MONOPATÍN ELÉCTRICO COMO COMPLEMENTO AL

UNIVERSIDAD PONTIFICIA COMILLAS
ESCUELA TÉCNICA SUPERIOR DE INGENIERÍA (ICAI)
INGENIERO INDUSTRIAL
PROYECTO FIN DE CARRERA
MONOPATÍN ELÉCTRICO COMO
COMPLEMENTO AL TRANSPORTE
PÚBLICO EN LAS CIUDADES. SISTEMA
ELÉCTRICO Y DE CONTROL DEL
MOTOR.
AUTOR:
Luis Pieltain Fernández
MADRID, Junio de 2008
Autorizada la entrega del proyecto del alumno/a:
Luis Pieltain Fernández
LOS DIRECTORES DEL PROYECTO
Álvaro Sanchez Miralles
Fidel Fernández Bernal
Fdo.:
Fecha:………/Junio/2008
Fdo.:
Fecha:………/Junio/2008
Vº Bº del Coordinador del Proyectos
Álvaro Sánchez Miralles
Fdo.:
Fecha:………/Junio/2008
MONOPATÍN ELÉCTRICO COMO COMPLEMENTO AL
TRANSPORTE PÚBLICO EN LAS CIUDADES. SISTEMA
ELÉCTRICO Y DE CONTROL DEL MOTOR.
Autor: Pieltain Fernández, Luis.
Directores: Sanchez Miralles, Álvaro and Fernández Bernal, Fidel.
Entidad colaboradora: ICAI – Universidad Pontificia Comillas.
RESUMEN DEL PROYECTO
La necesidad de trabajar en los centros de las grandes ciudades y la
imposibilidad de compra de una vivienda en dichas zonas debido a su alto
precio, ha posibilitado la creación de un problema patente en el día a día de
las grandes ciudades. A la hora de ir a trabajar se plantean dos posibilidades:
la primera, el transporte en coche particular con los inconvenientes de los
atascos y la contaminación que estos producen; y la segunda: el uso del
transporte público. Las estadísticas muestran que cuando las distancias a
recorrer son superiores a 15 minutos andando, la mayor parte de la gente
recurre al coche o a otro método de transporte para desplazarse, lo cual ha
favorecido que las zonas adyacentes a las estaciones de metro y cercanías se
hayan visto saturadas por vehículos.
Es en este punto donde el proyecto a continuación detallado encuentra su
sentido y su posibilidad de comercialización. Se pretende realizar un medio
de transporte individual que soporte una carga de 100kg y con un peso
inferior a los 10 kg, debiendo ser el objeto en cuestión plegable de tal forma
que pueda ser contenido en una mochila, donde se portaría un cargador que
se utilizaría en el punto de trabajo para recargar la batería posibilitando el
retorno desde la estación al hogar.
El proyecto aquí presentado se realizó en unas etapas que cronológicamente
se han representado aquí en el orden de los capítulos, es decir, una primera
parte en donde se hace una pequeña introducción y se explica la motivación
de este proyecto para posteriormente pasar a un estudio de las tecnologías ya
existentes y un cuadro que recoge claramente los puntos de mejora con
respecto a la competencia. Se sigue con la explicación paso a paso y con
detalle de todos los procesos que se llevaron a cabo para la ejecución y
cumplimiento de los objetivos marcados, dividiendo el trabajo global en una
serie de tareas más sencillas que se han ido llevando a cabo según una
cronología pensada y estudiada previamente en el horizonte de 9 meses.
En el proceso de este proyecto se debía desarrollar un sistema de control de
la velocidad del motor de una manera muy intuitiva por parte del usuario así
como un sistema de frenado regenerativo, de manera que la vida de la batería
entre carga y descarga sea lo más larga posible, produciéndose durante el
frenado una carga controlada de ésta gracias a que el frenado se realizará con
la ayuda del par motor. Este sistema entraña una gran complicación teniendo
que ser esta carga controlada de una manera dinámica, ya que a diferentes
niveles de carga de la batería ésta puede aceptar más o menos corriente,
siendo sin embargo la corriente que da el motor (ahora funcionando como
generador) dependiente de la intensidad con la que el usuario quiera frenar.
El monopatín debía tener una autonomía de unos 6,5 km (20 minutos de
recorrido a una velocidad máxima de 20 km/h) cabiendo la posibilidad de
seguir usando el monopatín una vez la batería se gaste y pensado para llevar
un cargador contigo para poder cargarlo una vez en tu destino siendo la
duración de la carga de unas 3 horas. Para tal finalidad este monopatín será
propulsado por un motor “brushless DC” de 24 V que ofrece una potencia de
328 watios y alimentado por una batería de litio Polímero de 7.5 Ah, 37V.
Para tal efecto en una primera etapa se desarrolló la idea básica de cómo iba
a ser en global todo el sistema de control tanto de la velocidad como del
frenado, para luego profundizar con más detalle en cada uno de los sistemas.
Se desarrollaron con la ayuda del programa Eagle v.4.09 los esquemas
electrónicos necesarios para estos 2 sistemas. En el proceso de diseño se
llegó a una serie de problemas que no se habían previsto en un principio, por
lo que fue necesario llevar a cabo unos cambios respecto a las ideas iniciales.
Una vez se desarrolló por completo el sistema básico de control de velocidad
del motor se trabajó en el diseño de un PI para integrar el mismo en un micro
PIC para el ajuste del control del par. Con éste lo que se pretende es que el
usuario decida de manera directa, al igual que cuando uno conduce su coche,
la potencia que quiere conseguir, y no la velocidad, lográndose así un control
más intuitivo del aparato.
Por otra parte, para el desarrollo del frenado regenerativo fue necesario la
realización de un algoritmo, el cual se programará de la misma manera en el
micro PIC, para que a través de una serie de lecturas de la tensión de la
batería y la corriente que atraviesa el motor fuese capaz de calcular cuán
cargada se encuentra la batería y a raíz de eso, a partir de unas curvas que se
obtuvieron a través de una serie de ensayos de carga y descarga de la batería,
calcular la corriente que puede atravesar a ésta con el fin de cargarla,
desviando la corriente sobrante por una resistencia diseñada a tal efecto.
Posteriormente se pasó del papel –o en este caso del ordenador- a lo físico
para realizar las pruebas necesarias para comprobar el correcto
funcionamiento de la placa PCB y de todo el sistema en global. Para tal
finalidad se tuvo que pasar por una etapa previa de selección de los
elementos que iban a ser necesarios como conectores que soportasen
vibraciones, transistores, resistencias, etc., todos ellos ya pensados y
adecuados para la posterior fabricación en serie cuando se lance al mercado.
Una vez se realizaron todos los esquemas de montaje y se compraron los
elementos necesarios, se fabricó la placa PCB, en donde se soldaron todos
los componentes y conectando la placa a una bancada en donde se
encontraba nuestro motor de continua y como carga un motor síncrono, se
procedió a realizar las pertinentes pruebas del sistema de control de
velocidad. Éstas se realizaron conectando por razones de seguridad a una
fuente de tensión controlada de los laboratorios de ICAI, con una intensidad
máxima reducida a 3A, por lo que las pruebas se realizaron en vacío. En esta
etapa salieron a la luz pequeños errores de diseño, y tras solucionarlos, el
resultado fue más que satisfactorio: el movimiento de un motor cuya
velocidad se podía controlar por medio de una maneta con la que se varía el
factor de servicio de un PWM.
ELECTRIC ROLLER AS A COMPLEMENT TO PUBLIC
TRANSPORT IN BIG CITIES. MOTOR ELECTRIC AND
CONTROL SYSTEM.
Author: Pieltain Fernández, Luis.
Directors: Sanchez Miralles, Álvaro and Fernández Bernal, Fidel.
Collaborating partner: ICAI – Universidad Pontificia Comillas.
PROJECT SUMMARY
The need of working in big city centres and the impossibility of buying a
house in these areas due to its very high prices, has introduced a problem in
our day to day living in big cities. Nowadays there are two possibilities of
getting to work: either by using the car, with the added problem of jams and
pollution, or travelling by public transport. Statistics show that when the
distance to walk is longer than 15 minutes, the majority of the people use
cars or other ways of transport. This has caused areas next to metro stations
or railway stations in villages next to big cities to be flooded by vehicles.
An individual way of transport needs to be created to alleviate this problem.
It is here where this project finds its point of being and the possibility of
commercialisation. A proposal would be to make a roller with the possibility
of holding up to 100 kg on it and its weight less than 10 kg. It must also be
able to be folded into a bag, where there should also be enough space for a
charger, so that the batteries can be recharged while one is at work giving the
possibility to come back from the station to home.
This project is laid out in the chronological order in which it was created, it
means, one first part where a little introduction and the explanation of the
motives of this project is made, to go on with the study of the main products
the competence offers at this moment and a picture that clearly reflects the
points of improvement of this project over the competition. After this
introduction, the project continues with the step to step and detailed
explanation of all the process carried out to achieve the desired objectives,
breaking the global work into a series of more easy tasks carried out
according to a chronology previously thought and studied on the horizon for
9 months.
In the process it should be developed a very intuitive velocity control system
and a regenerative brake system so the battery lasts as long as possible
between we charge the battery and it is empty. A controlled charge of the
battery is done while braking because this brake is done thanks to a motor
torque. This charge has to be controlled in a dynamic way because more or
less current can pass through the battery depending on how much it is
charged, but the current coming from the motor only depends on how much
the user wants to brake. The roller should be autonomous for over 6.5 km
(20 minutes rolling at 20 km/h). It also has the possibility to use it without
battery and it is thought to carry a charger with you in the backpack to be
able to charge it once you got to your destiny. The charge time is around 3
hours. This roller will have a 24 V, 328 watts, brushless DC motor and it
will be powered by a 7.5 Ah, 37V litium battery.
At an early stage the basic idea of how the velocity and brake control
systems in global would be was developed, for later getting deeper and with
more detail in how each one of the systems would be. The necessary
electronic circuits for these two systems were developed using the software
Eagle v.4.09. In the design process a series of problems which were not
foreseen at the very beginning were found, so it was necessary to carry out
some changes with respect to the first ideas.
The next step once the velocity basic control system got finished, was to
develop a PI which would be programmed in a micro PIC for the proper
adjustment of torque control. With this the intention is that the user can
chose how much power he wants to accelerate (or to brake) with, and no the
velocity he wants to achieve, getting this way a more intuitive motor control.
In the other hand, for the regenerative brake system it was necessary to
develop an algorithm which would be programmed like before in the micro
PIC so we were able to calculate how much the battery is charged by getting
some measures about the battery voltage and the current through the motor,
and with this data calculate how much current can pass trough the battery to
charge it, using for this proposal a series of curves about the charge process
of the battery which were obtained in the laboratory. The rest of the current
that can not pass through the battery should pass through a resistor designed
for that proposal.
After all this, the next step was to change from paper –in this case computerto perform physical tests required to verify the proper functioning of the
PCB board and the entire global system. For that proposal we had to pass
through a prior stage where we had to select the necessary elements for the
system, like connectors which would be able to support vibrations,
transistors, resistors, etc., all of them already designed and suitable for mass
production later when it is released to the market. Once all the assembly
schemes were carried out and the necessary elements were bought, the PCB
board was manufactured, where all the elements were welded and
connecting the board to a platform where our DC motor and a synchronous
motor were located, we proceed to perform the relevant tests of the speed
control system. These tests were carried out by connecting the system to a
controlled voltage source from ICAI laboratories for some security reasons,
with a maximum reduced current of 3A, so the tests were conducted without
load. At this stage came to light small errors in design, and after solve them,
the result was more than satisfactory: the movement of an engine whose
speed can be controlled by a lever which varies the duty cycle of a PWM.
Parte I
Capítulo 1
Memoria .............................................................................................3
Introducción...................................................................................4
1
Motivación del proyecto ................................................................................... 5
2
Estudio de los trabajos existentes / tecnologías existentes......................... 9
2.1 EmPower ........................................................................................................................10
2.2 MotorBoard 2000X ........................................................................................................12
2.3 Proyecto ICAI (2005).....................................................................................................14
3
Objetivos............................................................................................................ 18
4
Metodología / Solución desarrollada ........................................................... 20
4.1 Planificación de tareas..................................................................................................20
4.2 Fases en el proceso........................................................................................................23
Capítulo 2
Diseño del prototipo...................................................................24
1
Planteamiento del esquema general del sistema ....................................... 24
2
Sistema de control de velocidad.................................................................... 25
2.1 Ideas básicas del sistema de control de velocidad....................................................25
2.2 Desarrollo de la placa PCB ..........................................................................................31
3
Sistema de frenado regenerativo................................................................... 43
3.1 Medidor de corriente (2 opciones)..............................................................................43
3.2 Medidor de tensión.......................................................................................................52
3.3 Desarrollo e implementación del sistema de frenado regenerativo.......................53
4
Ajuste del control del par ............................................................................... 77
5
Pruebas básicas de la placa PCB.................................................................... 81
5.1 Diseño de planos con Eagle v.4.09..............................................................................81
5.2 Pruebas en laboratorio .................................................................................................83
6
Recursos / herramientas empleadas.............................................................. 86
Capítulo 3
1
Resultados/Experimentos ..........................................................93
Ensayos de carga y descarga de la batería ................................................... 93
Capítulo 4
Conclusiones ..............................................................................105
Capítulo 5
Futuros desarrollos...................................................................110
Bibliografía........................................................................................................113
-1-
Parte II
1
Código fuente.................................................................................114
Algoritmo para el frenado regenerativo .................................................... 115
Parte III
Estudio económico ........................................................................119
Parte IV
Datasheets......................................................................................122
-2-
Memoria. Introducción
Parte I MEMORIA
-3-
Memoria.Introducción
Capítulo 1 INTRODUCCIÓN
En primer lugar, en la sección 1 se realizará un análisis de los principales
competidores del mercado que ofrecen productos similares, es decir, otros
monopatines motorizados y en base a eso se sacarán sus puntos fuertes y
débiles para tener en cuenta en el monopatín que se trata de desarrollar en
este proyecto y se tratará de innovar con nuevas ideas.
De esta manera, en la sección 2 de este capítulo se describirán las
motivaciones que llevan al desarrollo de este proyecto en donde se
analizará el cómo tendrá cabida este monopatín en el mercado y los
puntos fuertes que se pretenden potenciar.
En la sección 3 se muestran los objetivos que al iniciar este proyecto se
marcaron con el horizonte de un año para su desarrollo.
En la sección 4 se explicará paso a paso y con detalle todos los procesos
que se llevaron a cabo para la ejecución y cumplimiento de los objetivos
marcados, dividiendo el trabajo global en una serie de tareas más sencillas
que se han ido llevando a cabo según una cronología pensada y estudiada
previamente. En los casos que se han considerado necesarios se han
incluido una serie de explicaciones teóricas acerca de cómo es el
funcionamiento concreto de la parte que se explica del sistema.
Finalmente en la sección 5 de este capítulo se hace referencia a cuáles han
sido los recursos y herramientas que han sido necesarios para el desarrollo
4
Memoria. Introducción
de todo este proyecto, tanto a nivel de diseño como a nivel de montaje y
pruebas en el laboratorio.
1 Motivación del proyecto
Hoy en día la importancia que se le da a las comunicaciones es muy
grande, buscando que estas sean rápidas y eficaces. Así, se esta
produciendo un rápido desarrollo de los medios de comunicación y de
transporte, procurando al mismo tiempo un máximo respeto hacia el
medio ambiente, siendo esto último algo a lo que cada vez se le está dando
una mayor importancia. Por otro lado, la necesidad de trabajar en los
centros de las grandes ciudades y la imposibilidad de compra de una
vivienda en dichas zonas debido a su alto precio, ha posibilitado la
creación de un problema patente en el día a día de las grandes ciudades. A
la hora de ir a trabajar se plantean 2 posibilidades: la primera, el
transporte en coche particular con el inconveniente de los atascos y la
contaminación que estos producen; y la segunda, el uso del transporte
público. Las estadísticas muestran que cuando las distancias a recorrer son
superiores a 15 minutos andando, la mayor parte de la gente recurre al
coche o a otro medio de transporte para desplazarse. Por todo esto surgió
la idea de la creación de un monopatín eléctrico, con el fin de recorrer la
distancia hasta la estación de metro u otro transporte público y ahorrarte
esos 15 minutos de los que hablábamos antes, pudiendo posteriormente
plegarse para poder llevarlo contigo en una mochila diseñada a tal efecto,
teniendo el monopatín un peso inferior a los 10kg. El monopatín
funcionará con una batería de litio, reduciendo así los niveles de
contaminación, pudiendo alcanzar velocidades de hasta 20km/h, con la
posibilidad de limitar la máxima velocidad a 12 km/h.
-5-
Memoria. Introducción
El desarrollo del sistema eléctrico y electrónico de este monopatín, que es
lo que trata este proyecto, pretende el desarrollo de un sistema de control
de la velocidad del motor de una manera muy intuitiva por parte del
usuario -el cual buscará un control del par y no de la velocidad, de esta
manera el usuario acelerará más al entrar en una cuesta arriba con el fin de
mantener la velocidad constante- , así como del sistema de frenado. Se
trabajará en un sistema de frenado regenerativo, de manera que la vida de
la batería entre carga y descarga sea lo más larga posible, produciéndose
durante el frenado una carga controlada de ésta gracias a que el frenado se
realizará con la ayuda del par motor.
El desarrollo de esta tecnología se ha previsto que tendrá un coste de
aproximadamente unos 2000 €, sin embargo, cuando se ponga en
fabricación se preve una reducción los mismos, que incluirá el uso de
materiales más baratos, que reducirá su coste a unos 600 € con un precio
de venta de unos 1000 €/unidad. De esta manera se pretende lanzar este
producto al mercado con un precio asequible de tal manera que una
movilidad rápida y eficaz por las ciudades sea la posibilidad de la mayoría
en un mundo en el que cada vez el tiempo es más importante.
Concretando un poco más y atendiendo a lo que actualmente la
competencia nos ofrece, estamos hablando de un monopatín con una
autonomía de unos 6,5 Km ( 20 minutos de recorrido a velocidad máxima,
suficiente para recorrer la distancia necesaria para llegar a nuestro destino
que sería de casa a la estación y de ésta a la oficina, o simplemente para
pasar durante un buen rato un momento divertido), alcanzando una
velocidad de 20 km/h con un peso inferior a los 10 kg, pudiendo soportar
una carga de 100 kg.
-6-
Memoria. Introducción
Hay que mencionar que estos 20 km/h que alcanza el monopatín hacen
que éste no pueda considerarse como un juguete, ya que se necesita cierta
responsabilidad a la hora de utilizarlo, aunque eso no quita que uno no
pueda tener unos momentos de diversión responsable utilizando este
monopatín, ya sea simplemente para ir a dar un paseo a lo largo de la vía
o carril bici que rodea la playa de tu lugar favorito de veraneo o
simplemente para ir a hacer la compra al supermercado más cercano de
una manera rápida, cómoda y divertida.
Hay que mencionar en este punto, que según las reglas de circulación, no
está permitido sobrepasar la velocidad de 12 km/h en zona peatonal, por
lo tanto se incluirá en el monopatín una opción que permita elegir entre
modo “crucero”, con la velocidad máxima de 20 km/h, y modo “ciudad”,
en el cual se limitará la velocidad a 12 km/h.
El monopatín será propulsado por un motor “brushless DC” de 24 V
nominales que ofrece una potencia de 328 watios (ver Parte IV Datasheets),
siendo esta potencia mayor que los 206,66 watios que se probaron en su
momento se necesitarían con el fin de subir una pendiente de 15º a
20Km/h cargando con un peso de 100Kg (situación límite de este
monopatín). Sin embargo, se fue más lejos, ya que como se explicará más
adelante, el servicio que dará el motor se ha aumentado a una tensión de
37 V, consiguiéndose por tanto una potencia de unos 500 watios.
El monopatín se ha diseñado a tres ruedas ofreciendo una gran estabilidad
y comodidad al usuario como puede apreciarse en la Imagen 3 de la
página 16, pudiendo éste utilizarse aún sin batería, ofreciendo su
ergonomía una gran comodidad tanto a la hora de ir propulsado con el
motor como a la hora de querer alinear el monopatín con una de las
-7-
Memoria. Introducción
piernas para propulsar mecánicamente sin ayuda de la batería. Por otro
lado éste monopatín, como ya se ha mencionado, podrá ser plegado, de
una manera y con unas prestaciones mejores a las de la competencia,
gracias a la innovación de los tubos telescópicos y el reducido peso, a una
forma que se puede apreciar en la Imagen 4 de la página 16, de manera
que pueda ser portado en una mochila para el resto del trayecto, en el
transporte público, en la oficina o mientras haces la compra en tu
supermercado más cercano.
Su sistema de alimentación se basa en una batería de litio. Una ventaja de
estas baterías de Li-Ion es que a igualdad de carga almacenada, son menos
pesadas y ocupan menos volumen que las de tipo Ni-MH y mucho menos
que las de Ni-Cd y Plomo (tipos utilizados como veremos en el siguiente
punto por la competencia). Por otro lado cada célula de la batería
proporciona 3,7 voltios, lo mismo que tres baterías de Ni-MH o Ni-Cd (1,2
V cada una) y además gozan de un espesor por placa de menos de 5 mm.
Además,
cuando
guardamos
una
batería,
ésta
se
descarga
progresivamente aunque no la usemos. En el caso de las baterías de NiMH, esta "autodescarga" puede suponer más de un 20% mensual. En el
caso de Li-Ion es de menos un 6% en el mismo periodo. Muchas de ellas,
tras seis meses en reposo, pueden retener un 80% de su carga. Este tipo de
baterías tienen una vida útil de unas 500 cargas completas (ciclos), es
decir, dos cargas con la batería al 50% suman como una carga completa,
aunque debido a la oxidación en el interior de las células, nunca duran
más de 3 años. La batería utilizada en este proyecto son 10 unidades
“Kokam SLPB 75106100” de 7.5 Ah y 3.7V cada una, puestas en serie (ver
Parte IV Datasheets).
La idea es la de llevar contigo en esa mochila un cargador para enchufar la
batería una vez alcanzado el lugar de destino y tener autonomía suficiente
-8-
Memoria. Introducción
para posteriormente volver a tu casa, siendo el tiempo de carga inferior
unos 180 minutos (3 horas).
Por otro lado, en cuanto al sistema para el control de la velocidad,
seguimos el ejemplo de los modelos que se explicarán en el siguiente
punto, desarrollando un mecanismo para una aplicación gradual de
potencia que se le entregará al monopatín, a diferencia de lo que otros
fabricantes hacen, que es básicamente un interruptor que sólo diferencia
entre estado de ON y de OFF para el motor. Este sistema es llamado de
“multi-speed throttle”.
De una manera similar al sistema que nos ofrece el Motorboard 2000X que
se explicará en el siguiente punto, este monopatín con el fin de aumentar
la vida de la batería entre carga y descarga, ofrece un sistema de frenado
regenerativo con el cual realizar un frenado motor y al mismo tiempo
alimentar la batería para que se recargue, realizándose esto gracias a que
el motor se convierte en un generador. Este sistema entraña una gran
complicación teniendo que ser esta carga controlada de una manera
dinámica, ya que a diferentes niveles de carga de la batería ésta puede
aceptar más o menos corriente, siendo sin embargo la corriente que da el
motor (ahora funcionando como generador) dependiente del nivel de
frenado que el usuario quiera alcanzar. La resolución de todo este
problema se explica más adelante en el Capítulo 2– Diseño del prototipo.
