Apunte de PAM y codificación de linea

Unidad II Codificación de la Señal Fuente Comunicaciones II
Unidad II. Codificación de la señal fuente.
Sistemas de comunicación
Comunicación análoga
Comunicación digital
Transmite y recibe formas de
onda análogas. (formas de onda continua)
Transmite y recibe formas de onda
análogas.
Modulación en amplitud
Trata la recepción y transmisión como
Valores digitales. (0 y 1)
Modulación en fase
Modulación en frecuencia
Modulación digital por amplitud
(ASK)
Modulación en amplitud con
Cuadratura (QAM)
Modulación digital por fase
(PSK)
Modulación por amplitud de
Pulso (PAM)
Modulación digital por frecuencia
(FSK)
Modulación en amplitud con
Cuadratura (QAM)
2.1 Modulación por amplitud de pulso y muestreo (PAM, PPM y PWM)
2.1.1 Teorema de Muestreo
Función del Muestreo
La función de un circuito de muestreo en un trasmisor PCM es tomar una muestra periódica
de la señal analógica de entrada, que varía en forma continua, y convertir esas muestras en
una serie de pulsos que se puedan convertir con más facilidad a un código PCM binario.
Para que el convertidor analógico-digital (ADC) convierta finalmente una señal en código
binario, la señal debe ser relativamente constante. Sino lo es, antes de que el ADC termine
la conversión, la señal cambiaría y el ADC trataría en forma continua de seguir los cambios
analógicos y nunca se estabilizaría en algún código PCM.
Técnicas de Muestreo
Hay dos técnicas básicas para llevar a cabo la función de muestreo y retención: muestreo
natural y muestreo de parte plana. El muestreo natural se ilustra en la figura 2.13. Es
cuando se muestrean las partes superiores de la forma de onda analógica que se muestrea y
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conservan su forma natural. En la figura 2.1, el interruptor analógico de FET tan sólo
conecta a tierra la forma de onda de entrada, cuando el pulso de muestreo es alto. Sin
embargo, cuando es bajo, se permite que la señal de entrada pase inalterada por el
amplificador de salida, y llegue a la entrada del convertidor analógico a digital. La forma de
onda de una señal con muestreo natural se ve en la figura 2.13.
Muestreo Natural
En el muestreo natural, el espectro de frecuencias de la salida muestreada es distinto al de
una muestra ideal. La amplitud de los componentes de frecuencia, obtenidos con pulsos
angostos y de ancho finito es menor para las armónicas altas de acuerdo con la función (sen
x)/x. Esto altera el espectro de frecuencias de información, y hace necesario usar
igualadores de frecuencia (filtros de compensación) antes de la recuperación mediante un
filtro de paso bajo.
Figura 2.1 Circuito de muestreo.
Muestreo de Parte Plana
El método más común para muestrear señales de voz en un sistema PCM es muestreo de
parte plana, que se logra en un circuito de muestreo y retención. El objeto de ese circuito es
muestrear en forma periódica la señal analógica de entrada, que cambia en forma continua,
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y convertir esas muestras en una serie de niveles de PAM de amplitud constante. El
muestreo de parte plana altera el espectro de frecuencias, e introduce un error llamado error
de abertura, que evita que el circuito de recuperación, en el receptor PCM, reproduzca con
exactitud la señal analógica original. La magnitud del error depende de cuánto cambia la
señal analógica durante la toma de la muestra
La figura 2.2 muestra el esquema de un circuito de muestreo y retención. El FET funciona
como un interruptor analógico sencillo. Cuando se enciende, Q1 proporciona una
trayectoria de baja impedancia para depositar el voltaje de la muestra analógica a través del
capacitor C1. El tiempo durante el cual Q1 está activo o encendido se llama tiempo de
abertura o tiempo de adquisición. En esencia, C1 es el circuito de retención. Cuando Q1
está apagado, C1 no tiene trayectoria completa para descargarse y, en consecuencia, guarda
el voltaje muestreado. El tiempo de almacenamiento del capacitor se llama tiempo de
conversión de analógico a digital, o A/D, porque es durante ese tiempo cuando el ADC
convierte el voltaje de muestra en código PCM. El tiempo de adquisición debería ser muy
corto, para asegurar que el cambio sea mínimo en la señal analógica mientras se deposita en
C1. Si la entrada al ADC cambia mientras se está haciendo la conversión, resulta una
distorsión por abertura. Así al tener un tiempo corto de abertura y mantener relativamente
constante la entrada al ADC, el circuito de muestreo y retención puede reducir la distorsión
por abertura. El muestreo de parte plana introduce menor distorsión de abertura que el
muestreo natural, y requiere un convertidor analógico a digital más lento.
