3.
Multivibrador
Funcionamiento experimental de primer etapa del circuito, de alternación de frecuencia de
1Hz:
Figura 44: Señal experimental de la etapa de frecuencia de 1Hz.
En la primera etapa del circuito, se esperaba que la señal variara de manera ilimitada en
una frecuencia de 100 Hz. Sin embargo, los resultados experimentales mostraron una señal con
una frecuencia de 1.1745 Hz, lo que indica una desviación significativa del valor deseado. Este
comportamiento sugiere que podrı́a haber un problema en los componentes o en la configuración
del circuito que afecta la frecuencia de oscilación. En cuanto a la amplitud, se midió un valor
máximo de 17.886 V, con un voltaje pico a pico (Vpp) de 18.510 V. Aunque el valor de Vmax
se encuentra dentro de un rango aceptable, la frecuencia obtenida no coincide con el diseño
original. Este desfase en la frecuencia puede deberse a una combinación de factores, como errores
en la selección de componentes, conexiones inadecuadas o un cálculo incorrecto de la constante
de tiempo RC en el circuito. La diferencia observada en la frecuencia pone de manifiesto la
necesidad de revisar tanto el diseño como la implementación del circuito para garantizar que
funcione correctamente en la frecuencia deseada.
Funcionamiento experimental de la etapa de alternación de frecuencia de 1kHz:
36
Figura 45: Señal experimental de la etapa de frecuencia de 1kHz.
Funcionamiento experimental de la etapa de alternación de frecuencia de 500Hz:
Figura 46: Señal experimental de la etapa de frecuencia de 500Hz.
Durante el experimento realizado, el circuito multivibrador estaba diseñado para alternar
entre frecuencias de 1 kHz y 500 Hz cada 0.5 segundos lo cual en las figuras 45 y 46 se denota
el cumplimieno. Sin embargo, desde el inicio se presentaron varios problemas que afectaron
considerablemente los resultados. En primer lugar, se descubrió que el capacitor C1 estaba
conectado al revés, lo que provocó un mal funcionamiento en el circuito. Al estar en esta orientación incorrecta, el capacitor no pudo cargar y descargar de manera adecuada, lo que impactó
negativamente en la frecuencia de oscilación. Este tipo de error puede generar un comportamiento temporal anómalo, afectando el ciclo de oscilación y haciendo que la frecuencia esperada
no se alcance de manera precisa. Como resultado, la señal alternante entre las dos frecuencias
no fue estable, y el multivibrador no funcionó como se habı́a previsto.
Otro inconveniente importante fue la calidad de las conexiones en la protoboard. Se mencionó que algunos de los nodos estaban flojos, lo que ocasionó problemas de continuidad en el
37
circuito. Las conexiones inestables en un circuito de este tipo pueden resultar en señales intermitentes o una pérdida total de la señal en ciertos puntos. Esta falta de continuidad probablemente fue la causa de que las frecuencias generadas por el multivibrador fueran inconsistentes
y fluctuaran, contribuyendo a la inestabilidad general del circuito. Las conexiones sueltas en
la protoboard no solo afectan la estabilidad de la señal, sino que también pueden hacer que
sea difı́cil identificar otros problemas en el circuito, ya que generan resultados erráticos que no
corresponden a los errores de diseño originales.
Además de los problemas de conexión y polaridad, se tuvo que reemplazar el diodo 1N4001
por el 1N4007 debido a que las patillas de algunos diodos estaban quebradas. Aunque ambos
diodos son similares en su función, el 1N4007 está diseñado para soportar voltajes más altos
y, en este caso, afectó el comportamiento del circuito. Al ser un diodo rectificador, su inclusión provocó que la onda cuadrada generada por el multivibrador no se mantuviera pura. En
lugar de una señal clara, aparecieron picos en la forma de onda, especialmente en los puntos
de transición de la señal. Estos picos añadieron ruido y distorsión a la salida. Este problema
de distorsión no solo afectó la pureza de la señal, sino que también introdujo inestabilidad en
la onda cuadrada, haciendo que el cambio entre 1 kHz y 500 Hz no fuera suave ni preciso.
Seguidamente, se procedió a colocar el capacitor en la polaridad correcta con el circuito y se
ajustaron los cables, lo que permitió que todo funcionara correctamente.
Figura 47: Señal experimental del circuito multivibrador.
Estas observaciones se confirman al analizar la figura 47, que muestra una señal con anomalı́as. La medición indica una frecuencia de aproximadamente 1.07424 kHz, que aunque está
cerca del 1 kHz esperado, no es el valor exacto deseado, respaldando la observación sobre la
inestabilidad del circuito. La forma de onda capturada muestra una señal cuadrada con evidentes irregularidades, incluyendo variaciones en la amplitud que no deberı́an estar presentes en
una onda cuadrada ideal. La señal presenta un nivel de tensión de aproximadamente 21.027V
(Vpp1) y se pueden apreciar oscilaciones o ruido en los niveles altos y bajos. La configuración
del osciloscopio, con una base de tiempo de 5.00 ms/división y una tasa de muestreo de 500
MSa/s con 25 MPts, permite observar claramente estas irregularidades en la señal. La lı́nea
base no es completamente estable y hay evidencia de ruido significativo, sin poder observarse
claramente la alternancia entre 1 kHz y 500 Hz mencionada en el diseño original.
38
7.4.
Filtros
Mediante los resultados mostrados en este experimento, se realizó un circuito ecualizador,
el cuál está conformado por un filtro pasa bajas con frecuencia de corte de 300 Hz, un filtro
pasa bandas con un ancho de banda de 300 Hz a 5 kHz, un filtro pasa bandas con un ancho de
banda de 5 kHz a 20 kHz.
7.4.1.
Filtro pasa bajas.
Primeramente, se diseñó un filtro pasa bajas con una frecuencia de corte de 300 Hz; en este
circuito se llevaron a cabo múltiples modificaciones como lo es en un resistor de 82 kΩ, esto
debido a que en bodega se entregó un resistor de 8,2 kΩ y se tuvo que reemplazar a uno de 82
kΩ; además, se tuvieron que pedir más resistores, esto debido a que no se pidieron resistores,
esto debido a que no se tomaron en cuenta los resistores que limitan la ganancia a ser unitaria.
En la tabla 5 se muestran los resultados de un barrido de frecuencia de 10 Hz a 10kHz, donde
se aprecia la tensión de entrada del circuito y la tensión de salida, se puede apreciar que a bajas
frecuencias el generador de señales tiene una tensión diferente a la puesta, ya que la configurada
en el oscilador es de 10 V y la entregada por el generador de señales es de 7,28 V, esto es debido
a que puede ser que el generador de señales tenga un mal acople de impedancias con el circuito
a bajas frecuencias y la impedancia de salida del generador de señales esté afectando en la
entrega de tensión.
39
Tabla 5: Tensión de entrada y salida del filtro pasa bajas
Frecuencia (Hz) Frecuencia experimental (Hz) Entrada (V)
10 Hz a 100 Hz
10
10,0
7,28
20
20,0
10,2
30
29,9
10,2
40
39,9
10,2
50
49,9
10,2
60
59,9
10,2
70
69,9
10,2
80
79,9
10,2
90
90,0
10,2
100
100,0
10,2
200 Hz a 1 kHz
200
200,0
10,2
300
299,0
10,2
400
400,0
10,2
500
500,0
10,2
600
600,0
10,2
700
699,0
10,4
800
800,0
10,2
900
899,0
10,2
1000
1000,0
10,2
2 kHz a 10 kHz
2000
2000,0
10,2
3000
3000,0
10,5
4000
4000,0
10,4
5000
5000,0
10,4
6000
6000,0
10,3
7000
7000,0
10,3
8000
8000,0
10,3
9000
9000,0
10,3
10000
10000,0
10,3
40
Salida (V)
7,360
10,400
10,400
10,400
10,300
10,300
10,200
10,200
10,200
10,100
9,520
8,640
7,440
6,240
5,120
4,160
3,440
2,880
2,480
0,656
0,308
0,180
0,120
0,092
0,068
0,053
0,048
0,044
En la tabla 6 se muestra el barrido de frecuencia realizado en el laboratorio con su respectiva
ganancia lineal y en decibeles, estas determinadas por medio de la relación de tensión de entrada
y salida mostradas en la tabla 5.