2 Estudio de los trabajos existentes / tecnologías existentes
En el desarrollo de este monopatín se plantearon dos principales
competidores, el primero de la compañía EmPower y el segundo
MotorBoard 2000X de Electrik Motion, de los cuales paso a continuación a
-9-
Memoria. Introducción
explicar sus principales características que entran en competencia con
nuestro monopatín:
2.1 EmPower
El primero de ellos se desarrolló con un peso de 24 kg siendo su capacidad
de llevar encima a una persona de 136 kg como máximo. El coste que
invirtieron en su desarrollo fue de $2.000.000 (1,37 millones de Euros),
estableciéndose su precio de venta en $1.495 (1.027,2 Euros). Alcanza los
19,2 km/h pudiendo recorrer una distancia entre carga y descarga de la
batería de unos 4,83 km. Este monopatín es propulsado por un motor
“brushless DC” de 24 voltios, el cual ofrece una potencia al monopatín de
1 hp (730 w).
En cuanto a su diseño, se basa en un monopatín de 3 ruedas donde el
usuario encontrará estabilidad gracias a la disposición de un manillar
donde poder agarrarse y desde donde se acelerará y frenará, como puede
apreciarse en la Imagen 1 más abajo.
Su sistema de alimentación se basa en una batería de plomo (con las
desventajas especificadas en el punto anterior –Motivación-) cuya vida es
de 5000 km a 8000 km, con lo cual suponiendo un viaje diario de unos 10
km durante 220 días/año, implica una vida de la batería de entre 2 y 3,6
años.
El monopatín se ofrece con un cargador que, según afirman, no es mayor
que como el que te viene con un ordenador portátil típico, el cual podrá
ser llevado fácilmente en el bolsillo del abrigo. La idea es la de ponerlo a
cargar una vez lleguemos al sitio de destino para asegurarnos de que
-10-
Memoria. Introducción
tenemos autonomía suficiente para volver luego. La carga completa dura
entre 4 y 6 horas.
En cuanto al sistema para el control de la velocidad, han desarrollado un
mecanismo para una aplicación gradual de potencia que se le entregará al
monopatín, a diferencia de lo que otros fabricantes hacen, que es
básicamente un interruptor que sólo diferencia entre estado de ON y de
OFF para el motor. Este sistema es llamado de “multi-speed throttle”.
El principal problema que se les planteó a la hora de desarrollar un
patinete de 3 ruedas fue la incomodidad a la hora de girar, ya que con 3
ruedas y un manillar rígido no puedes realmente girar bien, simplemente
porque cuando te dispones a tomar una curva, tienes que inclinarte un
poco hacia ella, pero con esta construcción el patinete no se inclinaría
contigo, lo cual presenta en primer lugar una incomodidad. Esto se
solucionó con el diseño de un manillar con el cual para tomar una curva,
lo que haces no es girar el manillar, sino inclinarlo. Este diseño está
patentado y pretenden atraer no solo por su mayor comodidad al resolver
el problema que se acaba de explicar, sino también porque comparan el
uso de este patinete al de realizar esquí en la nieve, en términos de
diversión, así que no solo venden utilidad, sino la posibilidad de poder
pasar un buen rato conduciendo este vehículo. Sin embargo, por otro lado
esto encarece de manera significativa al monopatín, siendo este sistema no
de vital importancia dadas las velocidades que se van a alcanzar.
Por otro lado, su ergonomía ofrece una gran comodidad ya que está
pensado para que la persona pueda ir cómodamente apoyando sus pies y
mirando de frente al camino que se va siguiendo, ya que la base del
patinete presenta un ensanchamiento como puede apreciarse en la Imagen
1.
-11-
Memoria. Introducción
El principal mercado hacia el cual este monopatín está orientado es el de
aplicaciones industriales tales como plantas, estadios o aeropuertos donde
no se necesitan recorrer distancias excesivas y otros vehículos pueden
resultar demasiado grandes.
Finalmente ofrecen una flexibilidad en cuanto a todo esto, ofreciendo
modificaciones de la unidad básica en función de lo que el cliente
demande.
Imagen 1. Monopatín 3 ruedas, compañía EmPower
2.2 MotorBoard 2000X
Por otro lado, hablando de MotorBoard 2000X el cual se ilustra en la
Imagen 2, se trata en este caso de un monopatín de 2 ruedas a diferencia
de las 3 que tenia el anterior, pero con la ventaja de que ocupa menos y su
-12-
Memoria. Introducción
plegado es mucho mejor, con un peso de 19,5 lbs (8,8 kg), con lo que es
relativamente fácil y cómodo de llevar contigo cuando dejes de usarlo. Su
uso está destinado a trayectos demasiado cortos para ir en coche, pero que
se pueden considerar demasiado largos para ir andando, como ir de tu
casa a la estación de metro, o para llegar hasta tu coche en un gran parking
de un centro comercial, etc., siendo, cuando hayas alcanzado tu destino,
plegado para llevarlo contigo.
Está energizado con una batería de NiMH (con las desventajas que se
explicaron en el punto anterior –Motivación-) que alimenta a dos motores
de ½ hp cada uno, dando una potencia total de 1 hp (745,7 w), pudiendo
llevar encima a una persona de hasta 250 lbs (113,4 kg). Estos motores
llegan a dar al monopatín una velocidad máxima de 12 MPH (19,31
km/h), y como el monopatín del que estuvimos hablando anteriormente,
también integra un sistema de “multi-speed throttle”, no un simple
interruptor de ON/OFF.
Para el frenado tienen integrado un sistema de frenado regenerativo, con
el cual realizar un frenado motor y al mismo tiempo alimentar la batería
para que se recargue, realizándose esto gracias a que el motor se convierte
en un generador.
Con respecto a la carga de la batería, dura 90 minutos en realizar una
completa, pero aseguran que si en algún caso te quedases sin batería, éste
podría ser usado sin ella empujando normalmente de una manera manual.
Sin embargo, su principal problema es que no funciona bien cuando los
flancos de la rueda trasera están húmedos. Esto es debido a que la
transmisión de potencia del motor a la rueda es por medio del rozamiento
-13-
Memoria. Introducción
entre el rotor del motor y los flancos de la rueda trasera. Esto se soluciona
con nuestro monopatín debido a que la transmisión se hace por medio de
una cadena que conecta motor y rueda, como se especifica en la Imagen 5
de la página 17.
Su precio de venta es de $399 (277,03 €).
Imagen 2. MotorBoard 2000X
Documentación sobre estos productos puede encontrarse en las siguientes
páginas web:
EmPower: http://www.evworld.com
MotorBoard2000X: http://www.electrikmotion.com
2.3 Proyecto ICAI (2005)
Teniendo en cuenta todo esto, un proyecto fin de carrera de esta misma
universidad, con el fin de crear un patinete que pudiese hacer
competencia con todo lo que estaba en el mercado en ese momento, ya fue
empezado con anterioridad por Marcos Domínguez López, alumno de
ICAI, en el año 2004-2005 1 .
_________________
1
Ref. [8] de la bibliografía (proyecto fin de carrera año 2004-2005; ICAI-Universidad
Pontificia Comillas (Madrid))
-14-
Memoria. Introducción
En este proyecto se lanzaron unas primeras ideas sobre el concepto del
monopatín y se desarrollaron en más profundidad sobretodo las ideas
mecánicas.
Así se concluyó en el desarrollo de un medio de transporte individual y
personalizado de 3 ruedas con una autonomía aproximada de 6,5 km y
una velocidad en torno a los 20 km por hora en llano, una posibilidad de
carga de 100 kg y un peso inferior a los 10 kg. El patinete debía ser
plegable de forma que pudiese ser contenido en una mochila. Para esto
último se realizó un diseño a través de tubos telescópicos para una mayor
eficacia en el plegado.
Por otro lado se planteó y desarrolló también la idea de que el patinete
pudiese ser usado aún sin batería. Se debía plantear pues una estructura
que permitiese poder alinear el pie que estuviese sobre el patinete al
empujar con la rueda delantera. Pero además esta misma estructura debía
ser capaz de tomar una posición normal y cómoda para poder conducir
sin problema alguno. Para todo esto se realizó un exhaustivo estudio de
resistencia de materiales, estudiando el prototipo en acero y en aluminio,
siendo el nuestro finalmente en aluminio. Por otro lado se realizaron
cálculos de potencia requerida del motor para cumplir unos ciertos
requisitos (el ascenso de una pendiente de 15º a 20Km/h cargando con un
peso de 100Kg) resultando un valor de 206,66w. Una vez realizados todos
los cálculos que comprendía este proyecto se procedió a montar un
prototipo a partir de piezas de un patinete de la competencia para realizar
ciertas pruebas, las cuales no serían las definitivas ya que ni los elementos
constructivos serían los mismos ni los materiales y por consiguiente el
peso, así que esto sirvió para dar una primera idea de cómo funcionaría el
monopatín que finalmente aun está en desarrollo.
-15-
Memoria. Introducción
En este proyecto nos centraremos en la parte eléctrica en cuanto a control
de velocidad, de potencia y frenado del motor con un suministro
inteligente de energía por parte de éste a la batería; sin embargo el estudio
mecánico que se ha llevado a cabo en este primer proyecto y el concepto
de las primeras ideas que aquí se plasman y de aquí se pueden sacar son
muy importantes a la hora de tener en mente el monopatín que en el que
se está trabajando y pensar que desarrolle lo que se desarrolle, se hace
para un monopatín con todas las características que ya se han citado.
A continuación se muestra un prototipo que se realizó en este proyecto a
través del programa Solid Edge, tanto en su forma abierta (Imagen 3),
como plegada (Imagen 4).
Imagen 3. Vista isométrica del
patinete abierto
Imagen 4. Vista isométrica del patinete
plegado
Y Las siguiente imágenes muestran un primer prototipo del patinete en
donde se puede ver una primera aproximación de cómo será el aspecto
físico que tendrá el monopatín:
-16-
Memoria. Introducción
Manillar con
telescópico
Unión
mediante
cadena
tubo
Motor
brushless DC
Imagen 5. Primer prototipo del monopatín.
A continuación se muestra un cuadro comparativo entre las 3 tecnologías,
notándose ya los puntos fuertes de nuestro monopatín frente a los de la
competencia:
Tabla 1. Comparativa con la competencia.
EmPower
MotorBoard 200X
Monopatín ICAI
Pesa 24 kg
Pesa 8,8 kg
Peso inferior a 10 kg
Carga con 136 kg max.
Carga con 113,4 kg
max.
Carga con 100 kg max.
Coste desarrollo 1,37
millones de €
_______
Coste desarrollo 2000 €
aproximadamente
Venta a 1027,2€
Venta a 277,03 €
Venta a 1000€ aprox.
Alcanza 19,2 km/h
Alcanza 19,31 km/h
Alcanza 20 km/h
Autonomía de unos 4,83 km
______
Autonomía de unos 6,5
km (más si se considera
frenado regenerativo)
-17-
Memoria. Introducción
Motor brushless DC de 24 V,
730 w
Motor brushless DC
745,7 w
Motor brushless DC de
37 V, 500 w
3 ruedas (estabilidad)
2 ruedas
3 ruedas (estabilidad)
Batería de plomo
Batería de NiMH
Batería Li-Ion
Vida de la batería entre 2-3,6
años
________
Vida de la batería de
unos 3 años
Carga dura entre 4-6 horas
Carga dura 1,5 horas
Carga inferior a 3 horas
Sistema “multi-speed
throttle”
Sistema “multi-speed
throttle”
Sistema “multi-speed
throttle”
Inclinación del manillar para
girar
Gira el manillar para
girar
Gira el manillar para
girar
Posición con pies paralelos
Posición con pies en
linea
Posición con pies
paralelos
Plegado (tamaño grande)
Plegado (tamaño
pequeño)
Plegado (tamaño
pequeño)
NO frenado regenerativo
Frenado regenerativo
Frenado regenerativo
NO puede usarse sin batería
Puede usarse sin
batería
Puede usarse sin
batería
Funciona en mojado
NO funciona en
mojado
Funciona en mojado
NO modo ciudad
NO modo ciudad
Modo ciudad
Se han resaltado los puntos que se han considerado como los fuertes de
cada una de las tecnologías analizadas, observándose de esta manera la
cantidad de mejoras que introduce este monopatín.
3 Objetivos
En lo que concierne al desarrollo de este proyecto, lo que se va a tratar es
la parte eléctrica, electrónica y de control del patinete, dejando en cierta
medida a un lado la parte mecánica, con la cual se empezó a trabajar,
como se ha mencionado anteriormente, en otro proyecto anterior a éste
-18-
Memoria. Introducción
realizado por Marcos Domínguez López en esta misma escuela, parte que
se rematará en proyectos posteriores.
Los objetivos que se han planteado en este proyecto han sido:
•
Diseño de un sistema de conmutación y control del motor brushless
DC modelo BN34-25AF-01 de 24 V y 328 W de potencia (ver Parte
IV Datasheets).
•
Diseño del sistema de frenado regenerativo. El sistema por el cual
se frenará será con la ayuda de la potencia del motor convirtiéndose
éste en generador mandando por tanto corriente a la batería de
Litio SLPB 75106100 (ver Parte IV Datasheets) y cargándola de esta
manera. Esta carga de la batería se tendrá que llevar a cabo de
manera controlada mandando pasar la corriente que la batería no
acepte a través de una resistencia que disipe la potencia sobrante.
•
Selección de componentes necesarios para la implementación de los
2 sistemas. Montaje real del sistema de conmutación y control del
par motor y pruebas en el laboratorio. Los componentes deben ser
pensados para una posterior fabricación en serie en fábrica para su
comercialización.
•
Diseño de un PID para la integración del mismo sobre un micro PIC
para el ajuste del control del par. Este PID debe hacer posible que el
usuario controle mediante una maneta de aceleración la potencia
que quiere conseguir (y no la velocidad) de manera similar al
control que se tiene con el acelerador de una moto. Con esto se
consigue un control más intuitivo.
-19-
Memoria. Introducción
4 Metodología / Solución desarrollada
4.1 Planificación de tareas
La metodología que se ha seguido en el desarrollo de este proyecto con el
fin de cumplir los objetivos marcados ha sido en resumen la división de
éste en una serie de tareas que se han ido llevando a cabo según un plan
de trabajo previamente establecido. Así, para plasmar una primera idea
clara del camino que se ha seguido en su cumplimiento, se sigue a
continuación con el plan de trabajo que se ha llevado a cabo:
1- Aprendizaje motor y sistema
2- Diseño sobre papel del sistema de control de velocidad del motor.
3- Diseño sobre papel del sistema de frenado regenerativo.
4- Elección de los elementos necesarios para el desarrollo del sistema de
control de velocidad del motor y del sistema de frenado regenerativo.
5- Diseño e implementación de los dos sistemas en una misma placa PCB.
6- Ensayos con la batería con el fin de conseguir sus curvas de carga y
descarga.
7- Desarrollo de un algoritmo que permita, a partir de las curvas de carga
y descarga, calcular cuán cargada está la batería y con esto mandar la
-20-
Memoria. Introducción
energía sobrante del frenado a través de una resistencia diseñada a tal
efecto.
8- Diseño del PI para el ajuste del control del par.
9- Montaje sobre la bancada del motor y todo el sistema de control y
medida, puesta en marcha y ajustes.
La división en el tiempo de las tareas a lo largo de todo el año ha sido la
que sigue:
Sep
Oct
Nov
Dic
Ene
Feb
Mar
Abr
May
Jun
Tarea 1
Tarea 2
Tarea 3
Tarea 4
Tarea 5
Tarea 6
Tarea 7
Tarea 8
Tarea 9
En un primer momento, durante el mes de Septiembre, lo que se ha
realizado ha sido un estudio de las características de la batería de Litio
SLPB 75106100 (ver Parte IV Datasheets), en carga y descarga, estudio de
los fundamentos físicos de un motor brushless, así como de las
-21-
Memoria. Introducción
características concretas del motor BN34-25AF (ver Parte IV Datasheets)
que se va a utilizar y de las características y funcionamiento de la
EEPROM AT28C64-25PC y el Driver MSK 4401 (ver Parte IV Datasheets)
que posteriormente se integraron en la PCB para el control de velocidad y
frenado regenerativo del patinete.
En los meses de Octubre a Diciembre se desarrolló el sistema de control de
velocidad del motor y se eligieron los componentes necesarios para este
sistema. En un primer momento, como se explicará más adelante, el
usuario controlara la velocidad y no el par del monopatín. Seguidamente
se pasó a diseñar el sistema de frenado regenerativo con el objetivo de
aprovechar el proceso de freno motor para cargar la batería. Paralelamente
con esta tarea también se realizó la elección de los componentes necesarios
pensados para su posterior fabricación y comercialización. Como veremos
más adelante, esta tarea tuvo a lo largo de todo su proceso avances y
retrocesos, ya que a medida que se avanzaba se fueron viendo una serie de
problemas o posibles mejoras con lo que se decidió abandonar la idea
inicial y seguir por otro camino.
Con esto, una vez se tenían los diseños por separado del control de
velocidad y de frenado, se pasó a su implantación de los mismos juntos en
una placa PCB. Para esto se utilizó el programa Eagle v 4.09. Mientras
tanto también, en los meses de Enero y Febrero, se realizaron los ensayos
necesarios de la batería en carga y descarga para sacar las ecuaciones que
hacían falta para el diseño del algoritmo que controlaría el frenado
regenerativo. Así, una vez obtenidas estas ecuaciones se pasó a pensar y
diseñar este algoritmo.
Desde el mes de marzo y hasta mediados del mes de Mayo se pensó en
como se podría diseñar un PI que ayudase a controlar el par del motor, de
-22-
Memoria. Introducción
manera que el usuario no decidiese directamente la velocidad que quiere
alcanzar, sino que, al igual que pasa con las motos o los coches, decidiese
qué par quiere conseguir. De esta manera se consigue un control del
monopatín más intuitivo.
Finalmente,
una
vez
desarrollados
los
sistemas
y
elegidos
los
componentes que iban a ser necesarios, se pasó a su implantación física y
prueba en el laboratorio. En esta fase se ha probado de manera aislada el
sistema de control de velocidad, y como se explicará más adelante, por
medio de estos ensayos se sacaron una serie de conclusiones que no se
habían previsto en un primer momento de diseño. Hechos los arreglos que
fueron necesarios, finalmente se consiguió arrancar el motor y controlar la
velocidad por medio de la variación del factor de servicio de un PWM que
servía de control del motor.
4.2 Fases en el proceso
Como se puede deducir del apartado anterior, el método de trabajo que se
ha seguido ha sido en primer lugar un proceso de estudio para pasar
posteriormente a un proceso de diseño y selección de componentes, para
finalmente terminar con una fase de experimentación en el laboratorio. La
fase de pruebas en el laboratorio se mezcla un poco con la fase de diseño
en su parte final en cuanto a que hizo falta hacer una serie de ensayos para
sacar unas ecuaciones necesarias para la programación del sistema de
frenado regenerativo (la programación se considera fase de diseño).
-23-
Memoria. Diseño del prototipo
Capítulo 2 DISEÑO DEL PROTOTIPO
1 Planteamiento del esquema general del sistema
Un primer esquema sencillo para entender el funcionamiento del sistema
desarrollado para el control del motor de este patinete podría ser el
siguiente:
Puño Acelerador
Freno
PWM
Microprocesador
Memoria
Visor
Velocidad
I
X3
V
LiPo
Motor
Driver
Rfrenado
Esquema 1. Esquema general de la electrónica del patinete
Se pasa ahora a explicar brevemente este esquema para hacernos con una
primera idea del funcionamiento del patinete.
-24-
Memoria. Diseño del prototipo
2 Sistema de control de velocidad
2.1 Ideas básicas del sistema de control de velocidad
En un primer lugar, hablaremos del sistema de control de velocidad,
dejando de momento a un lado el frenado.
Lo primero, entender que el estator del motor está formado por tres
bobinas dispuestas en estrella desfasadas 120º entre si, por las cuales,
dependiendo de la posición del rotor la corriente pasará por solo dos de
las bobinas, una en un sentido y en la otra en el sentido opuesto,
convirtiéndose una de las bobinas en un polo norte y la otra en un sur.
Para entenderlo mejor, veamos este otro esquema simplificado en la cual
se muestra la conexión entre el driver y el motor junto con la batería 1 :
________________
1
Ref: [5] y [6] de la bibliografía
-25-
Memoria. Diseño del prototipo
Brushless DC
Motor
Stator
Driver
A
Rotor
TR1
TR3
TR5
N
S
LiPo
TR4
TR6
TR2
B
C
Sensor
de
posición del rotor
Memoria
PWM
Esquema 2. Representación del funcionamiento del motor
En función de la información que le llegue a la memoria, ésta le dirá al
driver que cierre unos u otros transistores (mandando una señal de 5V
satura los transistores, y con 0V se encuentran en corte). La dirección de
acceso a las posiciones de memoria se da mediante la señal de PWM, que
será de un factor de servicio determinado dependiendo de lo que el
usuario le indique a partir del puño acelerador y del freno, y tres señales
correspondientes a los sensores de posición del rotor (posición A, B o C).
Atendiendo a la conexión entre la memoria y el driver y a qué pines de la
memoria se conectarán las señales de S1, S2, S3 y PWM, lo cual se puede
apreciar en el Esquema 6 de este capítulo en la página 36, la información
que se recoge en la siguiente tabla es la que se debe introducir y leer en la
memoria:
-26-
Memoria. Diseño del prototipo
Tabla 2. Apertura y cierre de los transistores del driver en función del PWM y los sensores de
posición del rotor
Sensores
S1
S2
PWM
S3
C
B
A
Sentido
TR 1 TR 4 TR 3 TR 6 TR 5 TR 2
positivo
tensión
0
0
1
1
0
1
1
0
0
0
BA
0
0
1
0
1
0
0
1
0
0
AB
1
0
1
1
0
0
1
0
0
1
BC
1
0
1
0
0
0
0
1
1
0
CB
1
0
0
1
1
0
0
0
0
1
AC
1
0
0
0
0
1
0
0
1
0
CA
1
1
0
1
1
0
0
1
0
0
AB
1
1
0
0
0
1
1
0
0
0
BA
0
1
0
1
0
0
0
1
1
0
CB
0
1
0
0
0
0
1
0
0
1
BC
0
1
1
1
0
1
0
0
1
0
CA
0
1
1
0
1
0
0
0
0
1
AC
A través de las señales de S1, S2, S3 y PWM se accede a la memoria y a la
información que en ella se ha escrito, es decir, estas señales indican la
posición de memoria en donde se introducirán los datos. En cada
dirección de memoria está escrita la información que abre y cierra los
transistores,
esto
es,
TR1-TR4-TR3-TR6-TR5-TR2
-27-
(en
este
orden
Memoria. Diseño del prototipo
atendiendo a las conexiones que se han hecho entre memoria y driver) que
pueden estar a 1 (cerrado) o a 0 (abierto).
La señal de PWM es de período constante, y será de una frecuencia de 3
kHz. Lo que el usuario controla de manera indirecta a través del puño
acelerador y del freno es el factor de servicio de esta señal de PWM, es
decir, el tiempo que está a 5 V (un 1 lógico) frente al tiempo que está a 0 V
(un 0 lógico). De esta manera, si queremos ir a máxima velocidad, el PWM
estará siempre a 5 V (factor de servicio igual a 1) (en realidad veremos que
no se llegará a este caso ya que se limitará la velocidad a 10000 rpm).