La figura 2.2 muestra la señal analógica de entrada, el pulso de muestreo y la forma de
onda que se desarrolla a través de C1. Es importante que la impedancia de salida de
seguidor de voltaje Z1 y la resistencia de Q1 activado sean lo más pequeñas posible. Con
eso se asegura que la constante de tiempo RC de carga del capacitor se mantenga muy
corta, y permita al capacitor que se cargue o descargue con rapidez, durante el corto tiempo
de adquisición. La caída rápida de voltaje del capacitor, inmediatamente después de cada
pulso de muestra, se debe a la redistribución de la carga a través de C1. La capacitancia
entre electrodos de compuerta y dren del FET se pone en serie con C1 cuando el FET está
apagado y así funciona como una red capacitiva divisora de voltaje. También, nótese la
descarga gradual del capacitor durante el tiempo de conversión. A eso se le llama pérdida y
se debe a que el capacitor se descarga a través de su propia resistencia de fuga, y a la
impedancia de entrada del seguidor de voltaje Z2. Por lo anterior, es importante que la
impedancia de entrada de Z2 y la resistencia de fuga de C1 sean lo más altas posibles. En
esencia, los seguidores de voltaje Z1 y Z2 aíslan el circuito de muestreo y retención (Q1 y
C1) de los circuitos de entrada y salida.
Teorema de Muestreo de Nyquist
El teorema de muestreo de Nyquist establece la frecuencia mínima de muestreo (fs) que se
puede usar en determinado sistema PCM. Para que una muestra se reproduzca con exactitud
en el receptor, se debe muestrear cuando menos dos veces cada ciclo de la señal analógica
de entrada (fa). En consecuencia, la frecuencia mínima de muestreo es igual al doble de la
frecuencia máxima de la entrada de audio. Si fs es menor que fa, se producirá distorsión. A
esta distorsión se le llama distorsión por alias, o por doblez en la imagen. La frecuencia de
muestreo mínima de Nyquist es
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fs ≥ 2fa
en donde fs = frecuencia mínima de muestreo de Nyquist (hertz)
fa = máxima frecuencia que se debe muestrear (hertz)
Una señal x(t) definida en tiempo continuo se muestreo a una frecuencia de ωs rad/sec. para
producir una señal muestreada xs(t). Matemáticamente, modelamos xs(t) como el producto
de x(t) con un tren de impulsos separados Ts segundos. Al hacer el producto, el área del
impulso n-ésimo vendrá dada por x(nTs). Mediante un filtro paso bajo ideal con frecuencia
de
corte
ωc
rad/sec.
Se
reconstruye
la
señal
xr(t).
Figura 2.2 Circuito de muestreo y retención.
Si suponemos que la componente de x(t) de máxima frecuencia está en la frecuencia ωm, el
teorema del muestro asegura que si ωs > 2ωm el muestreo no produce pérdida de
información. En este caso, eligiendo ωc en el margen ωm < ωc < ωs - ωm, se obtiene que xr(t)
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= x(t). Este resultado se puede entender mejor analizando el comportamiento en la
frecuencia de las señales implicadas en la operación, esto es X(jw), Xs (jw), y Xr(jw). Si ωs
<2ωm y/o ωc no está seleccionada adecuadamente, entonces xr(t) no se parecerá a x(t).