Tabla 6: Ganancia del filtro pasa bajas.
Frecuencia experimental (Hz) Ganancia (V/V) Ganancia (dB)
10 Hz a 100 Hz
10,0
1,011
0,095
20,0
1,020
0,169
29,9
1,020
0,169
39,9
1,020
0,169
49,9
1,010
0,085
59,9
1,010
0,085
69, 9
1,000
0,000
79,9
1,000
0,000
90,0
1,000
0,000
100,0
0,990
-0,086
200 Hz a 1 kHz
200,0
0,933
-0,599
299,0
0,847
-1,442
400,0
0,729
-2,741
500,0
0,612
-4,268
600,0
0,502
-5,987
699,0
0,400
-7,959
800,0
0,337
-9,441
899,0
0,282
-10,984
1000,0
0,243
-12,283
2 kHz a 10 kHz
2000,0
0,064
-23,834
3000,0
0,029
-30,653
4000,0
0,017
-35,235
5000,0
0,012
-38,757
6000,0
0,009
-40,981
7000,0
0,007
-43,607
8000,0
0,005
-45,771
9000,0
0,005
-46,632
10000,0
0,004
-47,388
41
(400 Hz, -3 dB)
0
Ganancia (dB)
−10
−20
−30
−40
−50
101
102
103
Frecuencia (Hz)
104
Figura 48: Diagrama de Bode para el filtro pasa bajas con frecuencia de corte en 300 Hz.
Mediante la tabla 6 se muestra que la frecuencia de corte se encuentra entre una frecuencia
de 400 Hz a 500 Hz, este rango se encuentra dentro de la frecuencia de corte esperada mediante
la simulación mostrada en la figura 19, esta variación es debido a que los componentes no son
exactos y presentan una tolerancia con respecto a su valor nominal, donde la variación de los
valores de estos componentes son proporcionales a pequeñas variaciones en los resultados; sin
embargo, la variación es significativamente baja y está dentro de los resultados esperados; esta
frecuencia de corte se muestra más a detalle en la figura 48.
7.4.2.
Filtro pasa banda de 300 Hz a 5 kHz.
El diseño de este circuito consiste en un filtro pasa bandas con ancho de banda de 300 Hz
a 5 kHz, por lo que se realizó por medio de un filtro pasa altas con frecuencia de corte de 300
Hz y un filtro pasa bajas con frecuencia de corte de 5 kHz.
Durante la realización del experimento con el filtro pasa bandas de 300 Hz a 5 kHz no se
tomó en cuenta los resistores que definen la amplitud de la ganancia, por lo que se tuvieron que
pedir más resistores, esto puede haber afectado en la limitación de la ganancia a ser unitaria;
sin embargo, esta se encontró dentro de la ganancia unitaria, cumpliendo ası́ con un lo esperado
según el diseño realizado.
La tabla 7 muestra el barrido de frecuencia de 10 Hz a 100 kHz, con su respectivo valor de
tensión de entrada y salida del circuito.
42
Tabla 7: Frecuencias, tensión de entrada y salida para el filtro pasa bandas de 300 Hz a 5 kHz.
Frecuencia (Hz) Frecuencia experimental (Hz) Entrada (V) Salida (V)
10 Hz a 100 Hz
10
10
10,1
0,034
20
20
10,1
0,108
30
30
10,2
0,240
40
40
10,2
0,412
50
50
10,2
0,628
60
60
10,2
0,888
70
70
10,2
1,160
80
80
10,2
1,460
90
90
10,2
1,770
100
100
10,2
2,160
200 Hz a 1 kHz
200
200
10,2
5,280
300
300
10,2
7,360
400
400
10,2
8,320
500
500
10,2
8,960
600
600
10,2
9,360
700
700
10,2
9,520
800
800
10,2
9,680
900
900
10,2
9,680
1000
1000
10,2
9,760
2 kHz a 10 kHz
2000
2000
10,2
9,360
3000
3000
10,2
8,640
4000
4000
10,2
7,760
5000
5000
10,3
6,880
6000
6000
10,4
6,000
7000
7000
10,3
5,280
8000
8000
10,3
4,640
9000
9000
10,3
4,160
10000
10000
10,3
3,680
20 kHz a 100 kHz
20000
20000
10,3
1,230
30000
30000
10,2
0,512
40000
40000
10,2
0,240
50000
50300
10,2
0,128
60000
60100
10,2
0,072
70000
70800
10,2
0,050
80000
79900
10,1
0,040
90000
91000
10,1
0,032
100000
99900
10,1
0,028
43
La tabla 8 mostrada en los resultados muestra el barrido de frecuencia de 10 Hz a 100 kHz
con su respectivo valor de ganancia lineal y en decibeles.
Tabla 8: Ganancia del filtro pasa bandas de 300 Hz a 5 kHz.
Frecuencia experimental (Hz) Ganancia (V/V) Ganancia (dB)
10 Hz a 100 Hz
10
0,0034
-49,4568
20
0,0107
-39,4180
30
0,0235
-32,5678
40
0,0404
-27,8741
50
0,0616
-24,2128
60
0,0871
-21,2037
70
0,1137
-18,8828
80
0,1431
-16,8849
90
0,1735
-15,2125
100
0,2118
-13,4829
200 Hz a 1 kHz
200
0,5176
-5,7193
300
0,7216
-2,8344
400
0,8157
-1,7695
500
0,8784
-1,1258
600
0,9176
-0,7465
700
0,9333
-0,5993
800
0,9490
-0,4545
900
0,9490
-0,4545
1000
0,9569
-0,3830
2 kHz a 10 kHz
2000
0,9176
-0,7465
3000
0,8471
-1,4417
4000
0,7608
-2,3748
5000
0,6680
-3,5050
6000
0,5769
-4,7776
7000
0,5126
-5,8041
8000
0,4505
-6,9264
9000
0,4039
-7,8749
10000
0,3573
-8,9398
20 kHz a 100 kHz
20000
0,1194
-18,4586
30000
0,0502
-25,9866
40000
0,0235
-32,5678
50300
0,0125
-38,0278
60100
0,0071
-43,0254
70800
0,0049
-46,1926
79900
0,0040
-48,0452
91000
0,0032
-49,9834
99900
0,0028
-51,1433
44
0
(290 Hz, -3.24 dB)
(4643 Hz, -3.24 dB)
Ganancia (dB)
−10
−20
−30
−40
−50
101
102
103
Frecuencia (Hz)
104
105
Figura 49: Diagrama de Bode filtro pasa bandas de 300 Hz a 5 kHz.
Los resultados mostrados del filtro pasa bandas de 300 Hz a 5 kHz mostraron que los
valores de frecuencia de corte mostradas en la tabla 8 no coinciden con las mostradas en la
figura 28, esto es debido a que los componentes no son exactos a los propuestos en el diseño
y estos presentan una variación significativa con respecto a su valor nomial; sin embargo, las
frecuencias de corte mostradas en la tabla 8 no varı́an de manera significativa con respecto al
diseño. Estas frecuencias de corte se muestran más a detalle en la figura 49.
7.4.3.
Filtro pasa bandas de 5 kHz a 20 kHz.