PWM
5V
0V
t1
t2
T
Figura 1. Señal de PWM.
Como se observa en la Tabla 2, para una misma señal enviada por los
sensores de posición, el sentido de la tensión será uno u otro dependiendo
de si el PWM es un 0 o un 1 lógico. Para ilustrarlo, supongamos que
tenemos información de sensores S1=0, S2=0 y S3=1. Veamos que es lo que
pasa en un ciclo de PWM completo:
-28-
Memoria. Diseño del prototipo
PWM
Ibobina
Ibobina
media
Figura 2. PWM frente corriente que atraviesa un par de bobinas del estator del motor
Lo que se observa en la Figura 2 es la corriente que atraviesa un par de
bobinas, en este caso las bobinas A y B, con la posición del rotor indicada
por los sensores (S1S2S3 = 001). Se ha tomado en esta figura como criterio
de signos positivo en caso de que la corriente entre por la bobina A desde
la batería. Se observa un rizado debido a la autoinducción de las bobinas:
E. 1
v = L×
∂i
∂t
De la ecuación E. 1 se deduce que cuando PWM=1 y la tensión cambia a
positiva en A, la corriente aumenta gradualmente y cuando PWM=0 y la
tensión cambia a positiva en B, la corriente tiende a disminuir también
gradualmente, no cambiando a negativa de manera instantánea (ya que v
tendería a infinito). Variando el factor de servicio del PWM lo que
hacemos es variar el valor medio del rizado de la corriente.
E. 2
T = Kt × I
Así, se deduce a partir de la ecuación E. 2 que al variar el valor medio de
la corriente lo que hacemos es variar el par que se transmite al motor.
-29-
Memoria. Diseño del prototipo
Se ve entonces que al variar el factor de servicio del PWM y
consecuentemente el valor medio de la tensión que se le aplica al motor, se
varía el valor medio de la corriente que le atraviesa, consiguiéndose un
par que hace que el motor acelere (o frene). En una primera fase del
proyecto se experimentará con el usuario variando directamente el factor
de servicio del PWM de manera que influya de una manera directa en la
tensión media en bornes del motor, es decir, que en una primera fase de
experimentación el usuario decidirá la velocidad que quiere alcanzar (no
el par que quiere conseguir). Con esta idea, la aceleración de forma
automática ira desminuyendo hasta quedarse en aceleración cero en
cuanto se alcance la velocidad deseada. Esto se explicará más adelante en
la sección 2.2.3 de este capítulo.
Los datos de la Tabla 2, los que corresponden a las 6 columnas de A, B y C,
serán los que se escriban en la memoria para posteriormente ser leídos
introduciendo la dirección correspondiente que vendrá dada por las
columnas PWM y Sensores de la misma tabla. De aquí que la memoria
debía tener al menos 12 posiciones de memoria de 6 bits, siendo en este
caso una de 13 direcciones de 8 bits.
Así y todo, el trabajo comenzó con el desarrollo de una placa PCB que
incluyese todo el sistema que está dentro del recuadro de puntos del
Esquema 1. Aunque en un principio el centro de atención fue el sistema de
control de velocidad que integra esta placa PCB, también se dibujó en ésta
lo que sería el sistema de frenado regenerativo, para no demorar más el
encargo de la placa y poder empezar a hacer pruebas con el motor en el
laboratorio, dejando para los meses de Diciembre, Enero y Febrero el
diseño más concienzudo de este sistema.
-30-
Memoria. Diseño del prototipo
2.2 Desarrollo de la placa PCB
Para el desarrollo de la placa PCB se trabajó con el programa Eagle v4.09.
Pero previo al uso de este programa se desarrolló un esquema más
detallado que los anteriores y que mostrase como iban a ser los circuitos
de una forma aún un poco general pero más detallada que el Esquema 1.
Este esquema es el siguiente:
S1
PCB
S1
Sensores
Rotor
Rpull-up1
Rpull-up2
Alimentación
sensores
Rpull-up3
P2
Batería
P1
P1
DC DC
P2
Puño
acelerador
Motor
Freno
Mem.
5V
Driver
x6
Medidor I
S2
S2
0V
Imotor
PWM
S3
R1m
S3
Vbat
R2m
Micr
opro
cesa
dor
Frenado
Visor
P1
P1
Rfrenado
Esquema 3. Visión esquemática general de todo el sistema con los conectores.
En esta representación esquemática se puede apreciar como será toda la
circuitería que llevará el monopatín. En varias ocasiones iré haciendo
referencia a este esquema. En primer lugar, aclarar que lo que está dentro
del recuadro de puntos es la placa PCB.
-31-
Memoria. Diseño del prototipo
2.2.1 Selección de conectores
Atendiendo a este esquema, la primera tarea que se realizó fue la de la
selección de los conectores que debían usarse:
-
Conector macho
-
Conector hembra
Eran necesarios 3 conectores de potencia (P) y 3 conectores de señal (S).
Los criterios para su selección era que debían soportar la debida corriente
y también muy importante que soportasen las vibraciones, ya que estamos
hablando de conectores que van a ir en el circuito de un monopatín el cual
lo vamos a estar conduciendo.
Para los conectores de potencia, la condición era que soportasen los 16,40
A de intensidad máxima que van a atravesar el motor. Para la conexión de
la batería y de la resistencia de frenado se escogió el mismo conector (P1)
de 2 vías, y para la conexión del driver que controla el motor con éste se
tuvo que coger un conector distinto de 3 salidas, el cual se representa en el
esquema como P2. En este caso sería el mismo modelo que para P1 pero
en lugar de 2 salidas, con 3.
Por otro lado, los conectores de señal son los siguientes:
-32-
Memoria. Diseño del prototipo
-
S1: 2 salidas para alimentar los sensores del rotor a 5V y 3 que
colectan la información de dichos sensores.
-
S2: 2 salidas que alimentan al microprocesador (y a su vez al visor
de velocidad) a 5V
-
S3: 4 salidas. Una recibe la señal de PWM que irá a la memoria para
regular la velocidad del motor, otras dos colectan 2 señales
correspondientes a la corriente que pasa por el motor y la tensión a
la que se encuentra la batería en ese momento. Estas señales son las
que necesita procesar el micro para dar una respuesta de frenado.
Por último está la respuesta de frenado en forma de PWM que se
encargará de regular la corriente que llega a la batería desde el
motor en el proceso de frenado.
Todos estos conectores de señal deberían soportar del orden de mA.
Todas las características de estos conectores se pueden comprobar al final
de este documento en la Parte IV Datasheets.
2.2.2 Dos caminos en su desarrollo
Una vez estudiado el Esquema 3 anterior se siguió en un primer momento
un camino y se desarrolló con el programa Eagle 1 el Esquema 4, pero con
el tiempo se fueron viendo una serie de complicaciones por lo que se
decidió hacer una serie de modificaciones que ya iré comentando a lo
largo de este documento, dando lugar al diseño del Esquema 5.
___________
1
Ref: [4] de la bibliografía (manual de Eagle)
-33-
Memoria. Diseño del prototipo
En realidad las diferencias entre estos 2 esquemas surgieron en el sistema
de frenado regenerativo que se explica en la sección 3 de este capítulo, sin
embargo parece interesante mostrar ya desde el principio como iban a ser
los 2 esquemas finales.
Esquema 4. Esquema no definitivo de la placa PCB dibujado con Eagle v4.09
Nota: esos 2 operacionales en la parte inferior izquierda del esquema están sueltos
en este esquema porque representan a los pines que no se utilizan 8, 9, 10, 12, 13
y 14 del LM324 de PHILIPS (ver Parte IV Datasheets en donde se incluye la
configuración de pines), el cual integra a 4 operacionales iguales en su interior, y
nosotros solo necesitamos utilizar 2 de ellos.
-34-
Memoria. Diseño del prototipo
Esquema 5. Diseño final de la placa PCB.
Estos esquemas y las decisiones que se fueron tomando sobre ellos se
pasan a explicar a continuación.
2.2.3 Conexionado y función de la memoria y el driver
En un primer lugar se estudió la forma de conectar la memoria y el driver
la cual aíslo del esquema anterior para verlo de una forma más
simplificada en el siguiente esquema:
-35-
Memoria. Diseño del prototipo
Esquema 6. Sistema de conexionado Memoria-Driver. IC1 corresponde a la memoria y IC2 al
driver.
En este esquema faltaría representar una salida para alimentar a 5V los
sensores del rotor del motor.
Como se observa, los pines de la memoria A4-A12 se conectan a tierra. Son
los bits más significativos de las direcciones de memoria que no se van a
utilizar, así que se ponen todos a cero.
Los condensadores que se sitúan en la entrada de alimentación de 5 V
tanto de la memoria como del driver tienen la función de filtrar la entrada
y que entre con el menor ruido posible.
La entrada de 37 V es la de continua de la batería para alimentar al motor,
a través del sistema de transistores que hay en el interior del driver, como
se representó con anterioridad en el Esquema 2. Esta entrada se observa
-36-
Memoria. Diseño del prototipo
que es mayor que los 24 V que se especifican como tensión nominal del
motor (ver Parte IV Datasheets), y la explicación es la siguiente:
Las características de un motor de este tipo están limitadas por 2
parámetros, la intensidad que pueden soportar y el flujo máximo que
puede atravesar los devanados del estator. Sin embargo, en las
características de un motor (ver Parte IV Datasheets), lo que se da siempre
es una intensidad y una tensión nominales, I n y Vn , además de una
velocidad nominal ωn .
E. 3
λn =
Vn
ωn
En la ecuación E. 3 vemos la relación que existe entre el flujo, que debemos
mantenerlo por debajo de su valor nominal, y la tensión y velocidad
nominales, las cuales podremos aumentarlas a un valor superior a los que
se indican en la hoja de características del motor. En estas características se
ve que la velocidad nominal es de 7400 RPM (775 rad/seg) y como se ha
dicho anteriormente nosotros queremos adquirir una velocidad máxima
de 20 km/h, lo cual supone una velocidad ω = 10000 RPM. Al aumentar
esta velocidad, tendremos también que aumentar en la misma proporción
la tensión para no sobrepasar el valor nominal del flujo, esto es,
aplicaremos una tensión de unos 33 V para conseguir una velocidad
máxima de 20 km/h. A través de la señal de PWM que llega a la memoria
y con la apertura y cierre de los transistores del driver, lo que se hace es
regular la tensión y con esto la corriente que pasa por los devanados del
estator del motor, tal y como se explicó con anterioridad.
-37-
Memoria. Diseño del prototipo
Por otro lado, con este incremento de tensión también se incrementa la
potencia a unos 500 watios, lo cual se explica a continuación:
•
Según especificaciones del motor Un = 24V , In = 16,40 A y
Pn = 328W
Con esto se deduce que tiene un rendimiento de η =
•
Pn
× 100% = 83,33
Un × In
Al aumentar a una U = 37V y In = 16,40 A con η = 83,33 nos queda
una P = U × In × η = 505,6 watios
Todo este proceso se explica aquí, y el de la regulación automática del par,
más detalladamente:
R
L
I(A)
+
VPWM
Mot.
Em = Kb × ω
-
37 V
5V del PWM
Vmedia=VPWM
t (s)
-37 V
0V del PWM
Figura 3. Monofásico equivalente del motor Brushless DC. Regulación automática del par.
-38-
Memoria. Diseño del prototipo
En primer lugar, tener en cuenta y recordar que en una primera etapa de
este proyecto se fue experimentando con un control por parte del usuario
directo sobre la velocidad, y no sobre el par. El usuario con una maneta
decide la velocidad que quiere conseguir. Con esta primera pauta, para
explicarlo, supongamos que queremos acelerar: para esto lo que hacemos
es aumentar el factor de servicio del PWM, es decir, aumentar t1. Con esto
lo que conseguimos es aumentar VPWM con lo que aparece una diferencia
de potencial VPWM-Em>0, apareciendo una corriente I y por tanto un par
según ecuación E. 2. Este par lo que hace es aumentar la velocidad del
rotor, con lo que Em aumenta y la diferencia de potencial VPWM-Em
disminuye, con lo que la corriente I disminuye y también el par. El par
seguirá disminuyendo hasta que se alcance un par neto igual a cero (una
vez se alcance la velocidad deseada, Parneto = Pareléctrico − Parresistente = 0 , de
manera que VPWM será ligeramente mayor que Em e I ligeramente mayor
que cero), momento en el cual habrá alcanzado la velocidad deseada (la
cual se controlará por lo tanto variando el factor de servicio del PWM).
En este momento, si queremos frenar, bastará con reducir un poco el facor
de servicio, con lo que VPWM será menor que Em y la corriente será
negativa (el motor se vuelve generador).
Haciendo referencia a la previa explicación en el punto 2.1 y a la Tabla 2,
explicar que factor de servicio cero quiere decir que los pulsos positivos y
negativos tienen igual duración y que por tanto el valor medio de la
tensión es cero (VPWM). Como la velocidad ( ω ) es proporcional a la
tensión media: ω =
1
Em , factor de servicio cero quiere decir velocidad
Kb
cero.
Factor de servicio positivo quiere decir que los pulsos positivos son de
mayor duración que los negativos y por tanto la tensión media es positiva
-39-
Memoria. Diseño del prototipo
( ω > 0). Factor de servicio negativo quiere decir que los pulsos negativos
son de mayor duración que los positivos y por tanto la tensión media es
negativa ( ω < 0).
En nuestro caso el factor de servicio es siempre mayor o igual que cero
porque el motor siempre se moverá en una dirección (no hay marcha
atrás). Por esta razón, de la Figura 3 la VPWM solo se moverá entre 0 y
37V).
Indicar que la VPWM quedará limitada a 33V como se indicó antes para
conseguir una velocidad máxima de 20 Km/h (10000 rpm). Por este
motivo el factor de servicio quedará limitado a:
-Valor medio onda cuadrada:
E. 4
Vm =
1
×
Tp
t 0 +Tp
∫
t0
Xa(t )dt =
1
×(
0.33
0.17 + 0.17 F
∫
0.33
37dt +
∫ − 37dt ) = 38.12 × F − 1.12
0.17 + 0.17 F
0
NOTA: Aquí se ha considerado que la batería va a tener una tensión constante de
37 V, lo cual, aunque bastante aproximado, no es cierto debido a que a medida que
se va descargando esta tensión va disminuyendo ligeramente. Esto se puede ver en
los ensayos de descarga de la batería que se realizaron (consultar Capítulo 3
Resultados/Experimentos) que muestran que la tensión oscilará entre unos 40V y
unos 32.5V. De hecho, aunque no durante mucho tiempo, cuando la tensión sea
inferior a 33V no se alcanzará la velocidad de 20 km/h y quedará limitada a unas
9855 RPM o unos 19 km/h con la batería a 32V.
En la ecuación F es el factor de servicio de la onda cuadrada y Vm el valor
medio de la tensión en bornes del motor (Vmedia en Figura 3).
-40-
Memoria. Diseño del prototipo
De esta manera, como queremos limitar Vm ≤ 33V resulta un factor de
servicio máximo (con el cual tendremos una velocidad de 10000 rpm) de:
Factor _ servicio _ máximo =
33 + 1.12
= 0.895
38.12
y mínimo de cero para
VBatería=37 V.
Los pines 11-17 de la memoria llevan las señales de entrada del driver
para la apertura y cierre de los oportunos transistores tal y como se recoge
en la Tabla 2. Por otro lado, el medidor de corriente, que se explica con
más detalle más adelante, lleva una señal, una tensión (en bornes de
Rsense) proporcional a ésta al microprocesador, para que éste, junto con la
tensión a la que se encuentra la batería en ese momento (tal y como se
indica en el Esquema 1), procese estas señales y de una respuesta
apropiada que ya se explicará porque tiene que ver con el sistema de
frenado regenerativo. Como se ve, desde un principio, aunque centrados
en el sistema de control de velocidad, se ha tenido que tener presente en
todo momento el diseño del sistema de frenado, aunque se tratará con más
detalle más adelante. Por otro lado, esta corriente sirve también para el
proceso posterior de puesta en marcha y pruebas del funcionamiento del
motor, para comprobar la respuesta a nuestro sistema y que la corriente
que llega al motor es la adecuada. Servirá también para la última tarea de
integración y ajuste del control del par.
En cuanto a las resistencias R1, R2 y R3, son las resistencias de pull-up
necesarias para las señales provenientes del sensor de posición del rotor
del motor, tal y como se indica en la hoja de características que se puede
ver en la Parte IV Datasheets. Tal y como se dice esta hoja de características,
se deben poner estas resistencias entre Vcc (la alimentación del driver de 5
V –al otro lado del convertidor DC/DC- de la batería) y outputs de los
-41-
Memoria. Diseño del prototipo
sensores de posición del rotor para conseguir una máxima corriente de 25
mA. De esta manera, con la siguiente ecuación:
R pull − up ≥
Vcc
5V
=
= 200Ω
I max 0.025 A
Con este resultado se escogieron unas resistencias R1 = R2 = R3 = 1 KΩ,
dando resultado a una corriente que como máximo será de
5V
= 5mA
1000Ω
siendo esta menor de 25mA tal y como se indica en las especificaciones del
motor.
2.2.4 Convertidor DC/DC
Por otro lado, debido a que se necesitaba alimentar a los dispositivos con
5V y también se necesitaba para el motor los 37V de la batería, se decidió
poner un convertidor DC-DC, el cual se puede apreciar en los esquemas 4
y 5 como IC3 o CONDCDC (para mejor apreciación consultar documento
de “Planos”).
Este convertidor debía poder proveer de energía a la memoria,
microprocesador, driver y a la pantalla donde se visualiza la velocidad.
Como se puede sacar de la documentación de la Parte IV Datasheets las
corrientes máximas van a ser:
EPROM 30 mA
Micro 200 mA
Driver 25 mA
Pantalla 28 mA
-----------283 mA
-42-
Memoria. Diseño del prototipo
NOTA: en la pantalla se verá la velocidad a la que va el monopatín. Esta
velocidad se medirá a través de la frecuencia de pulsos que devuelven los sensores
de posición del rotor. El desarrollo de este sistema no se incluye en este proyecto.
Se debía elegir un convertidor DC-DC que pudiera aportar como mínimo
283 mA. El que se escogió tiene una corriente de salida de 1000 mA, una
tensión de salida de 5 V y en la entrada debía poder conectarse a unas
tensiones entre 27-42 V que son las tensiones máxima y mínima que
alcanzará la batería en su proceso de descarga, por lo que se escogió una
entrada de 18-72 V, lo cual es más que suficiente.
Las características de este conversor DC-DC se pueden ver en el Parte IV
Datasheets. Comentar también que se eligió un convertidor DC-DC frente a
un regulador lineal por el ahorro de energía.
3 Sistema de frenado regenerativo
3.1 Medidor de corriente (2 opciones)
3.1.1 Opción A
En primer lugar este sistema necesitaba un medidor de corriente, para el
cual se aprecian las diferencias entre el Esquema 4 y Esquema 5. El sistema
que en un principio se desarrolló fue de una manera más detallada el
siguiente:
-43-
Memoria. Diseño del prototipo
Esquema 7. Medidor de corriente (primera idea).
Este sistema lo que hace en resumen es coger como referencia la tensión
que hay en bornes de Rsense (proporcional a la corriente que pasa por el
motor), y manda al microprocesador una tensión proporcional la cual
indicará de 0-2.5 V que la corriente va hacia el motor, y de 2.5-5 V que la
corriente sale del motor hacia la batería o resistencia de frenado, es decir,
se está frenando convirtiéndose el motor en generador.
La idea de este sistema se cogió estudiando el proyecto de otro año de
Cristina Ruiperez 1 para esta misma escuela. La relación que se quiere
conseguir es la siguiente:
_________________
1
Ref. [9] de la bibliografía (proyecto fin de carrera año 2006-2007; ICAI-Universidad
Pontificia Comillas (Madrid)).
-44-
Memoria. Diseño del prototipo
Vout
(V)
5
2.5
0
-0.2
Vout =
0
0.2
Vrsense
(V)
5
× VRsense + 2.5 = 12.5 × VRsense + 2.5
0 .4
Gráfico 1. Relación tensión en bornes de Rsense y salida del medidor de corriente al
Microprocesador.
E. 5
Vout = Vi 2 ×
RF + RG
R2
R + RG
R1
R
×
+ Vref × F
×
− Vi 2 F
RG
R2 + R1
RG
R1 + R2
RG
Si RF = R2 y RG = R1
E. 6
Vout = VRsense ×
Haciendo similitud entre
RF
R
+ Vref = 2.5V + VRsense × F
RG
RG
E. 6 y la ecuación del Gráfico 1 sacamos
que
Vref = 2.5V para lo cual se escogió R3 = R4 = 1KΩ
-45-
Memoria. Diseño del prototipo
Estas resistencias, R3 y R4, debían de ser de gran precisión para dar una
salida de la medida de la corriente con un error muy pequeño.
Basándonos en la ecuación E. 6 pasamos a la elección del valor de las
resistencias a poner en este sistema de medición de la corriente que pasa
por el motor:
pendiente =
5
5 KΩ
R
= F =
R2 = RF = 5KΩ y R1 = RG = 400Ω
0.4 RG 400Ω
NOTA: Para más información acerca de este sistema consultar referencia
bibliográfica 1 .
Por cuestiones de disponibilidad, R1 y RG serían cada una la suma de 2
resistencias en serie de 200 Ω cada una.
Según las especificaciones del driver, por Rsense no pueden caer más de
3V, y al mismo tiempo se quiere que se caliente lo menos posible, que
tenga que disipar la menor cantidad de potencia posible, de ahí y
atendiendo a las resistencias que hay disponibles en el mercado, se eligió
una de 0.01Ω:
2
PRsense = I max
× Rsense = 16.40 2 × 0.01 = 2.69 w
VRsense (max) = I max × RSense = 16.40 × 0.01 = 0.164V < 3V
_____________
1
Ref. [9] de la bibliografía (Proyecto fin de carrera año 2006-2007; Universidad Pontificia
de Comillas-ICAI (Madrid).
-46-
Memoria. Diseño del prototipo
Siendo la corriente máxima que pasa por el motor, según especificaciones
de éste, de 16.40A, la potencia que se disipará en esta resistencia será como
máximo de 2.69w, y la tensión máxima en bornes de la misma es de 3V.
Se confirma que Rsense = 0.01Ω
En cuanto a R8 y C1 del Esquema 6, se trata de un filtro paso bajo con
frecuencia de corte fc=1Khz:
Vout 2
Vout
1
fc=1Khz
f(Hz)
Gráfico 2. Filtro paso-bajo. Paso de la tensión en función de la frecuencia.
Este gráfico representa de una forma simplificada la salida de tensión Vout 2
en función de Vout y de la frecuencia. En un filtro ideal,
Vout 2
= 0 a partir de
Vout
la frecuencia de 1Khz.