Si una señal continua, s(t), tiene una banda de frecuencia tal que fm se la mayor frecuencia
comprendida dentro de dicha banda, dicha señal podrá reconstruirse sin distorsión a partir
de muestras de señal tomadas a una frecuencia fs siendo esta dos veces mas que fm.
La señal de mensaje entrante se muestrea con un tren de pulsos rectangulares angostos de
manera que se aproxime bastante al proceso de muestreo instantáneo. Para asegurar la
perfecta reconstrucción de la señal de mensaje en el receptor, la frecuencia de muestreo
debe ser mayor que el doble de la componente de frecuencia más alta W de la señal de
mensaje.
En la figura 2.3 se muestra un esquema simplificado del proceso de muestreo.
Desde el punto de vista de la cuantificación de la señal muestreada, lo ideal sería que el
tiempo en que el interruptor está cerrado, fuese prácticamente cero, ya que la señal
muestreada puede variar en dicho tiempo y hacer imprecisa su cuantificación.
Figura 2.3
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Figura 2.4
La respuesta del filtro debe ser plana hasta una frecuencia, como mínimo igual a fm para
caer posteriormente de forma brusca a cero, antes de que la frecuencia alcance el valor de
fs- fm.
2.1.2 Modulación por pulsos.
Técnica basada en la teoría de muestreo, la cual dice que cuando se hace muestreo a una
señal, con una frecuencia al menos el doble de la frecuencia máxima de la frecuencia
fuente, las muestras contienen toda la información de la señal muestreada y es posible que
su información integra sea recuperada, cuando se modula y es por transmitida por medio de
un canal de comunicación. Esta técnica convierte una señal fuente (voz, video, etc.) a
pulsos modulados por la señal fuente. Ver figura 2.15 en unidad II.
Modulación por amplitud de pulso (PAM).
La modulación por amplitud de pulso(PAM) es un término en Ingeniería que se utiliza para
describir la conversión de señales analógicas en señales de pulsos donde la amplitud del
impulso denota la información analógica. Esta señal PAM se puede convertir en una señal
digital PCM (de banda base), la que a su vez se modula sobre una portadora de sistemas de
comunicación digital pasa banda. Por consiguiente, el proceso de conversión analógica a
PAM es el primer paso en la conversión de una forma de onda analógica en una señal PCM
(digital). (En algunas aplicaciones se usa directamente, y no se requiere convertirla en
PCM).
El teorema de muestreo, permite reproducir una forma de onda analógica con valores de
muestreo de dicha forma de onda y funciones ortogonales (sen x / x). El objetivo de la
señalización PAM es proporcionar otra forma de onda con apariencia de pulsos, y que aun
así contenga la información que estaba presente en la forma de onda analógica. Como se
usan pulsos, se puede esperar que el ancho de banda de la forma de onda PAM sea más
ancha que el de la forma de onda analógica. No obstante, los pulsos son más prácticos de
utilizar en sistemas digitales. Se verá que la velocidad de los pulsos fs, en el caso de PAM
es la misma que la requerida por el teorema de muestreo, es decir, fs> 2B, donde B es la
frecuencia mas alta en la forma de onda analógica y 2B se llama tasa (relación) de Nyquist.
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Existen dos clases de señales PAM: PAM que utiliza muestreo natural (compuerta) y la
PAM que utiliza muestreo instantáneo para producir un pulso de cresta plana. Las de cresta
plana son mas útiles para la conversión en PCM; sin embargo, las de muestreo son más
fáciles de generar y usar en otras aplicaciones.
En la modulación de amplitud de pulsos (PAM, pulse-amplitude modulation), la amplitud
de un tren de pulsos de ancho constante varía en proporción a los valores muestreados de la
señal moduladora. Usualmente, los pulsos se toman a intervalos de tiempo equidistantes.