El diseño de este circuito consiste en un filtro pasa bandas con ancho de banda de 5 kHz a
20 kHz, por lo que se realizó por medio de un filtro pasa altas con frecuencia de corte de 5 kHz
y un filtro pasa bajas con frecuencia de corte de 20 kHz.
Durante la realización del experimento con el filtro pasa bandas de 5 kHz a 20 kHz no se
tomó en cuenta los resistores que definen la amplitud de la ganancia, por lo que se tuvieron
que pedir más resistores, esto puede haber afectado en la limitación de la ganancia a ser unitaria; sin embargo, esta se encontró dentro de la ganancia unitaria, cumpliendo ası́ con un lo
esperado según el diseño realizado. Además, al probar el filtro pasa bandas en la protoboard no
funcionada y se probaron las dos etapas por separado, donde estas sı́ funcionaron, esto debido
a que no habı́a continuidad en un cable utilizado.
La tabla 9 muestra el barrido de frecuencia de 100 Hz a 100 kHz, con su respectivo valor de
tensión de entrada y salida del circuito. En dicha tabla se agregó un valor de frecuencia de 25
kHz debido a que fue la frecuencia más cercana a la frecuencia de corte.
45
Tabla 9: Frecuencias, tensión de entrada y salida para el filtro pasa bandas de 5 kHz a 20 kHz.
Frecuencia (Hz) Frecuencia experimental (Hz) Entrada (V) Salida (V)
100 Hz a 1 kHz
100
100
10,2
0,060
200
199
10,2
0,060
300
300
10,4
0,062
400
399
10,2
0,104
500
499
10,4
0,152
600
599
10,4
0,208
700
700
10,4
0,280
800
798
10,2
0,368
900
899
10,4
0,448
1000
998
10,2
0,536
2 kHz a 10 kHz
2000
1996
10,2
2,000
3000
2999
10,2
3,800
4000
4000
10,2
5,600
5000
4975
10,2
7,000
6000
5988
10,2
8,400
7000
6963
10,6
10,000
8000
7775
10,8
10,400
9000
9000
10,8
10,800
10000
9980
10,6
11,400
20 kHz a 100 kHz
20000
19980
10,8
9,400
25000
24085
10,8
7,200
30000
29099
10,6
5,600
40000
40040
10,6
3,200
50000
49083
10,4
2,000
60000
60098
10,4
1,480
70000
70052
10,4
1,120
80000
79062
10,4
0,960
90000
89077
10,4
0,840
100000
99080
10,4
0,720
46
En la tabla 10 se muestra el barrido de frecuencia realizado en el laboratorio con su respectiva
ganancia lineal y en decibeles, estas determinadas por medio de la relación de tensión de entrada
y salida mostradas en la tabla 9.
Tabla 10: Ganancia del filtro pasa bandas de 5 kHz Hz a 20 kHz.
Frecuencia experimental (Hz) Ganancia (V/V) Ganancia (dB)
100 Hz a 1 kHz
100
0,0059
-44,6090
199
0,0059
-44,6090
300
0,0060
-44,4928
399
0,0102
-39,8313
499
0,0146
-36,7038
599
0,0200
-33,9794
700
0,0269
-31,3975
798
0,0361
-28,8550
899
0,0431
-27,3151
998
0,0525
-25,5887
2 Hz a 10 kHz
1996
0,1961
-14,1514
2999
0,3725
-8,5763
4000
0,5490
-5,2082
4975
0,6863
-3,2700
5988
0,8235
-1,6864
6963
0,9434
-0,5061
7775
0,9630
-0,3278
9000
1,0000
0,0000
9980
1,0755
0,6320
20 Hz a 100 kHz
19980
0,8704
-1,2059
24085
0,6667
-3,5218
29099
0,5283
-5,5424
40040
0,3019
-10,4031
49083
0,1923
-14,3201
60098
0,1423
-16,9354
70052
0,1077
-19,3563
79062
0,0923
-20,6952
89077
0,0808
-21,8551
99080
0,0692
-23,1940
47
0
(24000 Hz, -3.87 dB)
Ganancia (dB)
(4850 Hz, -3.87 dB)
−10
−20
−30
−40
102
103
104
Frecuencia (Hz)
105
Figura 50: Diagrama de Bode filtro pasa bandas de 5 kHz a 20 kHz.
Por medio de los resultados mostrados en la tabla 10 se muestra que los valores de frecuencia
experimental para la frecuencia de corte se encuentra entre 4 kHz a 5 kHz y entre 20 kHz a 25
kHz; sin embargo, no coinciden con los propuestos por medio del diseño mostrado en la figura 34,
por lo cual presenta una variación significativa con respecto a las frecuencias de corte esperadas.
Esto es debido a un mal acomple de impedancias entre el filtro pasa altas con frecuencia de
corte de 5 kHz y el filtro pasa bajas de 20 kHz; además, al utilizar resistores con resistencias
muy altas presentan una variación con respecto al valor nominal muy alta, produciendo ası́ una
variación en los resultados mostrados; el mismo fenómeno sucede con la capacitancia de los
capacitores, donde al ser valores con magnitudes muy pequeñas al presentar una variación en
los componentes con respecto a su valor nominal producen una variación muy significativa con
respecto a los resultados esperados. Estas frecuencias de corte se muestran más a detalle en la
figura 50.
7.4.4.
Ecualizador.
Por medio del diseño realizado de los tres filtros descritos anteriormente, se realizó un ecualizador por medio de estos tres filtros, los cuales las señales de salida de cada circuito se suman
por medio de un sumador no inversor.
La implementación del circuito sumador no inversor presentó múltiples condiciones inesperadas para la implementación de todo el circuito, una de estas complicaciones fue que los
potenciometros no son muy estables al variar su resistencia, por lo que se cambió el potenciometro de 50 kΩ por un trimmer de 50 kΩ, esto para variar de mejor manera la ganancia del
sumador.
En la tabla 11 se muestra el barrido de frecuencias de 10 Hz a 100 kHz con su respectivo
valor de tensión de entrada y salida del circuito. Durante la implementación de la señal de
entrada del circuito un aspecto a destacar es que la tensión de salida se presentó cerca de los
lı́mites de alimentación que se le agregó al circuito, por lo cual al superar los lı́mites podrı́a
quemar el amplificador operacional, por lo que se procedió a cambiar la señal de entrada de 10
V a 5 V.
48
Tabla 11: Frecuencias, tensión de entrada y salida para el ecualizador.
Frecuencia (Hz) Frecuencia experimental (Hz) Entrada (V) Salida (V)
10 Hz a 100 Hz
10
10,0
8,2
8,20
20
20,0
9,6
9,60
30
30,0
10,0
9,60
40
40,0
10,2
9,44
50
50,0
10,0
9,44
60
60,1
10,2
9,52
70
70,0
10,2
9,52
80
80,1
10,2
9,52
90
90,3
10,2
9,52
100
100,0
10,2
9,60
200 Hz a 1 kHz
200
200,0
10,2
9,40
300
300,0
10,2
9,40
400
401,0
10,2
9,60
500
500,0
10,2
9,40
600
600,2
10,2
9,20
700
700,8
10,2
9,20
800
799,0
10,2
9,20
900
900,1
10,2
9,20
1000
1000,0
10,2
9,20
2 kHz a 10 kHz
2000
2000,0
10,2
8,80
3000
3000,0
10,2
9,00
4000
4000,0
10,2
10,00
5000
5000,0
10,8
11,60
6000
6002,0
10,6
12,60
7000
7022,0
10,6
13,40
8000
8093,0
10,6
14,00
9000
9009,0
5,6
9,80
10000
10008,0
5,6
9,80
20 kHz a 80 kHz
20000
20000,0
5,6
9,80
30000
30120,0
5,6
9,00
40000
40160,0
5,4
6,80
50000
50200,0
5,2
5,60
60000
60420,0
5,2
5,00
70000
70420,0
5,0
4,40
80000
80390,0
4,8
4,00
49
Los resultados mostrados en la tabla 12 muestra el barrido de frecuencia de 10 Hz a 100 kHz
realizado en el laboratorio con su respectivo valor de tensión de entrada y salida del circuito.