E. 7
R8 =
1
2 × π × f c × C1
De la ecuación E. 7 y con el valor para la frecuencia de corte f c = 1000 Hz
se hace la elección de valores para la resistencia y el condensador del
filtro:
-47-
Memoria. Diseño del prototipo
C1 = 1µF R8 =
1
= 160Ω
2 × π × 1000 × 1 × 10 − 6
3.1.2 Opción B
La idea anterior de medidor de corriente, la cual se desarrolló
completamente, fue la que estuvo apunto de usarse en un principio, pero
en el último momento se decidió cambiar esto y simplificarlo, y aunque
quizás se encarecería un poco más, es un método más seguro que funcione
y probablemente más preciso:
+5V
Motor
Vout
Vout2 Microproce
sador
Driver
Ip=Imotor
Transductor
efecto Hall
de
corriente
Esquema 8. Medidor de corriente con Transductor de corriente efecto Hall. Configuración
I pn = ±25 A .
-48-
Memoria. Diseño del prototipo
Las características del transductor de corriente efecto Hall se pueden
encontrar en la Parte IV Datasheets de este documento. Una breve
explicación de su funcionamiento se da a continuación:
El dispositivo usado es un LTS 25-NP el cual puede medir según la
conexión de los pines 1-2-3 y 4-5-6 diferentes corrientes. Como se aprecia
comparando la conexión de estos pines en el Esquema 8 y la información
que se da en la documentación incluida en el Parte IV Datasheets, el
dispositivo está preparado para medir corrientes entre +25 A y -25 A.
Este dispositivo da en la salida una tensión (Vout2) proporcional a la
corriente que lo atraviesa a través de los pines 1-2-3 y 4-5-6. Esta tensión
será positiva si Ip fluye de los terminales 1-2-3 a los terminales 6-5-4. La
función que relaciona esta corriente con la tensión Vout2 es la siguiente:
Vout2 (V)
4,5V
3,125
2,5V
1,875
0,5V
-Ipmax
-25A
25A
Ipmax Ip (A)
Vout 2 (V ) = 0,025 × I p ( A) + 2,5
Gráfico 3. Relación Vout2 Vs. Ip del transductor de corriente efecto Hall.
-49-
Memoria. Diseño del prototipo
Ésta es la adecuada relación que se debe de utilizar según especificaciones
del transductor de corriente, sin embargo se observa que el rango de
medida es muy pequeño y va solamente de 1,875 V a 3,125 V. En realidad
a 16,40 A le corresponde una salida de 2,91V y a -16,40 A le corresponde
una salida de 2,09 V lo cual da un rango de solamente 0,82 V de diferencia
entre la máxima y la mínima corriente que se va a medir.
Esto llevó a plantearse el uso de otra relación de medida del transductor
de corriente para aprovechar al máximo sus capacidades. Así se llegó a la
conclusión de que la mejor opción era la de usarlo con la configuración
I pn = ±8 A , la cual corresponde al siguiente esquema:
+5V
Motor
Vout2
Vout
Microproce
sador
Driver
Ip=Imotor
Transductor de corriente
efecto Hall
Esquema 9. Medidor de corriente con Transductor de corriente efecto Hall. Configuración
I pn = ±8 A .
-50-
Memoria. Diseño del prototipo
Esto da lugar a la siguiente gráfica Ip-Vout2:
Vout2 (V)
4,5V
3,125
2,5V
1,875
0,5V
-25,6
-8
8
25,6 Ip (A)
Vout 2 (V ) = 0,078125 × I p ( A) + 2,5
Gráfico 4. Relación Vout2 Vs. Ip del transductor de corriente efecto Hall. Relación
I pn = ±8 A .
Con esta configuración se consigue un mayor margen y precisión en la
medida siendo el voltaje correspondiente a 16,40 A de 3,78125 V y para
-16,40 A de 1,21875 V, habiendo una diferencia entre ambas medidas de
2,5625 V, con lo cual se permite obtener la medida de la corriente con una
mayor precisión que con la anterior configuración.
Con respecto a la resistencia R8 y al condensador C1, se trata de un filtro
paso bajo con frecuencia de corte fc=1Khz, de igual manera que se hizo en
la Opción A. El criterio de selección de los valores para R8 y C1 es el
mismo que para dicha opción.
-51-
Memoria. Diseño del prototipo
3.2 Medidor de tensión
El sistema de frenado también necesita la lectura de la tensión a la que se
encuentra la batería. Este sistema se puede apreciar tanto en el Esquema 3
como en el Esquema 4 y Esquema 5 como el siguiente:
Batería
Vin
R1m
Vout
Microproces
ador
R2m
Esquema 10. Medidor de tensión de la batería.
Como la tensión de la batería oscilará entre un mínimo de 27 V y un
máximo de 42 V, y el microprocesador acepta como máximo una tensión
de 5 V, se tenía que reducir esta tensión a una admisible por el micro. Esto
se realizó con el divisor de tensión del Esquema 10. Para facilitar la
relación se hizo coincidir que 50 V de la batería fuesen 5 V para el micro,
es decir:
Vin = 50V → Vout = 5V
Con esta condición el procedimiento fue el siguiente:
E. 8
5 = 50 ×
R2 m
R + R2 m
→ 1m
= 10
R1m + R2 m
R2 m
De la ecuación E. 8 se decidió el uso de las siguientes resistencias:
-52-
Memoria. Diseño del prototipo
R1m = 9 KΩ y R2 m = 1KΩ
Las cuales cumplen la relación de la ecuación.
3.3 Desarrollo e implementación del sistema de frenado regenerativo
Posteriormente se pasó al diseño del sistema de frenado, el cual simplifico
en el esquema siguiente:
Batería
DC
Mem. Driver
Motor
DC
Imotor
Señal
frenado
Vbatería
Microprocesador
Rfrenado
Esquema 11. Representación simplificada del sistema de frenado regenerativo.
Antes de explicar el esquema, recordar que, al igual que en el proceso de
aceleración, éste pasará por una primera etapa de prueba en la que el
usuario decide la velocidad y no el par de frenado. De esta manera, se
frenará si el usuario decide que quiere ir a una velocidad menor a la que
en ese momento va. Para explicarlo desde la Figura 3, supongamos que
vamos a una velocidad constante y en un cierto momento decidimos pasar
a una velocidad menor (queremos frenar), entonces en este momento el
-53-
Memoria. Diseño del prototipo
usuario reducirá el factor de PWM de manera que VPWM-Em<0 y en este
momento la corriente va en sentido opuesto, es decir, hacia la batería (el
motor se ha convertido en generador aprovechando la energía de
frenado).
Ahora sí, este esquema lo que trata de representar es lo siguiente:
En primer lugar aclarar que el único tipo de freno que tendrá este
monopatín será el freno motor, el cual se considera suficiente dado las
velocidades que se van a alcanzar con este monopatín. La idea es la de
aprovechar el proceso de frenado para cargar la batería, ya que en este
momento, como ya se ha dicho, el motor se vuelve generador y el sentido
de la corriente se invierte y va hacia la batería. Este proceso debe ser
controlado ya que la batería tiene un proceso de carga determinado, de
manera que la corriente que se le puede dar no es la misma en todo
momento, y cuando ya esté cargada, se debe parar de intentar cargarla. Es
decir, el proceso de carga sigue una curva, en donde la intensidad que
acepta la batería depende del nivel de carga que ésta tenga.
De esta manera, a través de la lectura de la tensión de la batería y de la
corriente que atraviesa el motor seremos capaces de saber cuán cargada
está la batería (se explica cómo en los siguientes puntos) y así saber en el
proceso de frenado cuánta de la corriente que sale del motor puede
atravesarla y qué otra proporción se debe disipar por la resistencia de
frenado. En función de esto se generará un PWM (que llamaremos
PWMfrenado) de un factor de servicio determinado basándonos en algo
parecido a cuando se explicó el sistema de control de la velocidad. Esta
señal está representada en el Esquema 11 como “Señal frenado” y como se
ve es la señal de entrada a un transistor que funcionará como interruptor.
-54-
Memoria. Diseño del prototipo
3.3.1 Obtención de la curva de carga
Para la obtención de esta curva se pasó al laboratorio para hacer una serie
de ensayos con la batería. Para ello se puso a ésta a un proceso de carga
normal con el apropiado cargador para esta batería, sacándose como
medidas cada 60 segundos los valores de corriente y tensión de la batería.
Estos datos se pueden ver en la sección Resultados/Experimentos de este
documento.
Con los datos obtenidos se calculó el nivel de carga de la batería para cada
medida que se realizaba de la siguiente manera:
Imaginemos que tomamos ‘n’ medidas en intervalos ‘ ∆T ’ (en este caso
cada 60 segundos):
Tensión (V)
Corriente (mA)
ε (mAh)
1
v1
I1
ε1 = 0
2
v2
I2
ε 2 = ε1 + I 2 *
∆T
60
3
v3
I3
ε 3 = ε 2 + I3 *
∆T
60
…………..
…………..
………….
n
vn
In
Medida
nº
....................
ε n = ε n−1 + I n *
-55-
∆T
60
Memoria. Diseño del prototipo
Como resultado se obtuvo esta curva de carga:
Carga
6
5
I(A)
4
3
Carga
2
1
0
0
2000
4000
6000
8000
10000
Epsilon (mAh)
Gráfico 5. Proceso de carga de la batería SLPB 75106100.
Hay que hacer notar que en el ensayo se ha supuesto que la carga se ha
empezado con la batería descargada totalmente, lo cual, aunque
aproximado, no es cierto, ya que la batería corta la descarga cuando llega a
cierto nivel. Si la batería se llegase a descargar del todo hasta nivel 0 de
carga, ésta se estropearía y ya no serviría más. Por lo tanto, aunque al
principio no se encuentre en su nivel 0, como es el nivel más bajo que se
podrá alcanzar de descarga, a efectos prácticos de lo que intentamos
conseguir podemos considerarlo como un 0.
Observando el Gráfico 5 notamos dos tramos diferenciados en el proceso
de carga, los cuales se pueden aproximar a las 2 rectas que siguen:
Recta nº 1-
I ( A) = -3,41746E - 05 × ε (mAh) + 5,25556959
La aproximación de esta recta tiene un R 2 = 0,976 (buena aproximación) y
es válida para ε ∈ [0;6345]mAh .
-56-
Memoria. Diseño del prototipo
Recta nº 2-
I ( A) = -0,00345545 × ε (mAh) + 26,6500861
La aproximación de esta recta tiene un R 2 = 0,981 (buena aproximación) y
es válida para ε > 6345mAh .
Con estas dos ecuaciones podemos calcular en todo momento, en función
de lo cargada que esté la batería, la corriente que ésta aceptará que le
metamos para así cargarla. De todas formas aún nos quedan por
determinar las ecuaciones que nos digan el nivel de carga de la batería.
Antes de seguir con el siguiente ensayo, por razones de rangos de
números a la hora de programar en el microprocesador, se tuvo que pasar
a unitarias todo lo anterior (hay que cambiar las referencias a las rectas).
De esta manera, se escogieron las siguientes bases atendiendo a las
características del motor:
Bases Ub = 37V
Ib = 16 A
Sb = Ub × Ib = 592VA
Zb =
Ub 2
= 85,6Ω
Ib
Partiendo de estas bases, las 2 ecuaciones que se han obtenido han sido:
Recta nº 1(pu) I ( pu ) = −0.034 × ε ( puh) + 0.33
La aproximación de esta recta es válida para ε ∈ [0;0.397] puh .
Recta nº 2(pu) I ( pu ) = −3.456 × ε ( puh) + 1.67
La aproximación de esta recta es válida para ε > 0.397 puh .
-57-
Memoria. Diseño del prototipo
3.3.2 Obtención de las curvas de descarga
En el uso del monopatín es necesario que en todo momento se estén
tomando medidas de la tensión de la batería y de la corriente que sale o
entra al motor de manera que se pueda calcular de alguna manera el nivel
de carga de la batería. Estas medidas de la tensión y de la corriente se
harán como se explicó anteriormente en las secciones 3.1 y 3.2 de este
capítulo.
Para obtener las ecuaciones que nos diesen el nivel de carga en función de
ésta corriente y ésta tensión, se llevaron a cabo en el laboratorio una serie
de ensayos de descarga de la batería:
Con el siguiente esquema de conexionado, se tomaron las medidas de
tensión V(V) y de la corriente I(A) en intervalos de ‘ ∆T ’:
Batería
I (A)
+
Voltímetro
Vi
V
-
Amperímetro
I
Esquema 12. Conexionado para ensayos de descarga.
NOTA:
El
esquema real
de
montaje
se
puede
ver
Recursos/herramientas empleadas de este capítulo, fotografía 4.
-58-
en
la sección
Memoria. Diseño del prototipo
La ecuación que cumple este esquema es la siguiente:
E. 9-
V = Vi − R1 × I
Por otro lado, la tensión Vi de la batería depende del nivel de carga que
ésta tenga de esta manera:
E. 10-
Vi = me × ε + be
Representando ε el nivel de carga de la batería en [mAh].
Ensayo nº 1
Los
resultados
de
este
ensayo
se
pueden
ver
en
la
sección
Resultados/Experimentos de este documento.
En este ensayo ∆T = 60 segundos, es decir, se tomó registro de las medidas
a intervalos de 60 segundos. Por otro lado la resistencia R2 se fue variando
para tener una descarga con corriente constante de 7,5 A.
Con esto lo que se hizo fue calcular, de la misma manera que en el ensayo
de carga, la ε (mAh) y se dibujó en una gráfica en función de la tensión de
la batería:
-59-
Memoria. Diseño del prototipo
Característica de descarga
Tensión batería (V)
41
39
37
1C(7,469A)
35
33
31
0
2000
4000
6000
8000
Capacidad descarga (mAh)
Gráfico 6. Descarga de la batería a una intensidad constante de aproximadamente 7,5 A.
Esta curva se puede aproximar a la ecuación de una recta de la siguiente
forma:
E. 11-
Vbat = me1 × ε + be1
Sustituyendo valores:
Recta descarga nº1 - Vbat (V ) = -0,00087 × ε (mAh) + 39,15
Por las mismas razones y utilizando las mismas bases que en el caso de las
curvas de carga, se ha pasado esta recta a valores unitarios:
Recta descarga nº1 (pu) Vbat ( pu ) = −0,374 × ε (puh) + 1.06
La aproximación de esta recta tiene un R 2 = 0,971 con lo cual es una buena
aproximación.
-60-
Memoria. Diseño del prototipo
Ensayo nº 2
Los
resultados
de
este
ensayo
se
pueden
ver
en
la
sección
Resultados/Experimentos de este documento.
Ya que esta descarga iba a ser más rápida que la anterior, en este caso se
tomó ∆T = 15 segundos, es decir, se tomó registro de las medidas a
intervalos de 15 segundos. Por otro lado la resistencia R2 se fue variando
para tener una descarga con corriente constante de 15 A.
Procediendo de la misma manera que en el ensayo anterior, se obtuvo la
siguiente curva:
2C (15,07 A)
39
Tensión batería (V)
38
37
36
2C (15,07 A)
35
34
33
32
31
0
2000
4000
6000
8000
Epsilon (m Ah)
Gráfico 7. Descarga de la batería a una intensidad constante de aproximadamente 15 A.
En este caso, la ecuación de la recta que aproxima la relación entre los
datos tiene la siguiente forma:
E. 12-
Vbat = me2 × ε + be2
Sustituyendo valores:
-61-
Memoria. Diseño del prototipo
Recta descarga nº2-
Vbat (V ) = -0,00072 × ε (mAh) + 37,74
Y pasando a unitarias:
Recta descarga nº2 (pu) Vbat ( pu ) = -0,309 × ε (puh) + 1,02
En este caso la aproximación tiene un R 2 = 0,985 , con lo cual es también
una buena aproximación.
Representación de las 2 curvas juntas
Si representamos las dos curvas juntas:
Comparación entre las 2 descargas
Tensión batería (V)
42
40
38
C1 (7,5A)
36
C2 (15A)
34
32
30
0
1000
2000
3000
4000
5000
6000
7000
8000
Epsilon (mAh)
Gráfico 8. Comparación entre las 2 descargas.
Con esto se observa que tienen bastante paralelismo. Esto también se
puede apreciar comparando las pendientes de ambas rectas de
aproximación, viéndose que son muy similares.
-62-
Memoria. Diseño del prototipo
Comparando ecuaciones E. 9 y E. 10 con ecuaciones E. 11 y E. 12 y los
respectivos valores que las variables de estas 2 últimas ecuaciones
adquieren en las ecuaciones de las rectas, se obtiene el siguiente sistema:
•
•
be1 = be − R1 × I1
be2 = be − R1 × I 2
Sustituyendo valores (en magnitudes reales):
•
•
39,153 = be − R1 × 7,469
37,739 = be − R1 × 15,07
De aquí se saca como resultado be = 40,542 y R1 = 0,186Ω
Y por otro lado aproximamos me =
me1 + me2
me = −0,000791
2
Con esto se obtiene la primera ecuación que nos dará el nivel de carga de
la batería en función de la tensión de esta y de la corriente que circule a
través del motor:
E. 13-
De aquí:
V = −0,000791× ε + 40,542 − 0,186 × I
Ec.1 ε 1 (mAh) = 7500 + 1264,22 × (V (V ) − 40,542 + 0,186 × I ( A))
NOTA: ε 1 representa el nivel de carga de la batería según una primera ecuación
que se ha deducido (Ec.1). Por otro lado 7500(mAh) se mete en la ecuación porque
de la ecuación E. 13 en realidad lo que sacamos es, si observamos las gráficas de
descarga, la cantidad de energía que se ha sacado de la batería (ya que estas
-63-
Memoria. Diseño del prototipo
gráficas de descarga empiezan con ε = 0 cuando en realidad están cargadas), con
lo que si queremos tener como resultado el nivel de carga de la batería debemos
restar a 7500 (según especificaciones de la batería, este es su nivel de carga cuando
está al máximo) el resultado que salga de la ecuación E. 13, y así obtenemos la
Ec.1.
Para la programación en el microprocesador de estas ecuaciones, debemos
pasar éstas a valores unitarios. Así queda:
•
1,058 = be − R1× 0,467
•
1,02 = be − R1× 0,942
De aquí deducimos be = 1,095 y R1 = 0,08 pu
Y por otro lado aproximamos me =
me1 + me2
me = −0,342
2
Por lo tanto nos queda una ecuación en unitarias que nos dará cuán
cargada está la batería en [puh] a partir de los datos de la tensión de la
batería y de la corriente que atraviesa el motor, ambas también en [pu]:
Ec.2 ε 1 ( puh) = 0,469 + 2,92 × (V ( pu ) − 1,095 + 0,08 × I ( pu ))
3.3.3 Algoritmo del frenado regenerativo
Para el algoritmo de frenado, se trabajará en unitarias, así que se hará uso
de las correspondientes ecuaciones en [pu] que se han obtenido en los
apartados anteriores.
-64-
Memoria. Diseño del prototipo
Por otro lado, también podemos obtener el nivel de carga de la batería
integrando, es decir, el microprocesador va a tomar las medidas de tensión
y corriente de una manera periódica cada intervalo de tiempo ‘ ∆T ’, por lo
que de esta manera se puede plantear que con programación se haga a
cada vuelta una integración de este tipo:
ε 2 (medidaK ) = ε 2 (medidaK −1 ) − I × ∆T (con I en [pu] y ∆T en horas)
De esta manera, a cada vuelta a intervalos de ∆T el valor del nivel de
carga de la batería ε 2 se incrementa en un valor correspondiente al
producto entre la intensidad medida y el intervalo de tiempo en el que se
hacen las medidas. En caso de que la corriente vaya hacia el motor (la
batería se está descargando), el valor de la corriente I será positivo, y en
caso contrario negativo. Hay que decir que esta idea pretende ser solo una
primera noción de la programación que posteriormente se integrará en el
microprocesador. El código completo puede verse en la sección
Código fuente de la Parte I de este documento.
Se observa por otra parte que según este código, esta forma de calcular el
nivel de carga, ε 2 tendrá que tomar un valor inicial cuando acabamos de
cargar la batería. Esto se hace detectando cuando se pone a cargar, y en ese
momento justo después de cargar la batería en una primera pasada por el
algoritmo ε 2 tomará el valor que le de ε 1 (pero insistiendo en que solo la
primera vez después de cargar la batería).
Con estas dos formas de calcular el nivel de carga de la batería se pondera
a un valor único del nivel de carga de esta manera:
-65-
Memoria. Diseño del prototipo
E. 14
ε = p × ε1 + (1 − p) × ε 2
En donde ‘p’ tomará un valor en función de la importancia que se le de a
cada método de cálculo de la energía de la batería. Por falta de tiempo en
la realización de este proyecto, se ha dejado para un futuro trabajo la
realización de los pertinentes ensayos para valorar y dar un valor a ‘p’, y
en lo que concierne a este proyecto, se le ha dado el valor de ‘p=0,5’.
De esta manera, una vez se tiene el valor de ε , éste se introduce en la
ecuación de la Recta nº1 (pu) o Recta nº2 (pu) (dependiendo de en que parte
de la curva de carga nos encontremos) de la sección 3.3.1 de este capítulo,
y así obtenemos el valor de la corriente que puede atravesar a la batería en
ese momento para así cargarla. En función de la corriente que pueda
atravesarla, el algoritmo generará un PWM con un factor de servicio u
otro.
3.3.4 Desarrollo del sistema para la placa PCB (2 opciones)
Como se aprecia en la diferencia entre el Esquema 4 y el Esquema 5 el
sistema de frenado primero se pensó de una manera pero posteriormente
se cambió por razones que ya explicaré más adelante.
Por otro lado, en el punto 3.3 se supuso que el sistema de frenado
funcionaba con un simple transistor. Aquí se verá que este sistema es algo
distinto (aunque la idea es la misma).
-66-
Memoria. Diseño del prototipo
3.3.4.1 Opción A (frenado con mosfet)
En un primer lugar se pensó y se desarrolló como se indica en el siguiente
esquema:
PWM
frenado Microproce
sador
Esquema 13. Sistema de frenado con Mosfet.
Lo que está dentro de la línea de puntos corresponde a lo que irá en la
placa PCB. La resistencia de frenado se conectará a la placa a través de un
conector de potencia cuyas características se adjuntan en la Parte IV
Datasheets. A continuación se explica este esquema:
El microprocesador en función de los valores de tensión de la batería y
corriente que atraviesa el motor, información que le llega por medio de un
convertidor A/D que posee el micro, manda una señal de frenado en
forma de PWM con un factor de servicio previamente calculado que
dependerá de la corriente que en ese momento acepte la batería (calculado
como se indica en los puntos 3.3.1 y 3.3.2) con el fin de que la tensión
media de este PWM haga que la corriente que no puede atravesar la
batería pase por la resistencia de frenado.
-67-
Memoria. Diseño del prototipo
PWM
frenado
Este interruptor
Vrfren
representa el mosfet
cierra cuando el PWM
Vrfren
media
y
está a 1 y abre cuando está
a0
Id
Id media
Figura 4. Intensidad que atraviesa la resistencia de frenado en función del factor de servicio
del PWM de frenado.
E. 15
E. 16
Idmedia =
Idmedia = Im− Ib
Vrfrenmedia Vcc × FactorServicio
=
Rfren
Rfren
Según ecuación E. 15 Idmedia debe ser igual a la corriente que sale del
motor (Im) menos la máxima corriente que acepta la batería en el estado
de carga en el que se encuentra (Ib).
Una vez obtenemos Idmedia según lo anterior, podemos relacionar este
valor con el factor de servicio necesario a través de la ecuación E. 16.
Todo esto es en resumen lo que pretende hacer este circuito. Los
condensadores C1, C2 y C3 tienen la función de filtrar la entrada y que
-68-
Memoria. Diseño del prototipo
entre con el menor ruido posible. Unos valores óptimos podrían ser
C1 = 100nF , C2 = 2,2µF y C3 = 100nF .