En la figura 3.1 se muestra un ejemplo de una señal PAM. Como la generación de PAM
tiene similitudes con el muestreo, se hará un repaso rápido antes de proseguir.
Figura 2.5 Modulación de amplitud de pulsos.
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Figura 2.6 Muestreo natural de una señal de banda limitada.
Considérese una señal pasa bajos f (t) de banda limitada a fm Hz multiplicada por un
tren periódico de pulsos rectangulares PT (t), como aparece en la figura 3.2. El intervalo de
muestreo T es el intervalo de Nyquist (2fm)-1 segundos. La señal muestreada fs(t) es el
producto de f(t) por PT (t):
fs(t)=f(t)PT(t)
La densidad espectral de la señal muestreada se halla por la transformada de Fourier de la
ecuación anterior:
Fs(ω)=1/2πF(ω)*P(ω).
En este caso , la convolución es fácil de realizar debido a las funciones impulso y se
muestra en la figura 3.2 La expresión analítica equivalente de este resultado es
∞
Fs(ω)= 1/2πF (t)* τ/T ∑ = Sa (nπ τ/T) 2π δ(ω - n2π/T),
n=- ∞
∞
Fs(ω)= τ/T ∑ Sa(nπt/T) f(ω - n2π/T).
n=- ∞
De este repaso, se concluye que el muestreo de f(t) produce la generación de réplicas
espectrales en múltiplos de la razón del muestreo periódico. Los pulsos muestreadores no
tienen que ser de forma rectangular; la elección de la forma del pulso sólo altera la forma
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de la envolvente del espectro de Fs(ω). Lo importante es que cada réplica espectral
generada sea una reproducción exacta de la densidad espectral original F(ω) desplazada en
frecuencia. La señal original f(t) puede recuperarse de la señal muestreada fs(t) usando un
filtro pasa-bajos ideal.
En el caso del muestreo natural examinado, las amplitudes de los pulsos variaban en
proporción a los valores de muestra de la señal moduladora f(t). Sin embargo, también
variaban ligeramente las formas de los pulsos, como se ve al comparar las figuras 3.1 y 3.2
Específicamente, las pendientes de las crestas de los pulsos varían con las pendientes de la
señal moduladora en los puntos de muestra, en el caso del muestreo natural. En la PAM, las
crestas de los pulsos son planas. Ahora se investigará el efecto que esto puede tener en las
características espectrales.
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Figura. 2.7 Espectro de una señal PAM.
Primero se hará muy pequeño el ancho τ del pulso de muestra, por lo que se tendrá
esencialmente un impulso, como se ve en la figura 2.7 Suponiendo que cada impulso tiene
un área unitaria, se tiene, como un caso especial de la ecuación:
F (ω ) =
1
T
n=∞
∑ F (ω −
n = −∞
n 2π
)
T
La onda de impulsos muestreadores en el tiempo puede escribirse como
∞
PT(t) =∑ δ (t -nT).
n=-∞
La onda de impulsos es, usando la ecuación
∞
fs(t) = f(t) ∑ δ(t -nT),
n=-∞
fs(t) =
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∞
∑f(nT) δ(t-nT)
n=-∞
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donde los f(nT) son los valores instátaneos de muestra de f(t). Estas muestras de impulso,
ponderadas por los valores me muestra de f(t), se aplican a un filtro lineal invariable con el
tiempo con respuesta unitaria q(t) a un impulso. La salida del filtro es
∞
fs(t) * q(t) = ∑ f(nT) δ(t- nT) * q(t)
n=- ∞
∞
= ∑ f(nT)q (t -nT).
n=-∞
Por tanto, la respuesta a un impulso del filtro q(t), puede elegirse para aproximar la forma
del pulso de salida. Si q(t) es la respuesta rectangular a un impulso mostrada en la figura
3.3(d), la ecuación anterior representa el tren de pulsos PAM deseado. En este tren todos
los pulsos son de forma rectangular y de amplitud proporcional al valor de muestra de f(t)
en los puntos de muestreo. Los pulsos están igualmente espaciados en el tiempo.