Tabla 12: Ganancia del ecualizador.
Frecuencia experimental (Hz) Ganancia (V/V)
10 Hz a 100 Hz
10,0
1,0000
20,0
1,0000
30,0
0,9600
40,0
0,9255
50,0
0,9440
60,1
0,9333
70,0
0,9333
80,1
0,9333
90,3
0,9333
100,0
0,9412
200 Hz a 1 kHz
200,0
0,9216
300,0
0,9216
401,0
0,9412
500,0
0,9216
600,2
0,9020
700,8
0,9020
799,0
0,9020
900,1
0,9020
1000,0
0,9020
2 kHz a 10 kHz
2000,0
0,8627
3000,0
0,8824
4000,0
0,9804
5000,0
1,0741
6002,0
1,1887
7022,0
1,2642
8093,0
1,3208
9009,0
1,7500
10008,0
1,7500
20 kHz a 100 kHz
20000,0
1,7500
30120,0
1,6071
40160,0
1,2593
50200,0
1,0769
60420,0
0,9615
70420,0
0,8800
80390,0
0,8333
50
Ganancia (dB)
0,0000
0,0000
-0,3546
-0,6726
-0,5006
-0,5993
-0,5993
-0,5993
-0,5993
-0,5266
-0,7094
-0,7094
-0,5266
-0,7094
-0,8962
-0,8962
-0,8962
-0,8962
-0,8962
-1,2823
-1,0872
-0,1720
0,6207
1,5013
2,0360
2,4164
4,8608
4,8608
4,8608
4,1211
2,0023
0,6437
-0,3407
-1,1103
-1,5836
5
Ganancia (dB)
4
3
2
1
0
−1
−2
101
102
103
Frecuencia (Hz)
104
105
Figura 51: Diagrama de Bode para el ecualizador.
Según los resultados mostrados en la tabla 12 se muestra que la ganancia lineal se mantuvo
unitaria en un rango de frecuencia de 10 Hz hasta aproximadamente 6 kHz; luego la ganancia
incrementó de manera significativa y volvió a decaer la amplitud de la ganancia en aproximadamente 30 kHz por medio del filtro pasa bajas diseñado para el filtro pasa bandas de 5 kHz a 20
kHz, esto se puede apreciar de mejor manera por medio de la figura 51. Esto es debido a que el
filtro pasa bajas con frecuencia de corte de 300 Hz comenzó a tener un comportamiento de un
filtro pasa altas a altas frecuencias, permitiendo el paso de señales con frecuencias altas; esto es
debido a que a altas frecuencias en el filtro pudieron aparecer capacitancias parásitas, las cuales
pueden producir un efecto de resonancia y dar un efecto de permitir el paso de señales a altas
frecuencias. Este efecto se puede reducir y mitigar reemplazando el amplificador operacional
LM741 por un amplificador operacional LF353 debido a que es más adecuado, esto debido a
que el amplificador operacional LF353 tiene una tasa máxima de señal de salida con respecto al
tiempo (slew rate) diferente al amplificador operacional LM741, teniendo el amplificador operacional LF353 una mayor velocidad ante un cambio en la señal de entrada del circuito; además,
el amplificador operacional LF353 tiene un ancho de banda limitado significativamente más
grande a un amplificador operacional LM741. Ası́ que la implementación de un amplificador
operacional LF353 puede tener una mejor respuesta y presentar menos problemáticas en el
diseño del ecualizador.
51
8.
Conclusiones y recomendaciones.
En conclusión, se ha logrado verificar el funcionamiento correcto de los circuitos osciladores
y multivibradores al observar la señal de salida de estos. Se ha observado cómo los osciladores
pueden producir señales oscilatorias sin requerir una entrada externa analógia debido a que la
configuración del circuito se diseñó para ser inestable y se mantenga en oscilación, mientras que
los multivibradores astables alternan entre dos estados sin necesidad de una entrada externa.
Se demostró que el ajuste preciso de componentes como resistores y capacitores es de suma
importancia para la estabilidad y frecuencia deseada en las señales generadas. Por lo que la
implementación de elementos como los trimmers es de gran importancia para ajustar la fase
y amplitud de las señales, corrigiendo deformaciones en la señal de salida en forma de onda
oscilatoria. Esto demostró la sensibilidad de estos circuitos, dando que pequeñas variaciones
en los valores de los componentes pueden tener un impacto significativo en la estabilidad de
la señal. Para la optimización de un mejor rendimiento, se recomendable utilizar componentes
con tolerancias más bajas y verificar de mejor manera las conexiones del circuito, especialmente
donde la estabilidad en la señal dependa de manera significativa de estas conexiones; además,
utilizar componentes con su valor variable para lograr los valores deseados.
Además, se concluye que la construcción de un ecualizador, mediante la integración de filtros pasa bajas, pasa bandas y pasa altas pueden trabajar en conjunto para procesar señales
en diferentes rangos de frecuencia. Por lo que en la implementación de estos filtros resultó
en un ecualizador capaz de sumar eficientemente las señales y controlar de manera precisa la
frecuencia de salida. Se recomienda la selección adecuada de componentes, como lo es el uso
del amplificador operacional LF353, esto debido a que las caracterı́sticas permitieron mejorar
significativamente la respuesta del sistema al mitigar problemas comunes como la resonancia
y la capacitancia parasitaria; además, se recomienda utilizar componentes con tolerancias más
bajas para mantener una correcta estabilidad del sistema.
Por medio de la fase de verificación experimental se concluyó cómo las pequeñas diferencias
en los valores de los componentes pueden afectar el rendimiento general del circuito. Sin embargo, es necesario mencionar que las frecuencias de corte no fueron exactamente las calculadas
teóricamente, los ajustes hechos permitieron mejorar la respuesta del sistema. Por lo que se recomienda comparar los resultados experimentales con los simulados en cada etapa del circuito
y verificar los componentes utilizados junto con su tolerancia en la variación con respecto a su
valor nominal.
52
Referencias
[1] ROBERT L. BOYLESTAD LOUIS NASHELSKY. Electronica: Teoria de circuitos y dispositivos electronicos. PEARSON EDUCACIÓN, pages 755–760, 2009.
[2] Universidad de Costa Rica, Facultad de Ingenierı́a, Escuela de Ingenierı́a Eléctrica. Experimento #2: Osciladores, Multivibradores y Filtros, III-Sem 2023. Laboratorio Eléctrico
II.
[3] Texas Instruments. LM555 Timer, January 2015. Rev. D.
[4] Franco S. Diseño con amplificadores operacionales y circuitos integrados analógicos.
McGraw-Hill Interamericana, pages 111–145, 2005.
[5] Alan V Oppenheim, Alan S Willsky, and S Hamid Nawab. Signals and Systems. Prentice
Hall, 2nd edition, 1997.
53
9.
Anexos
9.1.
Procedimiento Oscilador
Figura 52: Procedimiento Osclidaror.
Figura 53: Procedimiento Osclidaror.
54
Product
Folder
Sample &
Buy
Support &
Community
Tools &
Software
Technical
Documents
LM555
SNAS548D – FEBRUARY 2000 – REVISED JANUARY 2015
LM555 Timer
1 Features
3 Description
•
•
•
•
•
•
•
•
•
The LM555 is a highly stable device for generating
accurate time delays or oscillation. Additional
terminals are provided for triggering or resetting if
desired. In the time delay mode of operation, the time
is precisely controlled by one external resistor and
capacitor. For a stable operation as an oscillator, the
free running frequency and duty cycle are accurately
controlled with two external resistors and one
capacitor. The circuit may be triggered and reset on
falling waveforms, and the output circuit can source
or sink up to 200 mA or drive TTL circuits.