El mosfet que se eligió es de canal N. En nuestro caso nos interesa el
funcionamiento del mosfet como interruptor. Para estas aplicaciones el
objetivo es simplemente cerrar o abrir el mosfet. Esto se aprecia mejor en
la siguiente figura:
Figura 5. Mosfet como interruptor.
Un esquema básico de conmutación para transistores mosfet de canal N,
así como el listado de ecuaciones para su cálculo es el siguiente:
-69-
Memoria. Diseño del prototipo
Esquema 14. Esquema básico de conmutación para transistores mosfet de canal N.
Fórmulas:
ID =
VCC
( RC + rd _ on)
VGSmin = VT +
ID
K
VGG ≥ VGS min
RG > 1MΩ
PT = ID 2 × rd _ on
El factor
K también conocido como Transconductancia, representa la
relación entre ID y VGS (tensión entre Compuerta y Fuente) y se mide en
A / V 2 , siendo el equivalente del HFE en transistores BJT.
-70-
Memoria. Diseño del prototipo
En este esquema, el interruptor que se representa a la salida de VGG no
será más que el PWM de frenado que viene del microprocesador. Se
puede ver la similitud entre el Esquema 13 y el Esquema 14.
En este esquema, se decidió poner una resistencia RG = 1MΩ . En el
Esquema 14 RC es el equivalente a RFREN del Esquema 13 y rd_on es la
resistencia interna del mosfet cuyo valor viene en la hoja de características
como rd _ on = 0.22Ω (ver en Parte IV Datasheets como RDS(on) = 0.22 Ω en
la hoja de características del mosfet).
Según estas fórmulas, ID =
42
VCC
=
= 16,40 .
( RC + rd _ on) RC + 0,22
Para esta fórmula se ha utilizado el máximo valor que puede alcanzar
VCC de la batería y la máxima corriente que pasará al motor (16,40 A). de
aquí:
RC = R fren = 2,34Ω
La cual disiparía una potencia máxima de 630W, demasiado alta. Por esta
razón se decidió limitar el frenado a una corriente de 10 A (IDmax en
frenado = 10 A). Con este nuevo valor, se obtiene que:
ID =
42
VCC
=
= 10 RC = R fren = 3,98Ω ≈ 4,4Ω ( RC + rd _ on) RC + 0,22
ID_max=9,1A
Esta resistencia disipa una potencia de PRfren = 9,12 × 4,4 = 363W , siendo esta
potencia aceptable.
-71-
Memoria. Diseño del prototipo
Así, para la resistencia de frenado Rfren se escogió poner 2 resistencias en
serie de 2,2 Ω , pudiendo disipar cada una de ellas con un disipador de
calor estándar (este disipador de calor será la base de aluminio del
monopatín) una potencia de 100W, lo que suma un poder de disipación
de 200W.
Estos 200W de capacidad de disipación se consideraron suficientes ya que
se está teniendo en cuenta que el individuo no va a estar frenando a
máxima potencia durante mucho rato ni siempre frenará a máxima
potencia. Por otro lado tampoco se cogió una resistencia con más
capacidad de disipación porque se hacían demasiado grandes. (ver Parte
IV Datasheets para características de estas resistencias-la que se escogió fue
la HS100).
Por otro lado, para proteger al mosfet y al micro de picos de corriente se
decidió incorporar un driver de puerta el cual detecta si se sobrepasa una
corriente determinada y cierra el paso de ésta. Este driver está
representado en el Esquema 13 como IC1. Este driver es el IR2121, cuyas
características pueden verse en la Parte IV Datasheets de este documento.
En este driver, el pin CS es el pin usado para medir la corriente. Cuando
el voltaje en el pin CS alcanza los 230 mV, éste detectarla la condición de
exceso de corriente. En este momento, el driver esperará un tiempo
correspondiente al blanking time (500 ns) para filtrar un posible pico por
ruido. Si después de este tiempo el voltaje en CS sigue siendo superior a
los 230 mV el driver actuará para proteger al mosfet y al micro. Este
voltaje será detectado a través de la resistencia RCS que se ve en el
Esquema 13. Teniendo en cuenta esto y sabiendo que la máxima corriente
-72-
Memoria. Diseño del prototipo
que soporta el micro es de 20 mA se calcula el valor de la resistencia RCS
de la siguiente manera:
RCS=
230mV
=11,5Ω
20mA
Por otro lado la resistencia RQ se elige para minimizar el tiempo de
actuación. Esta resistencia no se llegó a calcular debido a que se optó por
quitar este driver y en lugar de usar un mosfet usar un BJT (como se
aprecia en la diferencia entre los esquemas 4 y 5).
3.3.4.2 Opción B (frenado con BJT)
Este cambio se realizó debido a que la alimentación que precisaba este
driver era de unos 12 V (valores de uso recomendados de entre 7 y 23 V
para la alimentación de este driver), los cuales no los disponemos ya que
el convertidor DC/DC da una tensión reducida de la batería de 5V y no
de 12V. El mosfet era una mejor opción que la de usar un BJT debido a
que actúa con más calidad como interruptor, pero el uso del BJT permitió
quitar el driver de puerta y solucionar de esta manera el problema de la
alimentación de 12 V.
Al final, como ya se ha dicho, se optó por cambiar el esquema y usar un
BJT darlinton como se indica en el siguiente esquema:
-73-
Memoria. Diseño del prototipo
Vcc1=5V
Vin2
Ic
Q2
Microproc Vin1
esador
Q1
Ib1
Ib2
[/] hfe1=8000
Vcc2=42V
[/] hfe2=300
Esquema 15. Sistema de frenado con BJT
La función que va a realizar este sistema es la misma que la del anterior
esquema (Esquema 13), lográndose con esto un frenado regenerativo, sin
embargo, aunque parecida, la forma de llevar a cabo esta función tiene
una serie de diferencias que se explican a continuación:
El microprocesador manda una señal de PWM con un factor de servicio
que queda determinado por la corriente que se quiere que Rfren disipe,
como se explicó con anterioridad.
Hay que explicar que el transistor Q1 se ha puesto para bajar la corriente
que sale del microprocesador por debajo de los 20mA (máxima corriente
que puede soportar el micro), ya que se puede comprobar que sin él, la
corriente que tendría que salir del micro para saturar el transistor Q2 sería
de unos 40mA. Con esta configuración se verá que la corriente queda
limitada a unos 0,1mA.
-74-
Memoria. Diseño del prototipo
Las siguientes ecuaciones del BJT son las que hay que tener en cuenta:
Vin = I B ( sat ) × RB + 0,6
y
I B ( sat ) =
VCC
β × RC
Con estas ecuaciones, seguimos de la siguiente manera:
. Pmax_ disipada = U max × I max = 42 × 16,40 ≈ 680W Esta potencia es demasiado
alta, por lo tanto, al igual que en el caso anterior, se decidió limitar la
corriente Ic para el frenado a I C ≤ 10 A , de esta manera:
. Pmax_ disipada = U max × I = 42 × 10 ≈ 420W Esta potencia ya es aceptable
De esta manera se calculó la Rfren necesaria:
R frenado =
42
422
= 4,2 ≈ 4,4Ω Pmax_ disipada =
= 400W
10
4,4
ID_max=9,54 A
Tal y como en el caso anterior, para la resistencia de frenado Rfren se
escogió poner 2 resistencias en serie de 2,2 Ω , pudiendo disipar cada una
de ellas con un disipador de calor estándar (este disipador de calor será la
base de aluminio del monopatín) una potencia de 100W, lo que suma un
poder de disipación de 200W.
Como en el caso anterior las resistencias son ambas de la colección Arcol
HS100 (ver Parte IV Datasheets para características de estas resistencias-la
que se escogió fue la HS100).
-75-
Memoria. Diseño del prototipo
Por otro lado, dado que se quiere limitar la corriente de frenado a 9,54A,
el factor de servicio del PWM que controla la velocidad del motor, es
decir, del que se habló al principio cuando se explicó la parte que controla
la velocidad del motor (no confundir con el PWM que controla la apertura
y cierre de los transistores del sistema de frenado), queda limitada a un
mínimo. De este factor de servicio mínimo no nos tendremos que
preocupar porque al final lo que el usuario decidirá a través del puño
acelerador no será la velocidad que quiere, sino el par (en este caso par de
frenado) que busca, es decir, decidirá la corriente con la que quiere frenar
(y de una manera indirecta se irá variando el factor de servicio del PWM
con el fin de conseguir esa corriente – esto se explica en el punto 4 de este
capítulo). Así, el microprocesador se programará de tal manera que
relacione el tope en la maneta con una corriente que pide el usuario de
9,54A.
Con respecto al resto de elementos del Esquema 15:
[x]-Según especificaciones de Q1, Ic_max=1A vamos a poner Ic1=0,8A
RB 2 =
5
= 6,25Ω RB 2 = 6,8Ω I C1 = 0,74 A
0,8
[x]- I B1( sat ) =
5
= 0,092mA < 20mA dentro de especificaciones
8000 × 6,8
[x]- Vin1 = I B1 × RB1 + 0,6 5 = 0.092 × 10 −3 × RB1 + 0,6 RB1 = 47,9 KΩ se
coge una resistencia de RB1 = 47 KΩ I B1 = 0,094mA > I B1( sat )
[x]- I B 2( sat ) =
42
= 31,81mA
300 × 4,4
[x]- 5 = 31,81× 10 −3 × (6,8 + RB 3 ) + 0,6 6,8 + RB 3 = 138,29Ω RB 3 = 131,49Ω
se cogió una resistencia de RB 3 = 130Ω I B 2 = 32,16mA > I B 2( sat )
-76-
Memoria. Diseño del prototipo
4 Ajuste del control del par
En este momento se trabajó en el diseño de un PI 1 para integrar el mismo
en un micro PIC para el ajuste del control del par. Este PI se programará
en lenguaje C en el micro. De esta manera se pasa a una segunda fase en
este proyecto en la que el usuario, a través de la maneta de aceleración, no
decide la velocidad a la que quiere ir, sino que decide el par que quiere
conseguir (un símil sería la aceleración de un coche en la que con el pedal
no decides la velocidad sino que abres o cierras más la admisión de
gasolina (en este caso la corriente sería nuestra gasolina)) mejorando de
esta manera el control que el usuario tiene sobre el monopatín, siendo éste
un control más intuitivo. La idea de todo esto se ilustra en el siguiente
esquema:
ω
1
xK
16A
Iref
ei
u*
PI
-10A
+
u
Micro
Vref
PWM PWM
Planta
Motor
-
Esquema 16. Ajuste del control del par.
__________________
1
vvolt
Ref: [2] y [3] de la bibliografía (regulación automática).
-77-
i
||
Ireal
Memoria. Diseño del prototipo
Como se ve en el esquema anterior, y como ya se explicó el por qué más
atrás, la corriente de frenado se limitará a unos 10A (se representan con
signo negativo en el esquema).
En este esquema, Iref es la corriente que el usuario pide al darle a la
maneta de aceleración del patinete y Ireal es la corriente que en realidad
estamos consiguiendo. Sin este control, tal y como se explicó antes, al fijar
una VPWM (en este esquema se representa como “u=vvolt”), se fija una
corriente que irá disminuyendo a medida que se vaya aumentando o
disminuyendo la velocidad. Con este control lo que se conseguirá es
mantener esa corriente (y por tanto el par que el usuario está pidiendo)
variando de manera automática la tensión “u” en bornes del motor (esto
se hará variando el factor de servicio del PWM). Con el siguiente esquema
se entenderá mejor:
R
LS
i
+ E = f (ω )
u
Mot.
= K ×ω
-
ω = conocida
K = 0.0296
V
rad / s
Esquema 17. Esquema equivalente del motor Brushless DC. Ajuste del control del par
Por el momento se supondrá que ω es un dato conocido, ya que en un
futuro desarrollo que no concierne a este proyecto será posible tener este
dato.
-78-
Memoria. Diseño del prototipo
u* representa la diferencia u-E, lo cual como se verá nos simplificará los
cálculos. Para mantener una i=cte. se debe ir variando la tensión ‘u’ a
medida que E varía (ya que E = k × ω , al variar la velocidad E cambia)
para mantener u*=cte.
Para tal fin, imaginemos que estamos acelerando, por tanto estamos
pidiendo una determinada Iref. A medida que la velocidad aumenta, u*
disminuye y la Ireal con ella. Con este control se compara Iref-Ireal
obteniéndose un error ei que se debe reducir a cero –tarea que realizará
este control-. Con el PI este error se traduce en una u*. Posteriormente, por
medio de programación, se le sumará al valor de u* el de de K × ω con lo
que se obtendrá la tensión ‘u’ que es necesaria conseguir en bornes del
motor. Esta tensión ‘u’ que se quiere conseguir se traducirá en un factor de
servicio del PWM, obteniéndose al fin la tensión deseada. Resultado de
todo esto será un ajuste de la corriente Ireal, reduciendo de esta manera el
error ‘ei’ a cero.
Para el diseño del PI, que es lo que concierne a este proyecto, se procedió
de la siguiente manera:
Ecuación del motor de corriente continua i =
u*
R + SL
Para simplificar en los cálculos, como nosotros lo que buscamos son
variaciones de tensión y de corriente, también se puede ver de la siguiente
manera: ∆i =
∆u *
, y como ∆u* = ∆u , por el momento nos olvidamos
R + SL
de sumar a u* el valor de K × ω .
Planta del motor ∆i
1
1
14.5
=
=
=
−3
∆u * R + SL 0.069 + 0.129 × 10 S 1.87 × 10 −3 S + 1
-79-
Memoria. Diseño del prototipo
NOTA: los datos de resistencia y inductancia se pueden ver en las características
del motor en la parte de Datasheets. Por otro lado se desprecia el tiempo de
respuesta del micro, así el conjunto “micro y PWM” es un 1 en el Esquema 16.
Para este tipo de plantas, haciendo caso a las recomendaciones que se
indican en el libro de Regulación Automática de F. Luis Pagola, se han
tomado ϕm = 45º y ϕ PI = −10º .
[x]- ϕω 0 PI = −180 + 45 + 10 = −125º
[x]-
− 125 × π π
= − arctg (1.87 × 10 −3 ω ) ω = 374.44
180
2
[x]- Ap (ω ) =
14.5
1 + (1.87 × 10 −3 ) 2
= 14.49
[x]- Ac =
1
= 6 .9
Ap
[x]- I = −
1
1
=−
= 0.0151
ω × tg (ϕc)
374.44 × tg (−10º )
[x]- Kp = Ac × cos(ϕc) = 6.79
[x]- PI = Kp ×
SI + 1
0.0151S + 1
= 6.79 ×
SI
0.0151S
Con esto se ha diseñado un PI, que en un futuro habrá que implementar
en el sistema completo representado en el Esquema 16. Esta tarea se hará,
como ya se ha comentado antes, mediante programación en el micro PIC.
-80-
Memoria. Diseño del prototipo
5 Pruebas básicas de la placa PCB
Una vez se ha llegado a este punto del diseño, se pasó a imprimir la placa
PCB y a hacer las pertinentes pruebas.
5.1 Diseño de planos con Eagle v.4.09
Antes que nada, a partir del Esquema 5 se debían diseñar los planos
necesarios para encargar por fin la impresión de la placa PCB para hacer
las pruebas que se necesitasen. Estos planos se hicieron a partir del
programa Eagle 4.0 en su modo Board Layout, y para esto había que tener
en cuenta una serie de cosas:
•
El circuito se podría dividir en 2 partes, una de potencia (más
corriente) y otra de señal (corriente más pequeña). La parte de
potencia corresponde a la alimentación directa desde la batería de
37 V al motor, la conexión del medidor de corriente efecto Hall (que
mide la corriente que pasa por el motor que puede ascender a
16,40A) y la conexión de la resistencia de frenado (Rfren), la cual
puede ser atravesada con un máximo de 10A. Esta parte se puede
apreciar en el Esquema 5 como las vías más anchas del esquema. La
parte que denominamos de señal corresponde con el resto del
circuito. A más corriente las vías debían ser mas anchas, así que
previamente se debía calcular esta anchura necesaria.
•
Se debe ocupar el mínimo espacio posible, y debido a que hay en el
circuito parte de potencia (más corriente y por tanto vías más
anchas) y parte de señal (vías más delgadas), se intentaría localizar
toda la parte de potencia a un lado.
-81-
Memoria. Diseño del prototipo
Para calcular el ancho de las vías se partió de la siguiente tabla:
Tabla 3. Ancho vías - Corriente máxima
Ancho vías (pulgadas)
Corriente máxima (A)
0.020
0.7
0.025
1
0.05
2
0.1
4
0.15
6
A partir de esta gráfica por mínimos cuadrados se sacó la siguiente
relación:
E. 17
anchura (inch) =
1
× ( I ( A) + 0.105)
40.9
Con la anterior ecuación y teniendo en cuenta que la parte de potencia
había que diseñarla para poder soportar una corriente de 16.40A , y la
parte de señal no sobrepasaría el amperio o el medio amperio, se obtuvo
como anchura necesaria para las distintas partes:
•
Potencia aproximadamente 0.41”
•
Señal aproximadamente 0.016”
NOTA: Para la parte de potencia por la distancia reducida entre pines del driver,
medidor de corriente y transistor, hubo que reducir esta anchura hasta que
encajase de manera correcta sin tocarse las diferentes pistas ni tocar los pines
equivocados.
-82-
Memoria. Diseño del prototipo
El resultado final puede verse en el documento Planos como Board PCB
final (plano 4), el cual corresponde al del Esquema 5 (o plano numero 3).
En este documento de planos también se puede ver los esquemas que en
un principio se habían diseñado (planos 1 y 2).
5.2 Pruebas en laboratorio
Una vez impresa la placa PCB y soldados todos los componentes se pasó a
realizar las pertinentes pruebas en el laboratorio del sistema de control de
la velocidad. Dado que solo se quería probar una parte de todo el sistema,
solo se fabricó esa parte (la correspondiente al control de velocidad,
medida de corriente con sensor de efecto Hall y medida de la tensión de la
batería, sin incluir el sistema de frenado con transistores y resistencia de
frenado).
Dado que en un primer momento no funcionaba, se procedió en primer
lugar a repasar la placa en busca de posibles pistas cortadas o posibles
cortos debido a que 2 o más pistas se tocaban. Resuelto esto se comenzó
una tarea en la que paso por paso se fue siguiendo la secuencia de señales
que tenían que llegar hasta el motor, y en caso de que en un punto no
diese la respuesta esperada, se procedió a repasar el diseño para probar
posibles soluciones. El resultado final fue satisfactorio: introduciendo una
señal de PWM, se consiguió regular la velocidad del motor. El esquema de
montaje para los ensayos fue el siguiente:
-83-
Memoria. Diseño del prototipo
Conexión de la
placa
con
las
bobinas del motor
Señal
de
sensores
de
posición del rotor
Alimentación a 5V de
los sensores del rotor
Señal de PWM
desde micro
Sensor efecto Hall
Convertidor
de
tensión
(por la otra
cara de la
placa)
EEPROM
Alimentación del motor a
24 V (el cable en esta
foto está desenchufado
de la PCB)
Driver (por la otra
cara de la placa)
Conexión con las bobinas
del motor (el cable en
esta
foto
está
desenchufado de la PCB)
fotografía 1. Esquema de montaje para los ensayos.
Primeramente lo que se hizo fue alimentar la placa a 24 V desde una
fuente de tensión controlada de forma que los sensores del rotor, la
memoria y el driver quedaban alimentados a 5V (en un primer momento
no se conectó la placa con las bobinas del motor). Estos 24 V no se
cogieron de la batería por seguridad, ya que si ocurriese algún fallo, esta
batería no está protegida. Con esto lo que se comprobó fue el buen
funcionamiento de la señal de los sensores de posición del rotor y que
estas señales llegaban de forma correcta a los correspondientes pines de la
memoria. La señal de PWM para estos ensayos era dada desde otra placa
con su alimentación individual. La señal de los sensores era la buena,
alternando entre 5V y 0V en función de la posición del rotor.
Con las señales de entrada a la memoria correctas se comprobó que las
salidas cumplían lo que se indica en la Tabla 2. Estas salidas eran las
-84-
Memoria. Diseño del prototipo
correctas, y llegaban de forma correcta al driver. Posteriormente se
comprobó, según cuales eran los inputs al driver (outputs de la memoria),
si se cerraban los correspondientes transistores. En este punto se vió que
las salidas del diver no eran las correctas, con lo cual se pensó que un
posible fallo podría ser la alimentación del driver, ya que como se puede
comprobar, ésta no se deja bien clara en su hoja de características. De esta
manera se desconectó de la placa los pines correspondientes al GND y al
Vbias del driver y se conectó de manera independiente a una fuente de
tensión controlada de ICAI. Ahora con la tensión de alimentación del
driver a 12 V (no a 5V como estaba antes), se comprobó de nuevo su
funcionamiento, siendo ahora correcto. Una vez hechos estos arreglos y
comprobado que toda la secuencia de señales era la correcta, se conectó la
placa a las bobinas del motor y se dio tensión. El resultado fue que el
motor empezó a moverse, y regulando el factor de servicio del PWM la
velocidad variaba.
También se comprobó que el funcionamiento del sensor de corriente
efecto Hall y el divisor de tensión de la batería era el correcto. La
diferencia entre las tensiones que se debían obtener (una proporcional a la
corriente que atravesaba el motor y otra proporcional a la tensión de la
batería) y las tensiones que se midieron era de una magnitud despreciable.
Medida
Tensión batería
Corriente que atraviesa el motor
Valor real
24 V
2,5 A
Valor a medir
2,4 V
2,69 V
Valor medido
2,48 V
2,71 V
En esta tabla, valor a medir es la tensión que debería dar el divisor de
tensión y el medidor de corriente efecto Hall, y valor medido es la tensión
-85-
Memoria. Diseño del prototipo
real de salida de estos sistemas de medida. Estos valores (valores a medir)
se pueden comprobar con las ecuaciones que se dedujeron en los
apartados correspondientes de esta memoria (“Medidor de tensión” y
“Medidor de corriente (2 opciones)”, la “Opción B”).
6 Recursos / herramientas empleadas
Las herramientas que se han utilizado para el estudio y trabajo de este
proyecto han sido las siguientes:
Internet
En primer lugar se ha hecho uso constantemente de Internet como
herramienta de búsqueda y consulta de información. La página web que
se ha frecuentado más a menudo ha sido http://www.rsonline.es de la
empresa RS y http://es.farnell.com de la empresa Farnell, a las cuales se
les han hecho la mayor parte de los pedidos de los componentes
necesarios para este proyecto, conectores, convertidor DC/DC, etc.
Microsoft Word , Microsoft Excel y Microsoft Powerpoint
El Microsoft Word fue utilizado para la redacción de este proyecto,
Microsoft Excel para la realización de tablas y tratamiento de datos y el
Microsoft Powerpoint para dibujar los distintos esquemas que se ven a lo
largo de este documento, además de también utilizarse este medio para las
diversas presentaciones orales de este proyecto que se fueron realizando
conforme se avanzaba en el trabajo.