Una vez generada el tren de pulsos PAM, se examinará su densidad espectral. Usando la
ecuación y recordando que la convolución en el tiempo equivale a la multiplicación de
densidades espectrales, se tiene:
∞
Fs(ω)Q(ω) =1/T∑ F(ω - n2π/T) Q(ω)
n=- ∞
Esto se ilustra en la figura 2.7 Pero esta densidad espectral no es la misma que se obtuvo
para las ondas muestreadas de la figura 2.6. En esta, el espectro consistía en F(ω) repetida
en múltiplos de la frecuencia muestreadora, con sólo una variación de ganancia para cada
réplica espectral. Esta variación se determinaba por la forma del pulso muestreador, como
se expresa en la ecuación . Por el contrario, la ecuación describe una multiplicación de
frecuencias punto a punto de forma que la densidad espectral F(ω) ha perdido su forma
original. Esta distorsión depende de la forma del pulso; a bajas frecuencias no es severa si
el ancho del pulso es muy pequeño. Por tanto, se concluye que existe una sutil diferencia
entre el muestreo natural con pulsos rectangulares y la generación de PAM con pulsos de
cresta plana. En este punto, suele surgir la pregunta de porqué el interés en los pulsos de
cresta plana. La razón es que no hace falta usar la forma de los pulsos para conducir
información , y un pulso de forma rectangular es fácil de generar. Cuando las señales se
transmiten a distancias comparativamente largas, a menudo se necesitan repetidoras para
filtrar y amplificar las señales antes de trasmitirlas al receptor de la siguiente repetidora. En
los sistemas de modulación analógica CW, como las repetidoras deben amplificar las
señales con fidelidad, los efectos del ruido aditivo se combinan. En el tipo de sistema de
modulación de pulso que se examina aquí, la información esta en las amplitudes de los
pulsos sólo en los tiempos de muestreo. Como la forma del pulso no es importante, más que
amplificar los pulsos, las repetidoras pueden regenerarlos. Por ejemplo, puede regenerarse
un nuevo pulso si su amplitud se hace proporcional al área del pulso de entrada detectado
en un ancho o intervalo de tiempo fijo. Esta regeneración de pulsos tiene ciertas ventajas
en la razón señal a ruido.
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Modulación por posición de pulsos (PPM).
Tipo de modulación en la cual la posición del pulso en un rango de tiempo, depende del
valor instantáneo de la señal muestreada.
Figura 2.9 Modulación por anchura de pulso
Observe que el ancho y la amplitud del pulso son iguales, la variación se encuentra en la
posición del bit en el tiempo. Ahora bien si la amplitud del pulso es muy alta el pulso se
acerca al periodo de lo contrario se aleja (vea periodo 4T –5T (mayor amplitud) , periodo
1T-2T (menor ampliud))
2.2 Modulación por pulsos codificados (PCM).
Tipo de modulación en la cual las muestras tomadas de la información fuente son
convertidas a códigos equivalentes. Es decir, si la muestra de que se toma de la información
fuente es una muestra de su amplitud. Este valor cuantizado de su magnitud, es
representado por un código, normalmente un código en aritmética binaria. Los dígitos de
esta representación binaria son transmitidos como pulsos, de ahí su nombre de modulación
por pulsos codificados
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La representación binaria de un numero:
N= ......+ k222+ k121 + k020
Amplitud
Periodo de tiempo
1T
2T
3T
4T
5T
Figura 2.10 Modulación por posición de pulso.