1
Direct Replacement for SE555/NE555
Timing from Microseconds through Hours
Operates in Both Astable and Monostable Modes
Adjustable Duty Cycle
Output Can Source or Sink 200 mA
Output and Supply TTL Compatible
Temperature Stability Better than 0.005% per °C
Normally On and Normally Off Output
Available in 8-pin VSSOP Package
2 Applications
•
•
•
•
•
•
•
Precision Timing
Pulse Generation
Sequential Timing
Time Delay Generation
Pulse Width Modulation
Pulse Position Modulation
Linear Ramp Generator
Device Information(1)
PART NUMBER
LM555
PACKAGE
BODY SIZE (NOM)
SOIC (8)
4.90 mm × 3.91 mm
PDIP (8)
9.81 mm × 6.35 mm
VSSOP (8)
3.00 mm × 3.00 mm
(1) For all available packages, see the orderable addendum at
the end of the datasheet.
Schematic Diagram
1
An IMPORTANT NOTICE at the end of this data sheet addresses availability, warranty, changes, use in safety-critical applications,
intellectual property matters and other important disclaimers. PRODUCTION DATA.
LM555
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Table of Contents
1
2
3
4
5
6
Features .................................................................. 1
Applications ........................................................... 1
Description ............................................................. 1
Revision History..................................................... 2
Pin Configuration and Functions ......................... 3
Specifications......................................................... 4
6.1
6.2
6.3
6.4
6.5
6.6
7
Absolute Maximum Ratings ...................................... 4
ESD Ratings.............................................................. 4
Recommended Operating Conditions....................... 4
Thermal Information ................................................. 4
Electrical Characteristics .......................................... 5
Typical Characteristics .............................................. 6
7.3 Feature Description................................................... 8
7.4 Device Functional Modes.......................................... 9
8
Application and Implementation ........................ 12
8.1 Application Information............................................ 12
8.2 Typical Application ................................................. 12
9 Power Supply Recommendations...................... 15
10 Layout................................................................... 15
10.1 Layout Guidelines ................................................. 15
10.2 Layout Example .................................................... 15
11 Device and Documentation Support ................. 16
Detailed Description .............................................. 8
11.1 Trademarks ........................................................... 16
11.2 Electrostatic Discharge Caution ............................ 16
11.3 Glossary ................................................................ 16
7.1 Overview ................................................................... 8
7.2 Functional Block Diagram ......................................... 8
12 Mechanical, Packaging, and Orderable
Information ........................................................... 16
4 Revision History
Changes from Revision C (March 2013) to Revision D
•
Added Pin Configuration and Functions section, ESD Ratings table, Feature Description section, Device Functional
Modes, Application and Implementation section, Power Supply Recommendations section, Layout section, Device
and Documentation Support section, and Mechanical, Packaging, and Orderable Information section .............................. 1
Changes from Revision B (March 2013) to Revision C
•
2
Page
Page
Changed layout of National Data Sheet to TI format ........................................................................................................... 13
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5 Pin Configuration and Functions
D, P, and DGK Packages
8-Pin PDIP, SOIC, and VSSOP
Top View
1
GND
8
2
TRIGGER
3
OUTPUT
7
COMPARATOR
R
FLIP FLOP
R
OUTPUT
STAGE
R
DISCHARGE
COMPARATOR
VREF (INT)
4
RESET
+VCC
6
THRESHOLD
5
CONTROL
VOLTAGE
Pin Functions
PIN
NO.
NAME
5
Control
Voltage
7
Discharge
I/O
DESCRIPTION
I
Controls the threshold and trigger levels. It determines the pulse width of the output
waveform. An external voltage applied to this pin can also be used to modulate the output
waveform
I
Open collector output which discharges a capacitor between intervals (in phase with output).
It toggles the output from high to low when voltage reaches 2/3 of the supply voltage
1
GND
O
Ground reference voltage
3
Output
O
Output driven waveform
I
Negative pulse applied to this pin to disable or reset the timer. When not used for reset
purposes, it should be connected to VCC to avoid false triggering
I
Compares the voltage applied to the terminal with a reference voltage of 2/3 Vcc. The
amplitude of voltage applied to this terminal is responsible for the set state of the flip-flop
I
Responsible for transition of the flip-flop from set to reset. The output of the timer depends
on the amplitude of the external trigger pulse applied to this pin
I
Supply voltage with respect to GND
4
6
2
8
Reset
Threshold
Trigger
V+
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3
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6 Specifications
6.1 Absolute Maximum Ratings
over operating free-air temperature range (unless otherwise noted) (1) (2)
MIN
Power Dissipation (3)
Soldering
Information
MAX
UNIT
LM555CM, LM555CN (4)
1180
mW
LM555CMM
613
mW
PDIP Package
Soldering (10 Seconds)
260
°C
Small Outline Packages (SOIC and
VSSOP)
Vapor Phase (60 Seconds)
215
°C
Infrared (15 Seconds)
220
°C
150
°C
Storage temperature, Tstg
(1)
(2)
(3)
(4)
–65
Stresses beyond those listed under Absolute Maximum Ratings may cause permanent damage to the device. These are stress ratings
only, which do not imply functional operation of the device at these or any other conditions beyond those indicated under Recommended
Operating Conditions. Exposure to absolute-maximum-rated conditions for extended periods may affect device reliability.
If Military/Aerospace specified devices are required, please contact the TI Sales Office/Distributors for availability and specifications.
For operating at elevated temperatures the device must be derated above 25°C based on a 150°C maximum junction temperature and a
thermal resistance of 106°C/W (PDIP), 170°C/W (S0IC-8), and 204°C/W (VSSOP) junction to ambient.
Refer to RETS555X drawing of military LM555H and LM555J versions for specifications.
6.2 ESD Ratings
VALUE
V(ESD)
(1)
(2)
Electrostatic discharge
Human-body model (HBM), per ANSI/ESDA/JEDEC JS-001
(1)
UNIT
(2)
V
MAX
UNIT
18
V
70
°C
70
°C
±500
JEDEC document JEP155 states that 500-V HBM allows safe manufacturing with a standard ESD control process.
The ESD information listed is for the SOIC package.
6.3 Recommended Operating Conditions
over operating free-air temperature range (unless otherwise noted)
MIN
Supply Voltage
Temperature, TA
0
Operating junction temperature, TJ
6.4 Thermal Information
LM555
THERMAL METRIC
(1)
PDIP
SOIC
VSSOP
UNIT
204
°C/W
8 PINS
RθJA
(1)
4
Junction-to-ambient thermal resistance
106
170
For more information about traditional and new thermal metrics, see the IC Package Thermal Metrics application report, SPRA953.