-86-
Memoria. Diseño del prototipo
Eagle v4.09 1
Otra herramienta empleada continuamente en este proyecto ha sido el ya
mencionado programa Eagle en su versión 4.09 para la realización de la
placa PCB. Con este programa han sido 3 las tareas que se han realizado:
1. En primer lugar conforme se iban escogiendo los componentes
necesarios para utilizar en la placa PCB se debía de asegurar de que estos
elementos estaban en la librería que viene por defecto en el Eagle.
En caso de no estar debía de crearse este elemento y añadirlo a una nueva
librería que en este caso recibió el nombre de “Proyecto.lbr” (adjuntada
librería en CD con el documento). En este caso los elementos que tuvieron
que ser dibujados fueron:
•
La memoria EEPROM AT28C64-25PC.
•
Driver MSK4401U para el control del motor
•
Conector de potencia de 2 entradas (P1 en el esquema 3).
•
Conector de potencia de 3 entradas (P2 en el esquema 3).
•
Conector de señal de 2 entradas (S2 en el esquema 3).
•
Conector de señal de 4 entradas (S3 en el esquema 3).
•
Conector de señal de 5 entradas (S1 en el esquema 3).
•
Convertidor DC-DC Entrada 18-72V Salida 5V 1000mA.
•
Transductor de corriente efecto Hall LTS 25-NP.
•
Driver IR2121 para el primer esquema de frenado con mosfet para
proteger al microprocesador de los picos de corriente.
•
Resistencia de frenado (Rsense según esquema 7).
__________
1
Ref: [4] de la bibliografía (manual del Eagle 4.09)
-87-
Memoria. Diseño del prototipo
Los siguientes screenshots pretenden ser un ejemplo para mostrar el
entorno de trabajo en la creación de esta librería:
Screenshot 1. Lo que se ve es el dispositivo AT28C64-25PC (memoria EEPROM). El dibujo de
la izquierda es su representación esquemática y el de la derecha es su dibujo en la placa PCB
con los correspondientes “pads” para ubicar los 28 pines de la EEPROM.
Screenshot 2. entorno del programa para crear el “package” del dispositivo AT28C64-25PC
(memoria EEPROM). Esto es lo que se va a dibujar en la placa PCB.
-88-
Memoria. Diseño del prototipo
Screenshot 3. Entorno del programa para crear el “symbol”, que es el símbolo para trabajar
con él en los esquemas y que equivale al dibujo anterior en la placa PCB.
Screenshot 4. Entorno del programa que sirve para unir el Package al Symbol, es decir, para
indicar la relación de pines, cuales en el esquema equivaldrán luego a cuales en el dibujo en la
PCB.
Toda la información necesaria para la realización de esta tarea se sacó de
la documentación que se adjunta en la Parte IV Datasheets de este
documento.
-89-
Memoria. Diseño del prototipo
2. La siguiente tarea que se realizó con este programa fue el diseño de los
esquemas que se pueden ver en este documento como Esquema 4 y
Esquema 5, o más detalladamente si se consultan los planos.
3. Posteriormente se pasó de este esquema (hasta ahora solo se tiene una
representación esquemática de lo que va a ser la placa PCB) a lo que iba a
ser el esquema o dibujo definitivo que se iba a imprimir en la placa PCB.
Esto se puede ver en los planos 2 y 4 del documento Planos.
Esta última tarea fue un tanto ardua debido a que debían de ubicarse
todos los elementos de forma que se ocupase un mínimo espacio pero al
mismo tiempo las vías de conexión entre los componentes debían ser lo
más cortas posibles. Por otro lado, debía de usarse lo menos posible la
segunda cara de la placa PCB.
Ensayos batería
Para los ensayos de carga y descarga de la batería para sacar los datos
necesarios para realizar el algoritmo de frenado que se programaría en el
micro se utilizó otro programa específicamente diseñado para tratar con el
módulo de adquisición analógica de 4 canales Solartron 3593 133 A. El
programa que se utilizó fue el 3593 module configure with Logging
program, versión 5.2 producido por Solartron. Este módulo tomaba las
medidas analógicas de un medidor de corriente efecto Hall y de un
convertidor de tensión (los cuales medían tensión y corriente de la batería)
y los transformaba en señales digitales que podían ser procesadas por el
programa de ordenador. Este programa tomaba los datos a intervalos
constantes de tiempo y los guardaba en un archivo .txt.
-90-
Memoria. Diseño del prototipo
•
Medidor de corriente efecto Hall Tektronix A622
Input: 0 a 7A RMS
100A Peak AC o DC
Frequency: DC a 100 kHz
Output: 10 mV/A , 100 mV/A
•
Convertidor de tensión Yokogawa 700924 differential probe
Input: ± 1400 V Peak Max
Output: ± 3,5 V max into 50 KΩ min
módulo de adquisición analógica de 4
canales Solartron 3593 133 A
Batería
Alimentación
a 12 V
Convertidor
de tensión
Yokogawa
700924
differential
probe
Medidor de
corriente
efecto Hall
Tektronix
A622
Medidor
de
corriente
efecto
Hall
Tektronix
A622
Conexión módulo-ordenador
fotografía 2. Módulo de adquisición.
fotografía 3. Batería y medidor de corriente.
Un screenshot del programa de adquisición de datos sería el siguiente:
Screenshot 5. 3593 module configure with Logging program, versión 5.2
-91-
Memoria. Diseño del prototipo
El canal 0 devuelve un voltaje proporcional a la tensión de la batería
(
Vbatería
mV ) y el módulo 2 devuelve otra tensión en este caso proporcional
100
a la corriente que atraviesa a la batería (10mV = 1A) (adquirido por el
medidor de corriente efecto Hall)
La siguiente fotografía muestra el global del montaje que se realizó para
hacer las medidas de la batería:
Módulo de
adquisición
Batería
Voltímetro
Resistencia
R2
(según esquema 12)
Amperímetro
fotografía 4. Esquema de montaje (referenciado al Esquema 12).
-92-
Memoria. Resultados/Experimentos
Capítulo 3 RESULTADOS/EXPERIMENTOS
1 Ensayos de carga y descarga de la batería
Para realizar los ensayos de carga y descarga de la batería, de los cuales se
habló ya en la sección 3.3 del Capítulo 1, las siguientes medidas son las
que fueron tomadas por medio del programa “3593 module configure
with Logging program v.5.2” el cual se explicó ya en la sección 6 (Recursos
/ herramientas empleadas) del Capítulo 1. Las medidas tomadas fueron
las siguientes:
1.1.- Ensayo de carga
Tiempo
Tensión (V)
Corriente (A)
Epsilon (mAh)
38,32
5,27
0
38,48
5,25
87,5
38,57
5,24
174,8333333
38,62
5,23
262
38,66
5,22
349
38,68
5,22
436
38,7
5,21
522,8333333
38,71
5,22
609,8333333
38,72
5,21
696,6666667
38,75
5,23
783,8333333
38,77
5,22
870,8333333
38,78
5,22
957,8333333
38,79
5,22
1044,833333
38,81
5,22
1131,833333
38,83
5,2
1218,5
38,85
5,21
1305,333333
38,87
5,21
1392,166667
38,89
5,21
1479
27/03/2008 10:44
27/03/2008 10:45
27/03/2008 10:46
27/03/2008 10:47
27/03/2008 10:48
27/03/2008 10:49
27/03/2008 10:50
27/03/2008 10:51
27/03/2008 10:52
27/03/2008 10:53
27/03/2008 10:54
27/03/2008 10:55
27/03/2008 10:56
27/03/2008 10:57
27/03/2008 10:58
27/03/2008 10:59
27/03/2008 11:00
27/03/2008 11:01
-93-
Memoria. Resultados/Experimentos
38,91
5,21
1565,833333
38,93
5,21
1652,666667
38,95
5,2
1739,333333
38,98
5,2
1826
38,99
5,21
1912,833333
39,01
5,2
1999,5
39,05
5,2
2086,166667
39,06
5,19
2172,666667
39,09
5,19
2259,166667
39,11
5,18
2345,5
39,14
5,19
2432
39,16
5,17
2518,166667
39,19
5,17
2604,333333
39,22
5,16
2690,333333
39,24
5,17
2776,5
39,27
5,16
2862,5
39,3
5,15
2948,333333
39,33
5,16
3034,333333
39,35
5,15
3120,166667
39,39
5,15
3206
39,42
5,15
3291,833333
39,46
5,15
3377,666667
39,5
5,14
3463,333333
39,53
5,14
3549
39,58
5,14
3634,666667
39,63
5,13
3720,166667
39,67
5,13
3805,666667
39,72
5,13
3891,166667
39,76
5,12
3976,5
39,81
5,13
4062
39,88
5,12
4147,333333
39,93
5,11
4232,5
39,98
5,12
4317,833333
40,04
5,11
4403
27/03/2008 11:02
27/03/2008 11:03
27/03/2008 11:04
27/03/2008 11:05
27/03/2008 11:06
27/03/2008 11:07
27/03/2008 11:08
27/03/2008 11:09
27/03/2008 11:10
27/03/2008 11:11
27/03/2008 11:12
27/03/2008 11:13
27/03/2008 11:14
27/03/2008 11:15
27/03/2008 11:16
27/03/2008 11:17
27/03/2008 11:18
27/03/2008 11:19
27/03/2008 11:20
27/03/2008 11:21
27/03/2008 11:22
27/03/2008 11:23
27/03/2008 11:24
27/03/2008 11:25
27/03/2008 11:26
27/03/2008 11:27
27/03/2008 11:28
27/03/2008 11:29
27/03/2008 11:30
27/03/2008 11:31
27/03/2008 11:32
27/03/2008 11:33
27/03/2008 11:34
27/03/2008 11:35
-94-
Memoria. Resultados/Experimentos
40,1
5,1
4488
40,17
5,1
4573
40,23
5,1
4658
40,31
5,1
4743
40,38
5,09
4827,833333
40,45
5,09
4912,666667
40,53
5,09
4997,5
40,62
5,08
5082,166667
40,7
5,07
5166,666667
40,78
5,07
5251,166667
40,86
5,08
5335,833333
40,95
5,07
5420,333333
41,04
5,07
5504,833333
41,13
5,06
5589,166667
41,22
5,06
5673,5
41,32
5,05
5757,666667
41,42
5,05
5841,833333
41,52
5,05
5926
41,62
5,04
6010
41,72
5,03
6093,833333
41,83
5,03
6177,666667
41,92
5,03
6261,5
42,03
5,02
6345,166667
42,13
4,9
6426,833333
42,16
4,52
6502,166667
42,19
4,21
6572,333333
42,22
3,92
6637,666667
42,25
3,66
6698,666667
42,26
3,41
6755,5
42,29
3,18
6808,5
42,3
2,97
6858
42,32
2,78
6904,333333
42,34
2,6
6947,666667
42,34
2,44
6988,333333
27/03/2008 11:36
27/03/2008 11:37
27/03/2008 11:38
27/03/2008 11:39
27/03/2008 11:40
27/03/2008 11:41
27/03/2008 11:42
27/03/2008 11:43
27/03/2008 11:44
27/03/2008 11:45
27/03/2008 11:46
27/03/2008 11:47
27/03/2008 11:48
27/03/2008 11:49
27/03/2008 11:50
27/03/2008 11:51
27/03/2008 11:52
27/03/2008 11:53
27/03/2008 11:54
27/03/2008 11:55
27/03/2008 11:56
27/03/2008 11:57
27/03/2008 11:58
27/03/2008 11:59
27/03/2008 12:00
27/03/2008 12:01
27/03/2008 12:02
27/03/2008 12:03
27/03/2008 12:04
27/03/2008 12:05
27/03/2008 12:06
27/03/2008 12:07
27/03/2008 12:08
27/03/2008 12:09
-95-
Memoria. Resultados/Experimentos
42,37
2,29
7026,5
42,38
2,15
7062,333333
42,4
2,01
7095,833333
42,4
1,89
7127,333333
42,42
1,77
7156,833333
42,43
1,66
7184,5
42,43
1,56
7210,5
42,44
1,47
7235
42,45
1,38
7258
42,45
1,3
7279,666667
42,46
1,22
7300
42,47
1,15
7319,166667
42,47
1,09
7337,333333
42,47
1,04
7354,666667
42,48
0,98
7371
42,49
0,93
7386,5
42,49
0,88
7401,166667
42,49
0,84
7415,166667
42,5
0,79
7428,333333
42,5
0,76
7441
42,5
0,73
7453,166667
42,51
0,69
7464,666667
42,51
0,66
7475,666667
42,51
0,63
7486,166667
42,51
0,6
7496,166667
42,52
0,58
7505,833333
42,52
0,56
7515,166667
42,52
0,53
7524
42,52
0,51
7532,5
42,52
0,49
7540,666667
42,52
0,48
7548,666667
42,52
0,45
7556,166667
42,53
0,43
7563,333333
42,53
0,43
7570,5
27/03/2008 12:10
27/03/2008 12:11
27/03/2008 12:12
27/03/2008 12:13
27/03/2008 12:14
27/03/2008 12:15
27/03/2008 12:16
27/03/2008 12:17
27/03/2008 12:18
27/03/2008 12:19
27/03/2008 12:20
27/03/2008 12:21
27/03/2008 12:22
27/03/2008 12:23
27/03/2008 12:24
27/03/2008 12:25
27/03/2008 12:26
27/03/2008 12:27
27/03/2008 12:28
27/03/2008 12:29
27/03/2008 12:30
27/03/2008 12:31
27/03/2008 12:32
27/03/2008 12:33
27/03/2008 12:34
27/03/2008 12:35
27/03/2008 12:36
27/03/2008 12:37
27/03/2008 12:38
27/03/2008 12:39
27/03/2008 12:40
27/03/2008 12:41
27/03/2008 12:42
27/03/2008 12:43
-96-
Memoria. Resultados/Experimentos
42,52
0,41
7577,333333
42,54
0,39
7583,833333
42,54
0,39
7590,333333
42,53
0,38
7596,666667
42,54
0,37
7602,833333
42,54
0,35
7608,666667
42,53
0,35
7614,5
42,53
0,34
7620,166667
42,54
0,32
7625,5
42,54
0,32
7630,833333
42,55
0,31
7636
42,54
0,31
7641,166667
42,54
0,3
7646,166667
42,54
0,28
7650,833333
42,54
0,28
7655,5
42,54
0,27
7660
42,54
0,27
7664,5
42,54
0,26
7668,833333
42,54
0,26
7673,166667
42,54
0,24
7677,166667
42,54
0,24
7681,166667
42,54
0,23
7685
42,54
0,23
7688,833333
42,54
0,22
7692,5
42,54
0,22
7696,166667
42,54
0,21
7699,666667
42,55
0,2
7703
42,54
0,2
7706,333333
42,54
0,2
7709,666667
42,54
0,19
7712,833333
42,54
0,19
7716
42,55
0,18
7719
42,55
0,17
7721,833333
42,55
0,17
7724,666667
27/03/2008 12:44
27/03/2008 12:45
27/03/2008 12:46
27/03/2008 12:47
27/03/2008 12:48
27/03/2008 12:49
27/03/2008 12:50
27/03/2008 12:51
27/03/2008 12:52
27/03/2008 12:53
27/03/2008 12:54
27/03/2008 12:55
27/03/2008 12:56
27/03/2008 12:57
27/03/2008 12:58
27/03/2008 12:59
27/03/2008 13:00
27/03/2008 13:01
27/03/2008 13:02
27/03/2008 13:03
27/03/2008 13:04
27/03/2008 13:05
27/03/2008 13:06
27/03/2008 13:07
27/03/2008 13:08
27/03/2008 13:09
27/03/2008 13:10
27/03/2008 13:11
27/03/2008 13:12
27/03/2008 13:13
27/03/2008 13:14
27/03/2008 13:15
27/03/2008 13:16
27/03/2008 13:17
-97-
Memoria. Resultados/Experimentos
42,55
0,17
7727,5
42,54
0,16
7730,166667
27/03/2008 13:18
27/03/2008 13:19
En realidad las medidas fueron solo la corriente y la tensión, calculándose
ε a partir de las dos medidas y teniendo en cuenta que éstas se tomaban
cada 60 segundos (su cálculo se explica en la sección 3.3.1 del Capítulo 1).
La gráfica que se obtiene de estos datos está incluida en el punto 3.3.1,
aunque también se muestra aquí:
Carga
6
5
I(A)
4
3
Carga
2
1
0
0
2000
4000
6000
8000
10000
Epsilon (mAh)
Gráfico 9. Ensayo de carga de la batería.
1.2.- Ensayos de descarga
1.2.1.- Descarga a una media de 7,47 A
Las medidas tomadas fueron las mismas que para el anterior ensayo y se
tomaron a intervalos de 60 segundos con el montaje del Esquema 12:
Tiempo
Tensión (V)
Corriente (A)
Epsilon (mAh)
40,12
7,45
0
39,8
7,47
124,4833333
39,55
7,47
248,9666667
39,33
7,44
373,45
39,13
7,47
497,9333333
38,94
7,49
622,4166667
38,75
7,49
746,9
05/03/2008 10:39
05/03/2008 10:40
05/03/2008 10:41
05/03/2008 10:42
05/03/2008 10:43
05/03/2008 10:44
05/03/2008 10:45
-98-
Memoria. Resultados/Experimentos
38,58
7,46
871,3833333
38,41
7,45
995,8666667
38,24
7,5
1120,35
38,08
7,47
1244,833333
37,92
7,45
1369,316667
37,76
7,51
1493,8
37,61
7,48
1618,283333
37,47
7,46
1742,766667
37,32
7,43
1867,25
37,19
7,41
1991,733333
37,03
7,53
2116,216667
36,89
7,5
2240,7
36,77
7,48
2365,183333
36,64
7,46
2489,666667
36,52
7,43
2614,15
36,38
7,56
2738,633333
36,27
7,52
2863,116667
36,16
7,5
2987,6
36,05
7,48
3112,083333
35,95
7,47
3236,566667
35,86
7,44
3361,05
35,77
7,42
3485,533333
35,66
7,5
3610,016667
35,58
7,49
3734,5
35,49
7,47
3858,983333
35,41
7,46
3983,466667
35,32
7,52
4107,95
35,25
7,51
4232,433333
35,18
7,49
4356,916667
35,11
7,48
4481,4
35,05
7,46
4605,883333
34,97
7,45
4730,366667
34,89
7,52
4854,85
34,83
7,5
4979,333333
05/03/2008 10:46
05/03/2008 10:47
05/03/2008 10:48
05/03/2008 10:49
05/03/2008 10:50
05/03/2008 10:51
05/03/2008 10:52
05/03/2008 10:53
05/03/2008 10:54
05/03/2008 10:55
05/03/2008 10:56
05/03/2008 10:57
05/03/2008 10:58
05/03/2008 10:59
05/03/2008 11:00
05/03/2008 11:01
05/03/2008 11:02
05/03/2008 11:03
05/03/2008 11:04
05/03/2008 11:05
05/03/2008 11:06
05/03/2008 11:07
05/03/2008 11:08
05/03/2008 11:09
05/03/2008 11:10
05/03/2008 11:11
05/03/2008 11:12
05/03/2008 11:13
05/03/2008 11:14
05/03/2008 11:15
05/03/2008 11:16
05/03/2008 11:17
05/03/2008 11:18
05/03/2008 11:19
-99-
Memoria. Resultados/Experimentos
34,77
7,49
5103,816667
34,7
7,48
5228,3
34,64
7,46
5352,783333
34,57
7,44
5477,266667
34,5
7,44
5601,75
34,41
7,5
5726,233333
34,34
7,49
5850,716667
34,26
7,47
5975,2
34,19
7,45
6099,683333
34,1
7,44
6224,166667
34,01
7,42
6348,65
33,91
7,4
6473,133333
33,78
7,51
6597,616667
33,65
7,48
6722,1
33,51
7,43
6846,583333
33,36
7,4
6971,066667
33,17
7,34
7095,55
32,89
7,51
7220,033333
32,57
7,44
7344,516667
05/03/2008 11:20
05/03/2008 11:21
05/03/2008 11:22
05/03/2008 11:23
05/03/2008 11:24
05/03/2008 11:25
05/03/2008 11:26
05/03/2008 11:27
05/03/2008 11:28
05/03/2008 11:29
05/03/2008 11:30
05/03/2008 11:31
05/03/2008 11:32
05/03/2008 11:33
05/03/2008 11:34
05/03/2008 11:35
05/03/2008 11:36
05/03/2008 11:37
05/03/2008 11:38
El gráfico es el siguiente:
Característica de descarga
Tensión batería (V)
41
39
37
1C(7,469A)
35
33
31
0
2000
4000
6000
Capacidad descarga (mAh)
Gráfico 10. Descarga a 7,469 A.