Cuantización escalar: El asignar un valor digital correspondiente a una muestra, por
ejemplo de amplitud, se llama Cuantización escalar y es un proceso lineal.
valor
muestra
Valor binario
Figura 2.11 Cuantización escalar
Compansión. Palabra compuesta de las palabras compresión y expansión. Algoritmo
matemático que se aplica a las señales PCM para no tener una cuantización lineal sino
exponencial, que provoca que no todos los niveles de señal corresponden a valores lineales
de muestras de la información fuente, sino corresponden a valores determinados por el
algoritmo.
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Código
Nivel
Volts
6
2-3
3
5
1-2
2
4
0-1
1
3
0
0
2
0 –1
-1
1
-1 –2
-2
0
-2 -3
-3
Valor de la muestra
Valor más cercano de cuantiz.
Numero de código
Representación binaria
0.9
1
4
100
2.6
3
6
110
2
2
5
101
0.5
1
4
100
-2
-2
1
001
Figura 2.12 Modulación por pulsos codificados.
Compansión µ-law. Tipo de compresión usada en Norteamérica y Japón, que sigue la
siguiente ecuación:
y=
x=
V log(1 + µ x / V )
log(1 + µ )
V
µ
(e
y log (1+ µ ) / V
sgn ( x )
+ 1) sgn( y )
Compresión
Expansión
Compander A-law. Tipo de compresión usada en Europa y sigue la siguiente ecuación:
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Compresión:
⎧ Ax
⎫
sgn( x) ⎪
⎪
⎪1 + log A
⎪
⎪
⎪
y=⎨
⎬
⎪V (1 + log A x / V )⎪
⎪
⎪
⎪⎩
⎪⎭
1 + log A
For 0≤│x│≤ V/A
For V/A ≤│x│≤ V
Expansión:
⎧ 1 + log A
⎫
sgn( y )
⎪y
⎪
A
⎪⎪
⎪⎪
x=⎨
⎬
⎪ y (1+ log A ) / V
⎪
V
⎪[e
− 1] sgn( y )⎪⎪
⎪⎩
A
⎭
Voltaje de salida vo
For 0≤│y│≤ V/(1+logA)
For V/(1+logA) ≤│y│≤ V
Compresión
Cuantización lineal
Voltaje de entrada vi
Figura 2.13 Compansión.
Donde V es el valor pico de la señal x, también es el valor pico de la señal comprimida y, a
y µ son los parámetros de compresión y sgn es la función signo
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2.3 Modulación por pulsos codificados diferencial, delta y adaptiva.
Modulación por pulsos codificados diferencial. En este tipo de modulación, en lugar de
transmitir las muestras codificadas de cada valor de muestreo, lo que se transmite es la
diferencia entre el valor de la muestra instantánea y el valor de la muestra anterior, es decir,
si a la señal de banda base m(t) se toman muestras cada m(k) al tiempo de muestra k. Lo que
se transmite con este tipo de modulación es la diferencia m(k)-m(k-1).
Ejemplo :
Muestra anterior PCM (m(k-1)) =
Muestra actual PCM (m(k)) =
01011000
01011011
Restamos ambos valores obteniendo 00000011 entonces, ahora solo enviaremos 2 bits en
lugar de 8
Cuantización predictiva. A diferencia de la cuantización escalar, en la cual las muestras
son tomadas independientemente unas de otras, en la cuantización predictiva el valor de
una muestra depende del valor de las muestras inmediatas anteriores, es decir se usa los
valores anteriores para “predecir” el valor siguiente de muestra.
m(x) = f(m(k-m),…..m(k-2),m(k-1))
***
m(k-1) es la muestra anterior
m(k-2) dos muestras anteriores
Donde k es él numero de muestra, y f() es la función predictiva o predictor. La estructura de
la cuantización predictiva es:
Índice de fuente
Entrada de
codificada indm(t)
fuente m(t)
Cuantización de
e(k)
codificación de fuente
quantizada y(t)
)
m(k )
Predictor
Figura 2.14 Cuantización predictiva.