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6.5 Electrical Characteristics
(TA = 25°C, VCC = 5 V to 15 V, unless otherwise specified) (1) (2)
PARAMETER
TEST CONDITIONS
Supply Voltage
Supply Current
MIN
TYP
4.5
MAX
UNIT
16
V
VCC = 5 V, RL = ∞
3
6
VCC = 15 V, RL = ∞
(Low State) (3)
10
15
mA
Timing Error, Monostable
Initial Accuracy
Drift with Temperature
1%
RA = 1 k to 100 kΩ,
50
ppm/°C
C = 0.1 μF, (4)
Accuracy over Temperature
1.5 %
Drift with Supply
0.1 %
V
Timing Error, Astable
Initial Accuracy
Drift with Temperature
2.25
RA, RB =1 k to 100 kΩ,
150
ppm/°C
C = 0.1 μF, (4)
Accuracy over Temperature
3.0%
Drift with Supply
0.30 %
/V
Threshold Voltage
0.667
x VCC
Trigger Voltage
VCC = 15 V
5
V
VCC = 5 V
1.67
V
Trigger Current
Reset Voltage
0.4
Reset Current
Threshold Current
Control Voltage Level
(5)
0.9
0.5
1
V
0.1
0.4
mA
μA
0.1
0.25
VCC = 15 V
9
10
11
VCC = 5 V
2.6
3.33
4
1
100
Pin 7 Leakage Output High
μA
0.5
V
nA
Pin 7 Sat (6)
Output Low
VCC = 15 V, I7 = 15 mA
180
Output Low
VCC = 4.5 V, I7 = 4.5 mA
80
200
mV
ISINK = 10 mA
0.1
0.25
V
ISINK = 50 mA
0.4
0.75
V
ISINK = 100 mA
2
2.5
V
ISINK = 200 mA
2.5
Output Voltage Drop (Low)
mV
VCC = 15 V
V
VCC = 5 V
ISINK = 8 mA
ISINK = 5 mA
(1)
(2)
(3)
(4)
(5)
(6)
V
0.25
0.35
V
All voltages are measured with respect to the ground pin, unless otherwise specified.
Absolute Maximum Ratings indicate limits beyond which damage to the device may occur. Recommended Operating Conditions indicate
conditions for which the device is functional, but do not ensure specific performance limits. Electrical Characteristics state DC and AC
electrical specifications under particular test conditions which ensures specific performance limits. This assumes that the device is within
the Recommended Operating Conditions. Specifications are not ensured for parameters where no limit is given, however, the typical
value is a good indication of device performance.
Supply current when output high typically 1 mA less at VCC = 5 V.
Tested at VCC = 5 V and VCC = 15 V.
This will determine the maximum value of RA + RB for 15 V operation. The maximum total (RA + RB) is 20 MΩ.
No protection against excessive pin 7 current is necessary providing the package dissipation rating will not be exceeded.
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5
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Electrical Characteristics (continued)
(TA = 25°C, VCC = 5 V to 15 V, unless otherwise specified)(1)(2)
PARAMETER
Output Voltage Drop (High)
TEST CONDITIONS
MIN
ISOURCE = 200 mA, VCC = 15 V
TYP
MAX
UNIT
12.5
V
ISOURCE = 100 mA, VCC = 15 V
12.75
13.3
V
VCC = 5 V
2.75
3.3
V
Rise Time of Output
100
ns
Fall Time of Output
100
ns
6.6 Typical Characteristics
6
Figure 1. Minimum Pulse Width Required For Triggering
Figure 2. Supply Current vs. Supply Voltage
Figure 3. High Output Voltage vs. Output Source Current
Figure 4. Low Output Voltage vs. Output Sink Current
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Typical Characteristics (continued)
Figure 5. Low Output Voltage vs. Output Sink Current
Figure 6. Low Output Voltage vs. Output Sink Current
Figure 7. Output Propagation Delay vs. Voltage Level of
Trigger Pulse
Figure 8. Output Propagation Delay vs. Voltage Level of
Trigger Pulse
Figure 9. Discharge Transistor (Pin 7) Voltage vs. Sink
Current
Figure 10. Discharge Transistor (Pin 7) Voltage vs. Sink
Current
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7
LM555
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7 Detailed Description
7.1 Overview
The LM555 is a highly stable device for generating accurate time delays or oscillation. Additional terminals are
provided for triggering or resetting if desired. In the time delay mode of operation, the time is precisely controlled
by one external resistor and capacitor. For astable operation as an oscillator, the free running frequency and duty
cycle are accurately controlled with two external resistors and one capacitor. The circuit may be triggered and
reset on falling waveforms, and the output circuit can source or sink up to 200mA or driver TTL circuits. The
LM555 are available in 8-pin PDIP, SOIC, and VSSOP packages and is a direct replacement for SE555/NE555.
7.2 Functional Block Diagram
CONTROL
THRESHOLD VOLTAGE
+Vcc
COMPARATOR
RESET
Vref (int)
TRIGGER
FLIP FLOP
DISCHARGE
COMPARATOR
OUTPUT
STAGE
OUTPUT
7.3 Feature Description
7.3.1 Direct Replacement for SE555/NE555
The LM555 timer is a direct replacement for SE555 and NE555. It is pin-to-pin compatible so that no schematic
or layout changes are necessary. The LM555 come in an 8-pin PDIP, SOIC, and VSSOP package.
7.3.2 Timing From Microseconds Through Hours
The LM555 has the ability to have timing parameters from the microseconds range to hours. The time delay of
the system can be determined by the time constant of the R and C value used for either the monostable or
astable configuration. A nomograph is available for easy determination of R and C values for various time delays.
7.3.3 Operates in Both Astable and Monostable Mode
The LM555 can operate in both astable and monostable mode depending on the application requirements.
• Monostable mode: The LM555 timer acts as a “one-shot” pulse generator. The pulse beings when the LM555
timer receives a signal at the trigger input that falls below a 1/3 of the voltage supply. The width of the output
pulse is determined by the time constant of an RC network. The output pulse ends when the voltage on the
8
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LM555
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Feature Description (continued)
•
capacitor equals 2/3 of the supply voltage. The output pulse width can be extended or shortened depending
on the application by adjusting the R and C values.
Astable (free-running) mode: The LM555 timer can operate as an oscillator and puts out a continuous stream
of rectangular pulses having a specified frequency. The frequency of the pulse stream depends on the values
of RA, RB, and C.
7.4 Device Functional Modes
7.4.1 Monostable Operation
In this mode of operation, the timer functions as a one-shot (Figure 11). The external capacitor is initially held
discharged by a transistor inside the timer. Upon application of a negative trigger pulse of less than 1/3 VCC to
pin 2, the flip-flop is set which both releases the short circuit across the capacitor and drives the output high.
Figure 11. Monostable
The voltage across the capacitor then increases exponentially for a period of t = 1.1 RA C, at the end of which
time the voltage equals 2/3 VCC. The comparator then resets the flip-flop which in turn discharges the capacitor
and drives the output to its low state. Figure 12 shows the waveforms generated in this mode of operation. Since
the charge and the threshold level of the comparator are both directly proportional to supply voltage, the timing
interval is independent of supply.
VCC = 5 V
TIME = 0.1 ms/DIV.
RA = 9.1 kΩ
C = 0.01 μF
Top Trace: Input 5V/Div.
Middle Trace: Output 5V/Div.
Bottom Trace: Capacitor Voltage 2V/Div.
Figure 12. Monostable Waveforms
During the timing cycle when the output is high, the further application of a trigger pulse will not effect the circuit
so long as the trigger input is returned high at least 10 μs before the end of the timing interval. However the
circuit can be reset during this time by the application of a negative pulse to the reset terminal (pin 4). The output
will then remain in the low state until a trigger pulse is again applied.
When the reset function is not in use, TI recommends connecting the Reset pin to VCC to avoid any possibility of
false triggering.
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Device Functional Modes (continued)
Figure 13 is a nomograph for easy determination of R, C values for various time delays.
Figure 13. Time Delay
7.4.2 Astable Operation
If the circuit is connected as shown in Figure 14 (pins 2 and 6 connected) it will trigger itself and free run as a
multivibrator. The external capacitor charges through RA + RB and discharges through RB. Thus the duty cycle
may be precisely set by the ratio of these two resistors.
Figure 14. Astable
In this mode of operation, the capacitor charges and discharges between 1/3 VCC and 2/3 VCC. As in the
triggered mode, the charge and discharge times, and therefore the frequency are independent of the supply
voltage.
Figure 15 shows the waveforms generated in this mode of operation.
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Device Functional Modes (continued)
VCC = 5 V
TIME = 20μs/DIV.