-100-
8000
Memoria. Resultados/Experimentos
1.2.1.- Descarga a una media de 15,07 A
En este caso se procedió de la misma forma que en el ensayo anterior, pero
como la descarga iba a ser más rápida ya que la corriente era mayor, las
medidas se tomaron cada 15 segundos:
Tiempo
Tensión (V)
Corriente (A)
Epsilon (mAh)
38,46
15,11
0
38,28
15,02
62,58333333
38,13
15,03
125,2083333
37,99
15,06
187,9583333
37,89
15,03
250,5833333
37,8
14,99
313,0416667
37,69
15,17
376,25
37,61
15,14
439,3333333
37,54
15,11
502,2916667
37,48
15,1
565,2083333
37,41
15,08
628,0416667
37,36
15,05
690,75
37,31
15,03
753,375
37,25
15,02
815,9583333
37,19
14,98
878,375
37,14
14,97
940,75
37,09
14,95
1003,041667
37,02
15,02
1065,625
36,98
14,92
1127,791667
36,92
14,9
1189,875
36,87
14,87
1251,833333
36,73
15,37
1315,875
36,67
15,37
1379,916667
36,62
15,33
1443,791667
36,57
15,28
1507,458333
36,52
15,26
1571,041667
36,46
15,26
1634,625
36,41
15,22
1698,041667
29/03/2008 10:59
29/03/2008 10:59
29/03/2008 10:59
29/03/2008 10:59
29/03/2008 11:00
29/03/2008 11:00
29/03/2008 11:00
29/03/2008 11:00
29/03/2008 11:01
29/03/2008 11:01
29/03/2008 11:01
29/03/2008 11:01
29/03/2008 11:02
29/03/2008 11:02
29/03/2008 11:02
29/03/2008 11:02
29/03/2008 11:03
29/03/2008 11:03
29/03/2008 11:03
29/03/2008 11:03
29/03/2008 11:04
29/03/2008 11:04
29/03/2008 11:04
29/03/2008 11:04
29/03/2008 11:05
29/03/2008 11:05
29/03/2008 11:05
29/03/2008 11:05
-101-
Memoria. Resultados/Experimentos
36,37
15,21
1761,416667
36,31
15,19
1824,708333
36,26
15,17
1887,916667
36,21
15,16
1951,083333
36,16
15,15
2014,208333
36,1
15,14
2077,291667
36,05
15,12
2140,291667
36
15,1
2203,208333
35,95
15,09
2266,083333
35,9
15,07
2328,875
35,85
15,05
2391,583333
35,8
15,03
2454,208333
35,76
15,02
2516,791667
35,71
15
2579,291667
35,66
14,97
2641,666667
35,62
14,96
2704
35,57
14,95
2766,291667
35,52
14,92
2828,458333
35,47
14,91
2890,583333
35,42
14,92
2952,75
35,38
14,91
3014,875
35,28
15,27
3078,5
35,23
15,26
3142,083333
35,18
15,22
3205,5
35,15
15,18
3268,75
35,11
15,16
3331,916667
35,06
15,15
3395,041667
35,02
15,12
3458,041667
34,99
15,1
3520,958333
34,95
15,09
3583,833333
34,92
15,07
3646,625
34,89
15,05
3709,333333
34,85
15,03
3771,958333
34,81
15,01
3834,5
29/03/2008 11:06
29/03/2008 11:06
29/03/2008 11:06
29/03/2008 11:06
29/03/2008 11:07
29/03/2008 11:07
29/03/2008 11:07
29/03/2008 11:07
29/03/2008 11:08
29/03/2008 11:08
29/03/2008 11:08
29/03/2008 11:08
29/03/2008 11:09
29/03/2008 11:09
29/03/2008 11:09
29/03/2008 11:09
29/03/2008 11:10
29/03/2008 11:10
29/03/2008 11:10
29/03/2008 11:10
29/03/2008 11:11
29/03/2008 11:11
29/03/2008 11:11
29/03/2008 11:11
29/03/2008 11:12
29/03/2008 11:12
29/03/2008 11:12
29/03/2008 11:12
29/03/2008 11:13
29/03/2008 11:13
29/03/2008 11:13
29/03/2008 11:13
29/03/2008 11:14
29/03/2008 11:14
-102-
Memoria. Resultados/Experimentos
34,79
14,99
3896,958333
34,75
15,03
3959,583333
34,71
15
4022,083333
34,68
14,99
4084,541667
34,65
14,99
4147
34,62
14,96
4209,333333
34,55
15,22
4272,75
34,51
15,18
4336
34,49
15,12
4399
34,47
15,04
4461,666667
34,44
15,02
4524,25
34,42
14,94
4586,5
34,39
14,94
4648,75
34,35
15,01
4711,291667
34,31
15,02
4773,875
34,29
15,02
4836,458333
34,25
15
4898,958333
34,23
14,97
4961,333333
34,18
15,05
5024,041667
34,15
15,05
5086,75
34,12
15,02
5149,333333
34,09
15,01
5211,875
34,04
15,11
5274,833333
34,01
15,09
5337,708333
33,98
15,08
5400,541667
33,95
15,07
5463,333333
33,92
15,05
5526,041667
33,88
15,05
5588,75
33,85
15,03
5651,375
33,82
15,01
5713,916667
33,78
15
5776,416667
33,74
15,02
5839
33,71
15
5901,5
33,68
14,98
5963,916667
29/03/2008 11:14
29/03/2008 11:14
29/03/2008 11:15
29/03/2008 11:15
29/03/2008 11:15
29/03/2008 11:15
29/03/2008 11:16
29/03/2008 11:16
29/03/2008 11:16
29/03/2008 11:16
29/03/2008 11:17
29/03/2008 11:17
29/03/2008 11:17
29/03/2008 11:17
29/03/2008 11:18
29/03/2008 11:18
29/03/2008 11:18
29/03/2008 11:18
29/03/2008 11:19
29/03/2008 11:19
29/03/2008 11:19
29/03/2008 11:19
29/03/2008 11:20
29/03/2008 11:20
29/03/2008 11:20
29/03/2008 11:20
29/03/2008 11:21
29/03/2008 11:21
29/03/2008 11:21
29/03/2008 11:21
29/03/2008 11:22
29/03/2008 11:22
29/03/2008 11:22
29/03/2008 11:22
-103-
Memoria. Resultados/Experimentos
33,64
14,96
6026,25
33,6
14,93
6088,458333
33,52
15,23
6151,916667
33,47
15,21
6215,291667
33,43
15,19
6278,583333
33,38
15,18
6341,833333
33,34
15,15
6404,958333
33,29
15,13
6468
33,24
15,11
6530,958333
33,18
15,1
6593,875
33,13
15,07
6656,666667
33,07
15,04
6719,333333
33,01
15,02
6781,916667
32,94
14,99
6844,375
32,88
14,96
6906,708333
32,8
14,99
6969,166667
32,72
14,91
7031,291667
32,58
15,26
7094,875
32,47
15,21
7158,25
32,35
15,14
7221,333333
32,21
15,08
7284,166667
29/03/2008 11:23
29/03/2008 11:23
29/03/2008 11:23
29/03/2008 11:23
29/03/2008 11:24
29/03/2008 11:24
29/03/2008 11:24
29/03/2008 11:24
29/03/2008 11:25
29/03/2008 11:25
29/03/2008 11:25
29/03/2008 11:25
29/03/2008 11:26
29/03/2008 11:26
29/03/2008 11:26
29/03/2008 11:26
29/03/2008 11:27
29/03/2008 11:27
29/03/2008 11:27
29/03/2008 11:27
29/03/2008 11:28
El gráfico es el siguiente:
2C (15,07 A)
39
Tensión batería (V)
38
37
36
2C (15,07 A)
35
34
33
32
31
0
2000
4000
6000
Epsilon (m Ah)
Gráfico 11. Descarga a 15,07 A.
-104-
8000
Memoria. Conclusiones
Capítulo 4 CONCLUSIONES
En un primer momento, los objetivos marcados para este proyecto fueron:
•
Diseño de un sistema de conmutación y control del motor.
•
Diseño del sistema de frenado regenerativo.
•
Selección de componentes orientados a su posterior fabricación y
comercialización, montaje real del sistema de conmutación y
control del par motor y pruebas en el laboratorio.
•
Diseño de un PID para el ajuste del control del par.
Dichos objetivos fueron analizados en un primer estudio para buscar una
solución, sin embargo ésta era solo una idea orientativa ya que a medida
que se fue profundizando y los objetivos se fueron concretizando fue
necesario aplicar una serie de cambios en el diseño, como son los sistemas
de medida de la corriente (cuyo cambio ya se explicó en la parte
correspondiente) o el sistema de frenado en general, ya que en un primer
momento se pensó en la utilización de un mosfet, solución que se rechazó
por problemas surgidos por la utilización del driver IR2121 que era
necesario en este sistema y el cual precisaba una alimentación de 12 V (la
cual no tenemos). La función de este driver fue suplida por la utilización
de un BJT que limitaba la corriente entre el micro y ahora otro BJT –que se
optó por utilizar en lugar del mosfet-.
De esta manera, el camino que se ha seguido en todo momento en el
desarrollo del monopatín se puede ver de forma esquemática como sigue:
-105-
Memoria. Conclusiones
Fijación de un
objetivo
Planteamiento de
una solución
Cálculos
necesarios
y
selección de componentes
¿PROBLEMA
DE DISEÑO?
SÍ
NO
Compra de componentes e
implementación del sistema
Pruebas en laboratorio
¿PROBLEMAS?
SÍ
NO
Solución encontrada
Gráfico 12. Metodología de trabajo.
Para el desarrollo del sistema de frenado regenerativo, como ya se ha
mencionado en su correspondiente apartado de esta memoria, se tuvieron
que llevar a cabo una serie de ensayos con la batería. Ya en un primer
lugar antes de realizar los ensayos se supuso como iba a responder ésta
ante tales pruebas, con lo que estas pruebas se planearon ya para obtener
las curvas que nos diesen las ecuaciones necesarias para luego realizar el
algoritmo de frenado regenerativo. Una vez realizados los ensayos, en
efecto el resultado fue una serie de curvas paralelas desplazadas en el eje
vertical una cantidad que dependía directamente de la corriente a la que
se había realizado el ensayo, tal y como se había previsto. De esta manera,
por medio del algoritmo de frenado y mediante la lectura de la corriente
-106-
Memoria. Conclusiones
que atraviesa las bobinas del motor se podría entrar en una u otra de las
curvas y a través de la tensión de la batería nos movemos a lo largo de las
curvas para así obtener el nivel de carga de la batería. Un ejemplo de estas
curvas se puede ver en el Gráfico 8. Comparación entre las 2 descargas.
Una vez obtenidas las curvas se pasó a realizar el algoritmo de frenado tal
y como se explica y se recoge en Parte II - Código fuente. Al realizar este
algoritmo se llegó al problema de que se necesitaba utilizar una serie de
funciones e instrucciones que hacían que el algoritmo ocupase más espacio
del que en un principio se había previsto. Parte de este problema se
solucionó utilizando valores en unitarias, pero dado que en un futuro
desarrollo de este monopatín se van a incluir más algoritmos en el micro
que dado el resultado obtenido con este primero previsiblemente
ocuparán un espacio de la memoria considerable, se ha optado por
cambiar el micro que en un principio se iba a utilizar (un PIC16F876A) por
otro de mayor capacidad (un PIC30F3010).
Posteriormente, una vez realizados todos los diseños necesarios, se pasó a
realizar las pruebas del sistema de conmutación y control del par motor en
el laboratorio. En este punto, como ya se ha indicado más atrás en esta
memoria, se observó que la alimentación que necesita el driver supera los
5V (necesita una alimentación de unos 12V para funcionar). Esto se
solucionará con la integración de un convertidor de tensión de 24V a 12V.
Encontrada una solución provisional para la alimentación a 12V del driver
(se alimenta de manera directa conectado a una fuente de tensión) y para
la inserción de la señal de PWM (se consigue desde un generador de señal
del que dispone la escuela), se consiguió la regulación de la velocidad del
motor por medio de la variación del factor de servicio de la señal de PWM.
También se comprobó el correcto funcionamiento del divisor de tensión y
-107-
Memoria. Conclusiones
medidor de corriente efecto Hall que indican la tensión de la batería y la
corriente que atraviesa al motor respectivamente.
Llegados a este punto, y siempre con la metodología de trabajo que se ha
marcado en el Gráfico 12, se había conseguido ya alcanzar los tres
primeros objetivos.
En un último lugar se pasó al diseño del PI para el ajuste del control de
par, con el cual el usuario, a través de la maneta de aceleración, no decide
la velocidad a la que quiere ir, sino que decide el par que quiere conseguir
(un símil sería la aceleración de un coche en la que con el pedal no decides
la velocidad sino que abres o cierras más la admisión de gasolina (en este
caso la corriente sería nuestra gasolina) mejorando de esta manera el
control que el usuario tiene sobre el monopatín, siendo éste un control
más intuitivo.
Las conclusiones extraídas de un proyecto como este en el cual se han
logrado todos los requisitos expuestos en un primer momento es que el
diseño de un patinete que alcance los 20 Km/h, con una autonomía de
unos 6,5 km, con un control totalmente intuitivo del par motor, que sea
capaz de aumentar su autonomía mediante una carga controlada de la
batería aprovechando la frenada y con un previsible precio de venta muy
competitivo en el actual mercado es perfectamente realizable.
Por otro lado, pese a que la mayoría de los patinetes encontrados en
Internet poseían potencias mayores, bien es cierto que sus pesos también
eran mucho mayores, por lo que la potencia prevista para este monopatín
será suficiente en cuanto a prestaciones en comparación con el resto del
mercado.
-108-
Memoria. Conclusiones
La parte del proyecto que ha arrojado mayores conclusiones, como se
preveía en un principio, han sido las pruebas que se realizaron con el
motor sobre la bancada, ya que se han observado fallos que no se habían
tenido en cuenta en la fase de diseño. Los principales errores que se
observaron fueron los siguientes:
•
El Driver necesita una alimentación de 12V, como ya se indicó más
arriba.
•
En un principio se había diseñado con el pin SWR del driver
conectado a tierra, con lo cual se eliminaba el deadtime. Con esto se
pensó que las salidas del driver iban a seguir a las entradas, pero no
funcionaba, así que el problema se solucionó dejando este pin sin
conectar a ningún sitio.
Conclusiones más generalistas se pueden sacar de todo el proceso de
desarrollo, en el cual se ha desarrollado una labor continua de feedback.
Dicha labor se ha vuelto imprescindible y se le reconoce la importancia en
un proceso de mejora continua de un producto. Por lo tanto, queda abierto
como continuación de este proyecto la inserción de otro convertidor de
tensión de 24-12V para alimentar al driver y el diseño y construcción del
monopatín en su parte mecánica, consiguiendo el plegado a partir de
tubos telescópicos y con un peso y prestaciones que se ajusten a las
especificaciones que se han indicado.
-109-
Memoria. Futuros desarrollos
Capítulo 5 FUTUROS DESARROLLOS
Una vez llegados a este punto y ya habiéndose desarrollado en este
proyecto todo el sistema de frenado regenerativo y el diseño de un PI para
el ajuste del control del par, queda para futuros proyectos la
implementación de estos sistemas para su prueba en el laboratorio al igual
que aquí se ha realizado con el sistema de control de la velocidad del
motor. En lo que concierne a este proyecto, y como ya se ha explicado con
anterioridad, el sistema que se ha probado era el de un control en el que se
decidía de una manera directa la velocidad que se quería para el motor.
Por lo tanto, una vez comprobado que este sistema funciona y una vez se
ha diseñado el sistema de frenado regenerativo, así como también el
sistema que permite al usuario decidir sobre el par que quiere (y no la
velocidad), quedaría para un futuro la programación del PI en el micro y
la fabricación de la placa PCB ya con el sistema de frenado incluido para
sus pertinentes pruebas en laboratorio, con su conexión por un lado al
motor y al micro y por otro lado en un primer ensayo a una fuente de
tensión controlada de ICAI con sus respectivas protecciones, para después
de haber comprobado que funciona correctamente, sustituirla por la
batería comercial.
Queda también para un futuro proyecto el desarrollo del sistema que se
explicó al principio para incluir en el monopatín la posibilidad de
seleccionar entre 2 opciones: modo “crucero”, con la velocidad máxima de
20 km/h, y modo “ciudad”, en el cual se limitará la velocidad a 12 km/h,
lo cual permite al usuario despreocuparse de la necesidad de mantenerse
bajo los límites de velocidad legales marcados por las normas de
circulación españolas.
-110-
Memoria. Futuros desarrollos
Por otro lado, se tendrá que pensar en una solución para alimentar el
driver a 12V (en lugar de a 5V que estará alimentado con el diseño actual).
Esto se solucionará simplemente con la inserción en el esquema de un
convertidor de tensión de 24V a 12V, de la misma manera que se ha hecho
con el actual convertidor de 24-5V.
Queda también para un futuro el desarrollo de toda la parte mecánica del
monopatín, que haga posible el plegado por medio de tubos telescópicos y
las especificaciones de peso, coste y estabilidad planteados en un
principio, pudiendo soportar sobre él una persona de 100 kg y soportando
velocidades máximas de 20 km/h. Todas estas y más especificaciones
mecánicas que deben cumplirse se recogen en la parte Motivación del
proyecto del Capítulo 1 de este documento. El estudio de viabilidad y de
diseño mecánico ya fue empezado en un proyecto pasado en esta misma
universidad por Marcos Domínguez Lopez 1 .
En este proyecto se ha estado hablando en todo momento de que el único
freno del que va a disponer el monopatín será el del freno motor, sin
embargo, esta idea queda abierta ya que cuando ya se disponga del primer
prototipo y se hagan las pruebas se comprobará ya con más certeza si es
verdad que es suficiente con el freno motor. En este momento, en caso de
considerarlo necesario, se debería pensar en la inclusión de un freno de
disco o zapata.
_____________
1
Ref. [8] de la bibliografía (proyecto fin de carrera año 2004-2005; ICAI-Universidad
Pontificia Comillas (Madrid)).
-111-
Memoria. Futuros desarrollos
En general, hablando de lo que faltaría por desarrollar de la parte
mecánica, habría que continuar desde donde lo dejó Marcos Domínguez
Lopez en su proyecto del año 2004-2005 de esta escuela, haciendo
referencia dentro de su memoria a la parte correspondiente a “Futuros
desarrollos”.
-112-
. Bibliografía
BIBLIOGRAFÍA
[1]
Mazda, F.F., “Power electronics handbook. Components, circuits and
applications.”, London: Butterworths, 1990.
[2]
Pagola, F. Luis. “Regulación automática”, Universidad Pontificia
Comillas, Madrid, España, 2006.
[3]
Benjamín C. Kuo y Fraid Golnaraghi, “Automatic Control Systems”, John
Wiley & sons INC., Eighth Edition, 2003.
[4]
CadSoft Computer, Inc., “Eagle 4.0 for Linux and Windows Tutorial”,
2000.
[5]
A. E. Fitzgerald, Charles Kingsley, Jr. y Stephen D. Umans, “Electric
Machinery”, McGraw-Hill, Sixth Edition, 2006.
[6]
Apuntes de la asignatura “Máquinas eléctricas”., 3º Curso, Ingeniería
Superior Industrial ICAI.
[7]
Angulo Usategui, José María y Angulo Martínez, Ignacio,
“Microcontroladores PIC, diseño práctico de aplicaciones”, McGraw
Hill/Interamericana de España, S.A.U., 1999.
[8]
Domínguez López, Marcos; Monopatín motorizado; Proyecto fin de
carrera año 2004-2005; ICAI-Universidad Pontificia Comillas
(Madrid).
[9]
Ruipérez Jiménez, Cristina; Sistema de conducción automática
basado en un sistema de visión artificial hardware. Electrónica para
el control; Proyecto fin de carrera año 2006-2007; Universidad
Pontificia de Comillas-ICAI (Madrid).
[10]
Microchip Technology Incorporated, “PIC16F87X Data Sheet”,
U.S.A., 2001.
-113-
Código fuente
Parte II CÓDIGO FUENTE
-114-
Código fuente
1 Algoritmo para el frenado regenerativo
Como se mencionó anteriormente la programación se hizo usando las
ecuaciones con valores en unitarias con el fin de tener las variables con
valores más acotados.
Hay que indicar que cada vez que se ponga a cargar la batería, se
desconectará mecánicamente y de manera automática la alimentación del
micro de manera que al parar de cargar el programa se reiniciará desde
cero.
La tarea incluyó un estudio previo de algunas de las características del
micro, como la conversión Analógico/Digital 1 . El algoritmo es:
#include<16f876.h>
#include<reg.h>
#fuses HS, NOWDT, NOPROTECT, NOPUT, NOBROWNOUT, NOLVP
#use delay(clock=20000000)
/* Declaración de las funciones para tomar las medidas de la batería*/
void inicia_AD(void);
void selecciona_AD(unsigned num);
void arranca_AD(void);
void leer_AD(void);
/* Declaración de las variables globales*/
long p=0.5;
long me=-0.342;
long be=1.095;
______________
1
Ref. [7] y [10] de la bibliografía (microcontroladores).
-115-
Código fuente
long r=0.08;
long DT=0.0001
/* Aproximadamente 0.1 ms – intervalo entre cada dos
medidas*/
int bat_carg; /*si está a 1 es porque la batería acaba de ser cargada*/
unsigned canal; /*dirá el canal del micro que se debe leer*/
unsigned long vmed; /*valor de la tensión de la batería*/
unsigned long Vm; /*tensión proporcional a la corriente que atraviesa el
motor*/
long E, E1, E2a, E2n, Im, Ib, factorPWM, factorI;
main(){
bat_carg=1; /*La idea es la de al enchufar la batería, dejar sin
alimentación al micro, de manera que al desenchufarla
Se reinicie y empiece desde fuera del bucle infinito,
y así se le da el valor bat_carg=1 solo cuando se
Acaba de cargar*/
inicia_AD();
while(1){
canal = 0b00000001; /*lee RA1-->vmed*/
selecciona_AD(canal); /*llamamos a la función que selecciona
el canal*/
arranca_AD(); /*llamamos a dicha función*/
vmed=leer_AD(); /*leer_AD devuelve el valor de la conversión
y lo guarda en vmed*/
canal=0b00000000; /*lee RA0-->Vm*/
selecciona_AD(canal);
arranca_AD();
Vm=leer_AD();
-116-
Código fuente
Im=((Vm-2.5)*12.8)/16; /*corriente(pu) que sale(o entra) del
motor*/
vmed=(vmed*(50/5))/37; /*tensión de la batería en pu*/
E1=0.469-(1/me)*(vmed-be+r*Im) /* energía batería [mAh]*/
if (bat_carg == 1){
/*se acaba de desenchufar el cargador*/
E2n=E1;
bat_carg=0;
}
E2a=E2n;
E2n=E2a-Im*DT*(1/3600);
E=p*E1+(1-p)*E2n; /*energia que tiene la batería*/
if (E<=0.397)
Ib=-0.034*E+0.33;
/*1er tramo de la curva
Ib(A)-E(mAh)*/
else{
Ib=-3.456*E+1.67 /*2º tramo de la curva Ib-E*/
}
if (Im>=0)
/*IM>=0 --> acelerando*/
factorPWM=1; /*nada pasa por Rfren*/
else if (Im<0){
/*Im<0 --> frenando*/
factorI=(Im/Ib);
if (factorI <=1)
factorPWM=1; /*la batería acepta toda la
corriente*/
else{
factorPWM=(1/farcorI);
factorPWM=1-factorPWM;
}
}
-117-
Código fuente
}
}
void inicia_AD(void){
ADCON0=0b10000001; /*Fosc/32; channel 0*/
ADCON1=0b10000101; /*4 últimos bits selecciona RA3=Vref y RA1 y
RA0 como analógicos*/
}
void selecciona_AD(unsigned num){
char aux;
aux=ADCON0 & 0b11000111; /*pongo a 0 el canal de conversión*/
ADCON=aux | (num<<3); /*activamos el canal que se pasa*/
}
void arranca_AD(void){
ADGO=1; /*arranca la medida. Cuando termina se pone a 0*/
}
void leer_AD(void){
char alto, bajo;
long total;
while(ADGO); /*aquí esperamos a que termine de convertir*/
bajo=ADRESL;
alto=ADRESH;
total=(long)alto<<8 | bajo; /*hacemos un or de bajo y de alto
convirtiendo a long y desplazando 8
bits*/
return(total);
}
-118-
Estudio económico
Parte III ESTUDIO ECONÓMICO
-119-
Estudio económico
El proceso de investigación que se está llevando a cabo tiene lógicamente
un coste superior que no refleja la realidad del futuro proceso de
fabricación de este monopatín. Por tanto podríamos hablar de tres etapas
antes de alcanzar su madurez y máxima rentabilidad, las cuales se tratan
de representar en el siguiente gráfico:
€
Ingresos
Costes
Beneficios
Investigación
Introducción
Crecimiento
Madurez
Declive
Tiempo
Pérdidas
Gráfico 13. Ciclo de vida del producto.
En una primera etapa de investigación, solo hay gastos puros, parte de los
cuales se reflejan en el documento relacionado titulado “Mediciones y
Presupuestos”. Una vez terminada la fase de investigación se entrará en la
etapa de introducción del producto en el mercado con unos costes de
producción aún elevados, un número de modelos limitado y en donde la
atención a la calidad y relación con los clientes será crucial. El precio al
que se pretende introducir en el mercado es de unos 1000€/ud. siendo
éste, como se analizó ya en la parte correspondiente, un precio bastante
competitivo.
A medida que se vaya cogiendo experiencia en su fabricación, los costes
de material y mano de obra irán disminuyendo y a su vez previsiblemente
-120-
Estudio económico
las ventas irán en aumento con un mercado cada vez más orientado hacia
las grandes y medianas empresas en una venta de grandes remesas
entrando así en una economía de escala, consiguiendo de esta manera una
ventaja competitiva en cuanto a precios.