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En este diagrama la señal que se transmite es la señal indm(t) y no la señal quantizada y(t),
la ventaja es que la señal indm(t) requiere menos bits por muestra de información de que la
señal cuantizada (menor ancho de banda).
Para recuperar la señal se hace la de-modulación usando un predictor igual al usado en la
modulación.
Modulación Delta. Es una variante de la modulación PCM, en la cual la señal diferencia es
codificada en solo un bit. Este bit solo proporciona dos posibilidades, incrementar o
decrementar el valor estimado de m(t). Ejemplo. Sí el valor PCM anterior es binario 0111,
las posibilidades aquí serán 10000 ó 0110 y si envía un “uno” en el primer caso y un “cero”
en el segundo caso.
Modulación Delta adaptable. Este tipo de modulación es una variante de la modulación
delta, en la cual los incrementos o decrementos de la señal no están limitados a un valor fijo
(un bit). Sino incrementos o decrementos progresivamente largos.
2.4 Códigos de línea.
Los códigos de línea se usan para codificar una señal PCM a un código que sea más fácil
para recuperar la información en el receptor. El nombre de códigos de línea proviene que su
utilización primaria fue en la telefonía. Hay muchos tipos de códigos de línea pero se
pueden resumir en cuatro grupos principales: El grupo de no retorno a cero (NRZ), el grupo
de retorno a cero (RZ), el grupo de codificación de fase (Phase encoded) y el grupo de
binario multi-nivel. Las siguientes figuras (3.12 hasta 3.24) muestran los diagramas de las
diferentes formas de codificación de línea.
Código NRZ-L (No Return to Zero)
1
0
1
1
0
0
T
2T
3T
0
0
1
1
0
+ V
0
- V
4T
5T
6T
7T
8T
9T
Figura 2.15
En este tipo de código el “1” representa un voltaje positivo y el “0” un voltaje
negativo (ver figura 2.16).
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Código NRZ_S (No Return to Zero Space)
1
0
1
1
0
T
2T
3T
0
0
0
1
1
0
+ V
0
- V
4T
5T
6T
7T
8T
9T
Figura 2.16
Este código tiene la forma de codificación clave Morse y sólo existe un cambio de
voltaje cuando tenemos un valor binario igual a “0” (ver figura 2.16) de lo contrario
permanecerá en el mismo nivel.
Código NRZ-M (No Return To Zero Mark)
1
0
1
1
0
T
2T
3T
0
0
0
1
1
0
+ V
0
- V
4T
5T
6T
7T
8T
9T
Figura 2.17
Viceversa del código NRZ-S, este realiza sus cambios de voltaje sólo cuando tenemos un
valor binario igual a “1” (ver figura 2.17)
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94
Unidad II Codificación de la Señal Fuente Comunicaciones II
Código Dicode RZ (Return Zero)
1
0
1
1
0
0
0
1
1
0
0
T
2T
3T
4T
5T
6T
7T
8T
9T
+ V
0
-V
Figura 2.18
Para cada valor, ya sea “0” o “1” habra un cambio de voltaje, a diferencia de otros códigos,
este cuando presenta, que tanto el valor binario actual y el anterior son iguales entonces, no
habra voltaje positivo ni negativo, simplemente se ira a cero (ver figura 2.18 periodo 2T y
3T).
Código Dicode RZ (Return To Zero)
1
0
1
1
0
0
0
1
1
0
0
T
2T
3T
4T
5T
6T
7T
8T
9T
+ V
0
- V
Figura 2.19
Cuando exista un cambio en los numeros binarios ya sea de “1” a “0”o de “0” a “1”
existirá un cambio de voltaje a la mitad del periodo, alternando voltaje positivo con el
negativo y regresando siempre a cero,. Ahora bien si el valor binario actual es el mismo que
al anterior entonces el nivel permanecera en cero (ver figura 2.19)
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Código Unipolar RZ (Return Zero)
1
0
1
1
0
0
0
1
1
0
0
T
2T
3T
4T
5T
6T
7T
8T
9T
+ V
0
- V
Figura 2.20
Este código realiza el cambio hacia el voltaje positivo cuando el valor binario es “1” y lo
hace a la mitad del periodo regresando al voltaje negativo, si el valor binario es “0”
permanece siempre en el voltaje negativo (ver figura 2.20).