RA = 3.9 kΩ
RB = 3 kΩ
C = 0.01 μF
Top Trace: Output 5V/Div.
Bottom Trace: Capacitor Voltage 1V/Div.
Figure 15. Astable Waveforms
The charge time (output high) is given by:
t1 = 0.693 (RA + RB) C
(1)
And the discharge time (output low) by:
t2 = 0.693 (RB) C
(2)
Thus the total period is:
T = t1 + t2 = 0.693 (RA +2RB) C
(3)
The frequency of oscillation is:
(4)
Figure 16 may be used for quick determination of these RC values.
The duty cycle is:
(5)
Figure 16. Free Running Frequency
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Product
Folder
Sample &
Buy
Support &
Community
Tools &
Software
Technical
Documents
LM741
SNOSC25D – MAY 1998 – REVISED OCTOBER 2015
LM741 Operational Amplifier
1 Features
3 Description
•
•
The LM741 series are general-purpose operational
amplifiers which feature improved performance over
industry standards like the LM709. They are direct,
plug-in replacements for the 709C, LM201, MC1439,
and 748 in most applications.
1
Overload Protection on the Input and Output
No Latch-Up When the Common-Mode Range is
Exceeded
2 Applications
•
•
•
•
•
•
The amplifiers offer many features which make their
application nearly foolproof: overload protection on
the input and output, no latch-up when the commonmode range is exceeded, as well as freedom from
oscillations.
Comparators
Multivibrators
DC Amplifiers
Summing Amplifiers
Integrator or Differentiators
Active Filters
The LM741C is identical to the LM741 and LM741A
except that the LM741C has their performance
ensured over a 0°C to +70°C temperature range,
instead of −55°C to +125°C.
Device Information(1)
PART NUMBER
LM741
PACKAGE
BODY SIZE (NOM)
TO-99 (8)
9.08 mm × 9.08 mm
CDIP (8)
10.16 mm × 6.502 mm
PDIP (8)
9.81 mm × 6.35 mm
(1) For all available packages, see the orderable addendum at
the end of the data sheet.
Typical Application
R2
+Vsupply
R1
-
V+
LM741
Vinput
+
Output
V-
-Vsupply
1
An IMPORTANT NOTICE at the end of this data sheet addresses availability, warranty, changes, use in safety-critical applications,
intellectual property matters and other important disclaimers. PRODUCTION DATA.
LM741
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Table of Contents
1
2
3
4
5
6
Features .................................................................. 1
Applications ........................................................... 1
Description ............................................................. 1
Revision History..................................................... 2
Pin Configuration and Functions ......................... 3
Specifications......................................................... 4
6.1
6.2
6.3
6.4
6.5
6.6
6.7
7
Absolute Maximum Ratings ...................................... 4
ESD Ratings.............................................................. 4
Recommended Operating Conditions....................... 4
Thermal Information .................................................. 4
Electrical Characteristics, LM741.............................. 5
Electrical Characteristics, LM741A ........................... 5
Electrical Characteristics, LM741C ........................... 6
Detailed Description .............................................. 7
7.1 Overview ................................................................... 7
7.2 Functional Block Diagram ......................................... 7
7.3 Feature Description................................................... 7
7.4 Device Functional Modes.......................................... 8
8
Application and Implementation .......................... 9
8.1 Application Information.............................................. 9
8.2 Typical Application ................................................... 9
9 Power Supply Recommendations...................... 10
10 Layout................................................................... 11
10.1 Layout Guidelines ................................................. 11
10.2 Layout Example .................................................... 11
11 Device and Documentation Support ................. 12
11.1
11.2
11.3
11.4
Community Resources.......................................... 12
Trademarks ........................................................... 12
Electrostatic Discharge Caution ............................ 12
Glossary ................................................................ 12
12 Mechanical, Packaging, and Orderable
Information ........................................................... 12
4 Revision History
NOTE: Page numbers for previous revisions may differ from page numbers in the current version.
Changes from Revision C (October 2004) to Revision D
Page
•
Added Applications section, Pin Configuration and Functions section, ESD Ratings table, Feature Description
section, Device Functional Modes, Application and Implementation section, Power Supply Recommendations
section, Layout section, Device and Documentation Support section, and Mechanical, Packaging, and Orderable
Information section ................................................................................................................................................................ 1
•
Removed NAD 10-Pin CLGA pinout ..................................................................................................................................... 3
•
Removed obselete M (S0-8) package from the data sheet ................................................................................................... 4
•
Added recommended operating supply voltage spec ............................................................................................................ 4
•
Added recommended operating temperature spec ................................................................................................................ 4
Changes from Revision C (March 2013) to Revision D
Page
•
Added Applications section, Pin Configuration and Functions section, ESD Ratings table, Feature Description
section, Device Functional Modes, Application and Implementation section, Power Supply Recommendations
section, Layout section, Device and Documentation Support section, and Mechanical, Packaging, and Orderable
Information section ................................................................................................................................................................ 1
•
Removed NAD 10-Pin CLGA pinout ..................................................................................................................................... 3
•
Removed obselete M (S0-8) package from the data sheet ................................................................................................... 4
•
Added recommended operating supply voltage spec ............................................................................................................ 4
•
Added recommended operating temperature spec ................................................................................................................ 4
2
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5 Pin Configuration and Functions
LMC Package
8-Pin TO-99
Top View
NAB Package
8-Pin CDIP or PDIP
Top View
LM741H is available per JM38510/10101
Pin Functions
PIN
I/O
DESCRIPTION
NAME
NO.
INVERTING
INPUT
2
I
NC
8
N/A
NONINVERTING
INPUT
3
I
Noninverting signal input
1, 5
I
Offset null pin used to eliminate the offset voltage and balance the input voltages.
OUTPUT
6
O
Amplified signal output
V+
7
I
Positive supply voltage
V–
4
I
Negative supply voltage
OFFSET NULL
OFFSET NULL
Inverting signal input
No Connect, should be left floating
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3
LM741
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6 Specifications
6.1 Absolute Maximum Ratings
over operating free-air temperature range (unless otherwise noted) (1) (2) (3)
MIN
Supply voltage
MAX
LM741, LM741A
±22
LM741C
±18
UNIT
V
Power dissipation (4)
500
mW
Differential input voltage
±30
V
Input voltage (5)
±15
V
Output short circuit duration
Operating temperature
Junction temperature
Soldering information
Continuous
LM741, LM741A
–50
125
LM741C
0
70
LM741, LM741A
150
LM741C
100
PDIP package (10 seconds)
260
°C
CDIP or TO-99 package (10 seconds)
300
°C
150
°C
Storage temperature, Tstg
(1)
(2)
(3)
(4)
(5)
°C
–65
°C
Stresses beyond those listed under Absolute Maximum Ratings may cause permanent damage to the device. These are stress ratings
only, which do not imply functional operation of the device at these or any other conditions beyond those indicated under Recommended
Operating Conditions. Exposure to absolute-maximum-rated conditions for extended periods may affect device reliability.
For military specifications see RETS741X for LM741 and RETS741AX for LM741A.
If Military/Aerospace specified devices are required, please contact the TI Sales Office/Distributors for availability and specifications.
For operation at elevated temperatures, these devices must be derated based on thermal resistance, and Tj max. (listed under “Absolute
Maximum Ratings”). Tj = TA + (θjA PD).
For supply voltages less than ±15 V, the absolute maximum input voltage is equal to the supply voltage.
6.2 ESD Ratings
V(ESD)
(1)
Electrostatic discharge
Human body model (HBM), per ANSI/ESDA/JEDEC JS-001 (1)
VALUE
UNIT
±400
V
Level listed above is the passing level per ANSI, ESDA, and JEDEC JS-001. JEDEC document JEP155 states that 500-V HBM allows
safe manufacturing with a standard ESD control process.