Código Bipolar RZ (Return to Zero)
1
0
1
1
0
0
0
1
1
0
0
T
2T
3T
4T
5T
6T
7T
8T
9T
+ V
0
- V
Figura 2.21
Cuando exista un valor binario igual a “1” habra un cambio de voltaje hacia el valor
positivo, caro esta, que este lo hara a la mitad del periodo, regresando a cero. De igual
forma cuando exista un valor binario igual a “0”, habra un cambio de voltaje a la mitad del
periodod pero ahora sera hacia el voltaje negativo, regresando tambien a cero (ver figura
2.21).
Dr. Victor Hinostroza
96
Unidad II Codificación de la Señal Fuente Comunicaciones II
Código BiΦ-L
1
0
1
1
0
0
0
1
1
0
0
T
2T
3T
4T
5T
6T
7T
8T
9T
+ V
0
- V
Figura 2.22
Cuando el valor binario corresponde a “0” sube del voltaje negativo al voltaje positivo en la
segunda mitad del periodo, de lo contrario sin el valor binario es “1” baja del voltaje
positivo al voltaje negativo en la primera mitad del periodo (ver figura 2.22)
Código BiΦ-M
1
0
1
1
0
0
0
1
1
0
0
T
2T
3T
4T
5T
6T
7T
8T
9T
+V
0
-V
Figura 2.23
Cuando tenemos un valor binario igual a “1” , tendremos un voltaje positivo en la primera
mitad del periodo, regresando posteriormente al voltaje negativo, cuando exista un valor
binario igual a “0” , habra un cambio de voltaje alternando entre el voltaje positivo y
negativo (ver figura 2.23)
Código BiΦ-S
Dr. Victor Hinostroza
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Unidad II Codificación de la Señal Fuente Comunicaciones II
1
0
1
1
0
0
0
1
1
0
0
T
2T
3T
4T
5T
6T
7T
8T
9T
+ V
0
-V
Figura 2.24
Por el contrario del código anterior, este código realiza los cambios de voltaje positivo a
mitad del periodod cuando el valor binario es igual a “0” y realiza la intercalación del
voltaje positivo con el negativo cuando el valor binario es igual a “1” (ver figura 2.24).
Delay Modulation
1
0
1
1
0
0
0
1
1
0
0
T
2T
3T
4T
5T
6T
7T
8T
9T
+V
0
-V
Figura 2.25
En este codigo existe un cambio de voltaje positivo a la mitad del periodo (intercalando
primera mitad del periodo y luego la segunda mitad (ver figura 1K periodo 2 y 3 ; 7 y 8) )
ahora bien si existe un valor binario igual a “0” no hay cambio de voltaje, pero si lo precede
otro valor binario igual a “0” entonces generará un cambio de voltaje . (ver figura 2.25
periodo 4,5 y 6)
Código RZ AMI
Dr. Victor Hinostroza
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Unidad II Codificación de la Señal Fuente Comunicaciones II
1
0
1
1
0
0
0
1
1
0
0
T
2T
3T
4T
5T
6T
7T
8T
9T
+V
0
-V
Figura 2.26
Cuando el valor binario es igual a “1” realiza un cambio de voltaje , intercalando el voltaje
positivo con el negativo (ver figutra 2.26 periodos 0 y 2T) y regresando siempre a cero,
teniendo la caracteristica de que este cambio lo hace al cuarto del periodo, tomando en
cuenta que el pulso tiene un ancho de medio periodo. Ahora bien, si el valor binario es
igual a “0”, no existe ningun cambio de voltaje asi que permanece en cero.
Dr. Victor Hinostroza
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