6.3 Recommended Operating Conditions
over operating free-air temperature range (unless otherwise noted)
Supply voltage (VDD-GND)
Temperature
MIN
NOM
MAX
LM741, LM741A
±10
±15
±22
LM741C
±10
±15
±18
LM741, LM741A
–55
125
0
70
LM741C
UNIT
V
°C
6.4 Thermal Information
LM741
THERMAL METRIC
(1)
LMC (TO-99)
NAB (CDIP)
P (PDIP)
8 PINS
8 PINS
8 PINS
UNIT
RθJA
Junction-to-ambient thermal resistance
170
100
100
°C/W
RθJC(top)
Junction-to-case (top) thermal resistance
25
—
—
°C/W
(1)
4
For more information about traditional and new thermal metrics, see the Semiconductor and IC Package Thermal Metrics application
report, SPRA953.
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6.5 Electrical Characteristics, LM741 (1)
PARAMETER
TEST CONDITIONS
MIN
TA = 25°C
TYP
MAX
UNIT
1
5
mV
6
mV
Input offset voltage
RS ≤ 10 kΩ
Input offset voltage
adjustment range
TA = 25°C, VS = ±20 V
±15
TA = 25°C
20
200
TAMIN ≤ TA ≤ TAMAX
85
500
TA = 25°C
80
500
nA
1.5
μA
Input offset current
Input bias current
TAMIN ≤ TA ≤ TAMAX
mV
TAMIN ≤ TA ≤ TAMAX
nA
Input resistance
TA = 25°C, VS = ±20 V
0.3
2
MΩ
Input voltage range
TAMIN ≤ TA ≤ TAMAX
±12
±13
V
Large signal voltage gain
VS = ±15 V, VO = ±10 V, RL ≥ 2 TA = 25°C
kΩ
TAMIN ≤ TA ≤ TAMAX
50
200
Output voltage swing
VS = ±15 V
V/mV
25
RL ≥ 10 kΩ
±12
±14
RL ≥ 2 kΩ
±10
±13
Output short circuit current
TA = 25°C
25
mA
Common-mode rejection ratio
RS ≤ 10 Ω, VCM = ±12 V, TAMIN ≤ TA ≤ TAMAX
80
95
dB
Supply voltage rejection ratio
VS = ±20 V to VS = ±5 V, RS ≤ 10 Ω, TAMIN ≤ TA ≤ TAMAX
86
96
dB
0.3
μs
Transient
response
Rise time
Overshoot
TA = 25°C, unity gain
V
5%
Slew rate
TA = 25°C, unity gain
0.5
Supply current
TA = 25°C
1.7
2.8
TA = 25°C
50
85
TA = TAMIN
60
100
TA = TAMAX
45
75
Power consumption
(1)
VS = ±15 V
V/μs
mA
mW
Unless otherwise specified, these specifications apply for VS = ±15 V, −55°C ≤ TA ≤ +125°C (LM741/LM741A). For the
LM741C/LM741E, these specifications are limited to 0°C ≤ TA ≤ +70°C.
6.6 Electrical Characteristics, LM741A (1)
PARAMETER
Input offset voltage
TEST CONDITIONS
MIN
TA = 25°C
RS ≤ 50 Ω
TYP
MAX
UNIT
0.8
3
mV
4
mV
TAMIN ≤ TA ≤ TAMAX
Average input offset voltage
drift
Input offset voltage
adjustment range
Input offset current
15 μV/°C
TA = 25°C, VS = ±20 V
±10
TA = 25°C
mV
3
TAMIN ≤ TA ≤ TAMAX
70
Average input offset
current drift
Input bias current
Input resistance
Large signal voltage gain
(1)
30
nA
0.5 nA/°C
TA = 25°C
30
TAMIN ≤ TA ≤ TAMAX
TA = 25°C, VS = ±20 V
1
TAMIN ≤ TA ≤ TAMAX, VS = ±20 V
nA
μA
6
0.5
TA = 25°C
50
TAMIN ≤ TA ≤ TAMAX
32
VS = ±5 V, VO = ±2 V, RL ≥ 2 kΩ, TAMIN ≤ TA ≤ TAMAX
10
VS = ±20 V, VO = ±15 V, RL ≥ 2
kΩ
80
0.21
MΩ
V/mV
Unless otherwise specified, these specifications apply for VS = ±15 V, −55°C ≤ TA ≤ +125°C (LM741/LM741A). For the
LM741C/LM741E, these specifications are limited to 0°C ≤ TA ≤ +70°C.
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5
LM741
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Electrical Characteristics, LM741A(1) (continued)
PARAMETER
Output voltage swing
TEST CONDITIONS
MIN
RL ≥ 10 kΩ
±16
RL ≥ 2 kΩ
±15
VS = ±20 V
Output short circuit current
TA = 25°C
10
TAMIN ≤ TA ≤ TAMAX
10
Common-mode rejection ratio RS ≤ 50 Ω, VCM = ±12 V, TAMIN ≤ TA ≤ TAMAX
Supply voltage rejection ratio
Rise time
Transient
response
Overshoot
VS = ±20 V to VS = ±5 V, RS ≤ 50 Ω, TAMIN ≤ TA ≤ TAMAX
TA = 25°C
Slew rate
TA = 25°C, unity gain
25
(2)
VS = ±20 V
35
40
95
86
96
UNIT
dB
0.8
6%
20%
0.437
1.5
0.3
0.7
80
mA
dB
0.25
TA = 25°C
Power consumption
MAX
V
80
TA = 25°C, unity gain
Bandwidth (2)
TYP
μs
MHz
V/μs
150
TA = TAMIN
165
TA = TAMAX
135
mW
Calculated value from: BW (MHz) = 0.35/Rise Time (μs).
6.7 Electrical Characteristics, LM741C (1)
PARAMETER
TEST CONDITIONS
MIN
TA = 25°C
TYP
2
Input offset voltage
RS ≤ 10 kΩ
Input offset voltage
adjustment range
TA = 25°C, VS = ±20 V
±15
TA = 25°C
20
Input offset current
TAMIN ≤ TA ≤ TAMAX
TAMIN ≤ TA ≤ TAMAX
UNIT
6
mV
7.5
mV
mV
200
300
TA = 25°C
Input bias current
MAX
80
TAMIN ≤ TA ≤ TAMAX
nA
500
nA
0.8
μA
Input resistance
TA = 25°C, VS = ±20 V
Input voltage range
TA = 25°C
Large signal voltage gain
VS = ±15 V, VO = ±10 V, RL
≥ 2 kΩ
Output voltage swing
VS = ±15 V
Output short circuit current
TA = 25°C
25
mA
Common-mode rejection ratio
RS ≤ 10 kΩ, VCM = ±12 V, TAMIN ≤ TA ≤ TAMAX
70
90
dB
Supply voltage rejection ratio
VS = ±20 V to VS = ±5 V, RS ≤ 10 Ω, TAMIN ≤ TA ≤ TAMAX
77
96
dB
0.3
μs
Transient response
Rise time
Overshoot
0.3
2
MΩ
V
±12
±13
TA = 25°C
20
200
TAMIN ≤ TA ≤ TAMAX
15
RL ≥ 10 kΩ
±12
±14
RL ≥ 2 kΩ
±10
±13
TA = 25°C, Unity Gain
V/mV
V
5%
Slew rate
TA = 25°C, Unity Gain
0.5
Supply current
TA = 25°C
1.7
2.8
mA
Power consumption
VS = ±15 V, TA = 25°C
50
85
mW
(1)
6
V/μs
Unless otherwise specified, these specifications apply for VS = ±15 V, −55°C ≤ TA ≤ +125°C (LM741/LM741A). For the
LM741C/LM741E, these specifications are limited to 0°C ≤ TA ≤ +70°C.
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