La introducción de este producto en el mercado, dado que éste se
encuentra en una etapa no madura, pero ya en crecimiento con la presente
existencia de otros productos similares, no será fácil, por lo tanto las
ventajas competitivas se centrarán (como ya se está haciendo) ya desde un
principio en encontrar innovaciones tecnológicas de algún tipo, ya que
encontrar una ventaja en cuanto a precios llevará tiempo. En este caso, las
innovaciones y puntos fuertes de este monopatín en comparación con la
principal competencia se explicaron ya en la sección 1 y 2 del Capítulo 1
de la Parte I
de este documento (Estudio de tecnologías existentes y
motivación del proyecto).
Por fin alcanzada la etapa de madurez, será en este momento cuando se
encuentre el producto en la fase de mayor rentabilidad y se habrá
alcanzado la capacidad óptima de producción. Es en este punto en el que
se llevará a cabo un proceso de estandarización del producto en el cual los
costes competitivos son ahora muy importantes.
-121-
Datasheets
Parte IV DATASHEETS
-122-
Bateria litio Kokam SLPB 75106100
Cell Specification Data
SLPB 75106100
Kokam Co., Ltd.
Cell Specification
● Typical Capacity1)
7.5 Ah
● Nominal Voltage
● Charge
Condition
● Discharge
Condition
3.7 V
Max. Current
Voltage
15.0 A
Peak Current
37.5 A
● Cycle Life [ @ DOD80% ] 2)
Temp.
● Dimension
4.2V ± 0.03 V
Continuous Current
Cut-off Voltage
● Operating
7.5 A
2.7 V
> 800 Cycles
Charge
Discharge
Thickness (mm)
0 ~ 40 ℃
-20 ~ 60 ℃
7.5 ± 0.2
Width (mm)
106.0 ± 2.0
Length (mm)
100.0 ± 2.0
● Weight (g)
1) Typical Capacity : 0.5C, 4.2 ~ 2.7V @25OC
2) Voltage Range : 4.15 ~ 3.40V under 1.0C / 1.0C
155.0 ± 5.0
conector P1 (hembra)
d
FEATURES AND SPECIFICATIONS
Features and Benefits
■ Patented new integral Terminal Position Assurance (TPA)
Electrical
Voltage: 1000V
Current: 18A
Contact Resistance: 10mΩ max.
Dielectric Withstanding Voltage: 6000V
Insulation Resistance: 1000 MΩ min.
on mated male and female terminal
Virtually eliminates terminal backout
Wire-to-wire and wire-to-board connector system
Polarized housing assures proper mating
Terminals are fully isolated in housing
Positive latch reduces accidental disengagement from plug Mechanical
Contact Insertion Force: 2 lb max.
Contact Retention to Housing: 20 lb min.
Reference Information
Wire Pull-Out Force: 20 lb min.
Product Specification: PS-44441-9999
Mating Force: 3 lb max.
Packaging: Bag
Unmating Force: 1 lb min.
UL File No.: E29179 and UL1950
Normal Force: 3 lb nominal
CSA File No.: LR19980
Durability: 25 cycles
Use With: 43375 terminal
Mates With: 43160 header and 43680 plug
Physical
Designed In: Inches
Housing: Nylon, 94V-O
■
■
■
■
■
7.50mm (.295") Pitch
Sabre™
Receptacle
44441
Single Row
Power Connectors
Temperature: -40 to +130˚C
K
ORDERING INFORMATION AND DIMENSIONS
Circuits
Order No.
2
3
4
5
6
44441-2002
44441-2003
44441-2004
44441-2005
44441-2006
Dimension
A
15.82 (.623)
23.32 (.918)
30.81 (1.213)
38.30 (1.508)
45.80 (1.803)
7.49
14.99
22.48
29.97
37.47
B
(.295)
(.590)
(.885)
(1.180)
(1.475)
990
K-87
Conector P1 (macho)
7.50mm (.295") Pitch
Sabre™
Wire-to-Board
Header
FEATURES AND SPECIFICATIONS
Features and Benefits
Electrical
Voltage: 1000V
Current: 18.0A
Contact Resistance: 10mΩ max.
Dielectric Withstanding Voltage: 4000V
Insulation Resistance: 1000 MΩ min.
■ Sizes 2 to 6 circuits
■ Wire-to-wire or wire-to-board connector system
■ Accommodates up to .062, .093 and .125 board thick-
nesses; for other board thicknesses contact your Molex
representative
■ Surface Mount Compatible (CSMC)
■ Available in solder tail lengths of 3.81mm (.150") and
5.33mm (.210")
■ Optional board lock features offered in .062, .093 and
.125 lengths
43160
Right Angle, Single Row, SMC
With and without Board Lock
Mechanical
Insertion Force to PCB: 5 lb max.
Mating Force: 3 lb max.
Unmating Force: 1 lb min.
Normal Force: 3 lb nominal
Durability: 25 cycles
Reference Information
Product Specification: PS-44441-9999
Packaging: Bag and tray
UL File No.: E29179 and UL1950
CSA File No.: LR19980
TUV License No.: Applied for
Mates With: 44441 housing
Designed In: Inches
Power Connectors
Physical
Housing: Black glass-filled nylon, UL 94V-O
Contact: Brass
Plating: Tin (contact factory for Gold)
Temperature: -40 to +130˚C
K
ORDERING INFORMATION AND DIMENSIONS
Without Board Lock
K-90
Circuits
Order No.
2
2
3
3
4
4
5
5
6
6
43160-1102
43160-1302
43160-1103
43160-1303
43160-1104
43160-1304
43160-1105
43160-1305
43160-1106
43160-1306
990
A
21.08 (.830)
21.08 (.830)
28.58 (1.125)
28.58 (1.125)
36.07 (1.420)
36.07 (1.420)
43.56 (1.715)
43.56 (1.715)
51.05 (2.010)
51.05 (2.010)
With Board Lock
Dimension
B
7.49 (.295)
7.49 (.295)
14.99 (.590)
14.99 (.590)
22.48 (.885)
22.48 (.885)
29.97 (1.180)
29.97 (1.180)
37.47 (1.475)
37.47 (1.475)
C
3.81 (.150)
5.33 (.210)
3.81 (.150)
5.33 (.210)
3.81 (.150)
5.33 (.210)
3.81 (.150)
5.33 (.210)
3.81 (.150)
5.33 (.210)
Circuits
Order No.
PCB Thickness
2
2
2
3
3
3
4
4
4
5
5
5
6
6
6
43160-3102
43160-5302
43160-7302
43160-3103
43160-5303
43160-7303
43160-3104
43160-5304
43160-7304
43160-3105
43160-5305
43160-7305
43160-3106
43160-5306
43160-7306
.062
.093
.125
.062
.093
.125
.062
.093
.125
.062
.093
.125
.062
.093
.125
A
21.08 (.830)
21.08 (.830)
21.08 (.830)
28.58 (1.125)
28.58 (1.125)
28.58 (1.125)
36.07 (1.420)
36.07 (1.420)
36.07 (1.420)
43.56 (1.715)
43.56 (1.715)
43.56 (1.715)
51.05 (2.010)
51.05 (2.010)
51.05 (2.010)
Dimension
B
7.49 (.295)
7.49 (.295)
7.49 (.295)
14.99 (.590)
14.99 (.590)
14.99 (.590)
22.48 (.885)
22.48 (.885)
22.48 (.885)
29.97 (1.180)
29.97 (1.180)
29.97 (1.180)
37.47 (1.475)
37.47 (1.475)
37.47 (1.475)
3.81
5.33
5.33
3.81
5.33
5.33
3.81
5.33
5.33
3.81
5.33
5.33
3.81
5.33
5.33
C
(.150)
(.210)
(.210)
(.150)
(.210)
(.210)
(.150)
(.210)
(.210)
(.150)
(.210)
(.210)
(.150)
(.210)
(.210)
Conector Señal
EH CONNECTOR
Crimp
Radial Tape
Disconnectable Crimp style connectors
2.5mm
(.098") pitch
Features –––––––––––––––––––––––
• Compact and slim
This connector is designed to be compact and unusually thin.
It measures only 8.1mm (.319") high after mounting and is just
3.8mm (.150") wide.
• Highly reliable contact
The contact has long dimples near the center that ensure
continuity of low voltage and low current circuits at all times,
even under conditions of vibration and abusive prying.
• Polarizing guides
The header and housing have guides to prevent improper
mating.
• Whisker prevention
The contact material is treated with a reflow process, and the
square post is copper-undercoated and tin/lead-plated for
This, the thinnest, 2.5mm (.098") pitch
connector, is 8.1mm (.319") in height after
mounting and 3.8mm (.150") in width. It is
designed to meet the demand for the highdensity connection of internal wires to
printed circuit boards. It is compact,
highly reliable and low in cost.
whisker prevention.
• Easy and effective crimping
Although the contact is compact, it has a long wire strip length,
2.6 ± 0.4mm (.102" ± .016"). This long length is very useful for
automatic crimping and when crimping shielded wires.
• Interchangeability
The shrouded header is interchangeable with those of 2.5mm
(.098") pitch insulation displacement HR connectors.
2
3
4
5
B
JST
Specifications ––––––––––––––––––
• Current rating: 3.0A AC, DC
• Voltage rating: 250V AC, DC
• Temperature range: -25˚C to +85˚C
(including temperature rise in applying
electrical current)
• Contact resistance: Initial value/10m Ω max.
After environmental testing/20m Ω max.
• Insulation resistance:
1,000MΩ min.
• Withstanding voltage: 800V AC/minute
• Applicable wire: AWG #32 to #22
• Applicable PC board thickness: 0.8 to 1.6mm(.031" to .063")
* Contact JST for details.
Standards –––––––––––––––––––––
Recognized file No. E60389
Certified file No. LR20812
File No. R75089 (conforms to DIN/VDE 0627)
21
EH
CONNECTOR
Contact –––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––
Shape A
5.7(.224)
2.85(.112)
2.05(.081)
Applicable wire
Q´ty /
AWG # Insulation O.D. mm(in.) reel
Model No.
Shape
SEH-001T-P0.6
A
0.05 to 0.3
30 to 22
1.0 to 1.9(.039 to .075)
SEH-003T-P0.6L
B
0.032 to 0.08
32 to 28
0.5 to 1.1(.020 to .043)
1.0(.039)
mm2
9,000
2.0(.079)
Material and Finish
Phosphor bronze, Tin-plated
Note:
1.Contact JST if you require gold-plated contacts.Contact JST for details.
2.SEH-003T-P0.6L is not TÜV approved.
1.6(.063)
Shape B
5.7(.224)
2.85(.112)
2.05(.081)
2.0(.079)
1.1(.039)
1.6(.063)
Housing ––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––
Circuits
JST
1
2
0.6
(.024)
3
6
3.8(.150)
7
6.5(.256)
2.25
(.089) 2.5(.098)
B
A
0.7
(.028)
Model No.
Dimensions mm(in.)
A
Q´ty /
bag
2
EHR- 2
2.5( .098)
7.0( .276)
1,000
3
EHR- 3
5.0( .197)
9.5( .374)
1,000
4
EHR- 4
7.5( .295)
12.0( .472)
1,000
5
EHR- 5
10.0( .394)
14.5( .571)
1,000
6
EHR- 6
12.5( .492)
17.0( .669)
1,000
7
EHR- 7
15.0( .591)
19.5( .768)
1,000
8
EHR- 8
17.5( .689)
22.0( .866)
1,000
9
EHR- 9
20.0( .787)
24.5( .965)
1,000
10
EHR-10
22.5( .866)
27.0(1.063)
1,000
11
EHR-11
25.0( .984)
29.5(1.161)
1,000
12
EHR-12
27.5(1.083)
32.0(1.260)
1,000
13
EHR-13
30.0(1.181)
34.5(1.358)
1,000
14
EHR-14
32.5(1.280)
37.0(1.457)
1,000
15
EHR-15
35.0(1.378)
39.5(1.555)
1,000
Material
Nylon 66, UL94V-0, natural (white)
22
B
EH
CONNECTOR
Shrouded header –––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––
The shrouded headers are interchangeable with those of the HR crimp style and insulation displacement connectors (see page 146).
Model No.
Top entry type
(2 circuits)
Circuits
3.2(.126)
0.64
(.025)
2.5(.098)
Side entry
type
A
2
B 2B-EH-A
S 2B-EH
2.5( .098)
3
B 3B-EH-A
S 3B-EH
5.0( .197)
4
B 4B-EH-A
S 4B-EH
7.5( .295)
5
B 5B-EH-A
S 5B-EH
6
B 6B-EH-A
7
Top entry
type
Side entry
type
7.5( .295)
1,000
1,000
10.0( .394)
1,000
1,000
12.5( .492)
1,000
1,000
10.0( .394)
15.0( .591)
1,000
1,000
S 6B-EH
12.5( .492)
17.5( .689)
1,000
500
B 7B-EH-A
S 7B-EH
15.0( .591)
20.0( .787)
1,000
500
8
B 8B-EH-A
S 8B-EH
17.5( .689)
22.5( .886)
500
500
9
B 9B-EH-A
S 9B-EH
20.0( .787)
25.0( .984)
500
500
10
B10B-EH-A
S10B-EH
22.5( .866)
27.5(1.083)
500
500
11
B11B-EH-A
S11B-EH
25.0( .984)
30.0(1.181)
500
250
12
B12B-EH-A
S12B-EH
27.5(1.083)
32.5(1.280)
500
250
13
B13B-EH-A
S13B-EH
30.0(1.181)
35.0(1.378)
250
250
14
B14B-EH-A
S14B-EH
32.5(1.280)
37.5(1.476)
250
250
15
B15B-EH-A
S15B-EH
35.0(1.378)
40.0(1.575)
250
250
3.8(.150)
6.0(.236)
3.3(.130)
B
A
1.6(.063)
(3 to 15 circuits)
3.2(.126)
5.1(.201)
6.0(.236)
3.3(.130)
3.8(.150)
2.5
2.5 (.098)
(.098)
Q´ty / box
Dimensions mm.(in)
Top entry
type
B
Material and Finish
0.64
(.025)
Post: Brass, copper-undercoated, tin/lead plated
Wafer: Nylon 66, UL94V-0, natural (white)
1.6(.063)
Note:
1. Also available and identified as model BxxB-EH is a top entry type having a
post extension length of 4.0mm(.157")
2. Top entry type headers are not TÜV approved.
A
B
Side entry type
2.5
(.098)
2.5
(.098)
0.64
(.025)
6.7(.264)
6.0(.236)
2.2
(.087) 5.2(.205)
4.0(.157)
4.2(.165)
3.2
(.126)
A
B
PC board layout (viewed from soldering side) and Assembly layout –––––––––––––––––––
Side entry type
6.7min.
(.264)
2.5±0.05
1.9min.
(.098±.002) (.074)
0.9 + 00.1
(.035 +.004
0 )dia.
9.7(.382)
8.2(.323)
4.2
(.165)
0.9 + 0.1
0
(.035 +.004
0 )dia.
3.8
(.150)
7.5(.295)
2.2min.
(.087)
2.5±0.05
2.5min.
(.098±.002) (.098)
0.6(.024)
Top entry type
Note:
1. Tolerances are non-cumulative:±0.05mm(±.002" ) for all centers.
2. Hole dimension differ according to the kind of PC board and piercing method. If PC boards made of hard material such as FR-4 are used, the hole dimensions
should be larger. The dimensions above should serve as a guideline. Contact JST for details.
23
EH
CONNECTOR
Shrouded header on radial-tape –––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––
<Taping specifications conform to EIAJ-RC-1008B and JIS C0805.>
•The shrouded headers are interchangeable with those of the HR crimp style and insulation displacement connectors (see page 146).
•Shrouded headers on radial-tape are not TÜV approved.
TS type
(2 circuits)
4.4
(.173)
2.2(.087)
5.4(.213)
[1.0(.039)]
6.5
1.5(.059) (.255)
7.5(.295)
2.5(.098)
0.64(.025) dia.
Dimensions mm(in.)
Circuits
Model No.
2
B2B-EH-TS
-
-
1,400
3
B3B-EH-TS
5.0(.197)
10.0(.394)
1,400
4
B4B-EH-TS
7.5(.295)
12.5(.492)
700
5
B5B-EH-TS
10.0(.394)
15.0(.591)
700
6
B6B-EH-TS
12.5(.492)
17.5(.689)
700
7
B7B-EH-TS
15.0(.591)
20.0(.787)
700
8
B8B-EH-TS
17.5(.689)
22.5(.886)
700
A
B
Q´ty /
box
Material and Finish
Pin: Brass, copper-undercoated, tin/lead-plated
Wafer: Nylon 66, UL94V-0, natural (white)
(3 to 8 circuits)
B
A
0.64(.025) dia.
5.6(.220)
4.4
(.173)
2.2(.087)
[1.0(.039)]
1.5(.059)
2.8(.110) 6.5(.256)
2.5(.098)
2.5(.098)
0.64(.025) dia.
TV4 type
B
A
0.64(.025)
24
5.6(.220)
4.4
(.173)
2.2(.087)
2.8(.110) 6.5(.256)
2.5(.098)
2.5(.098)
[0.7(.028) dia.]
[0.7(.028) dia.]
Dimensions mm(in.)
Circuits
Model No.
3
B3B-EH-TV4
5.0(.197)
10.0(.394)
1,400
4
B4B-EH-TV4
7.5(.295)
12.5(.492)
700
5
B5B-EH-TV4
10.0(.394)
15.0(.591)
700
6
B6B-EH-TV4
12.5(.492)
17.5(.689)
700
7
B7B-EH-TV4
15.0(.591)
20.0(.787)
700
8
B8B-EH-TV4
17.5(.689)
22.5(.886)
700
A
B
Material and Finish
Post: Brass, copper-undercoated, tin/lead-plated
Wafer: Nylon 66, UL94V-0, natural (white)
Q´ty /
box
EH
CONNECTOR
Taping specifications ––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––
6.0
(.236)
18.0(.709)
20.0(.787)
9.0(.354)
2 and 3 circuits:12.7(.500)
4 to 8 circuits:25.4(1.000)
2circuits:5.1(.201)
3 to 8 circuits:3.85(.152)
4.0
(.157)dia.
2circuits:2.5(.098)
3 to 8 circuits:5.0(.197)
12.7(.500)
Note: Conforms to JIS C0825.
Packaging specifications –––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––
D
Distance between the end of the tape and the first connector's center
line (either end)
TERMIN
H
ALS &
Tail tape
Lead tape
CONN
ECTORS
R
W
Package type
Flat pack (zigzag folded)
Distance between folds
24 indexing holes per fold (304.8mm/12")
Box size
(316x45x330mm)12.4"(W)x1.8"(D) x13.0"(H)
Distance between the end of the
tape and the first connector´s
center line (either end)
19.05mm(.750")
PC board layout (viewed from soldering side) and Assembly layout –––––––––––––––––––
0.9 + 00.1
(.035 +0.004 )dia.
4.4
(.173)
6.5(.256)
8.6(.339)
2.2min.
(.087)
2.5±0.05
2.5min.
(.098±.002) (.098)
Note:
1. Tolerances are non-cumulative:±0.05mm(±.002" ) for all centers.
2. Hole dimensions differ depending on the kind of PC board and piercing method. The dimensions above should serve as a guideline. Contact JST for details.
25
convertidor DC-DC
Features
Regulated
Converters
●
●
●
●
●
●
●
●
●
5W DIP Package
1kVDC, 2kVDC & 3kVDC Isolation Options
Regulated Output
Continuous Short Circuit Protection
Auto-Restarting
Wide Input 2:1 & 4:1
UL94V-0 Package Material
Cost Effective
100% Burned In
Efficiency to 86%
Selection Guide
Part
Number
DIP24 (SMD)
Input
Voltage
(VDC)
Output
Voltage
(VDC)
Max. Cap.
Load
(µF)
Output
Current
(mA)
Efficiency
REC5-xx3.3SRW/H*
REC5-xx05SRW/H*
(See Notes)
REC5-xx09SRW/H*
(See Notes)
REC5-xx12SRW/H*
(See Notes)
REC5-xx15SRW/H*
(See Notes)
REC5-xx05DRW/H*
(See Notes)
REC5-xx12DRW/H*
(See Notes)
REC5-xx15DRW/H*
(See Notes)
9 - 18, 18 - 36, 36 - 72
9 - 18, 18 - 36, 36 - 72
4.5 - 9V
9 - 18, 18 - 36, 36 - 72
4.5 - 9V
9 - 18, 18 - 36, 36 - 72
4.5 - 9V
9 - 18, 18 - 36, 36 - 72
4.5 - 9V
9 - 18, 18 - 36, 36 - 72
4.5 - 9V
9 - 18, 18 - 36, 36 - 72
4.5 - 9V
9 - 18, 18 - 36, 36 - 72
4.5 - 9V
3.3
5
2200
1000
1200
1000
9
470
556
12
220
420
15
120
340
±5
±470
±500
±12
±100
±210
75-77
79-81
72
82-83
73
84-85
74
85-86
75
79-81
72
84-85
74
85-86
75
REC5-xx3.3SRWZ/H*
(%)
±15
±68
±170
9 - 36**, 18 - 72
3.3
2200
1200
75-76
REC5-xx05SRWZ/H*
9 - 36**, 18 - 72
5
1000
1000
81-82
REC5-xx09SRWZ/H*
9 - 36, 18 - 72
9
470
556
82-83
REC5-xx12SRWZ/H*
9 - 36, 18 - 72
12
220
420
83-84
REC5-xx15SRWZ/H*
9 - 36, 18 - 72
15
120
340
84-85
REC5-xx05DRWZ/H*
9 - 36, 18 - 72
±5
±470
±500
81-82
REC5-xx12DRWZ/H*
9 - 36, 18 - 72
±12
±100
±210
82-83
REC5-xx15DRWZ/H*
9 - 36, 18 - 72
±15
±68
±170
84-85
2:1 Input
(REC5-S/DRW/H1)
xx = 4.5-9Vin = 05
xx = 9-18Vin = 12
xx = 18-36Vin = 24
xx = 36-72Vin = 48
ECONOLINE
DC/DC-Converter
REC5S_DRW/H*
Series
5 Watt
DIP24 & SMD
Single & Dual
Output
EN-60950-1 Certified
EN-60601-1 Certified
(Suffix H3)
UL-60950-1 Pending
4:1 Input
(REC5-S/DRWZ/H1)
xx = 9-36Vin = 24
xx = 18-72Vin = 48
Notes:
For all REC5-05xxS_DRW series, Load = 90% max. when Vin=4.5VDC
* add suffix /H1 for 1kVDC Isolation, /H2 for 2kVDC Isolation or /H3 for 3kVDC Isolation.
* /H2 and /H3 versions are not available in B Pinning.
* /H3 version is not available in /M/SMD combination.
* add suffix "/A", "/B" or "/C" for Pinning, see next page
* add suffix "/M" for metal case
* add suffix "/SMD" for SMD package
e.g. REC5-xxxxSRWZH1/AM = 1kVDC isol. / Pinout "A" / metal case
** 24V 4:1 Wide Range Input Types (REC5-24xxS_DRWZ/H1) should be derated
Vin= 9 Vin : 3.3Vout / 1100mA max., 5Vout / 900mA max.
www.recom-international.com
November 2006
1
ECONOLINE
REC5-S_DRW/H*
Series
DC/DC-Converter
Specifications (Core Operating Area)
Input Voltage Range
2:1 & 4:1
Output Voltage Accuracy
±2% max.
Line Regulation (HL-LL)
±0.3% max.
Load Regulation (for output load current change from 20% to 100%)
±0.6% max.
50mVp-p max.
120kHz typ.
200kHz typ.
Input Filter
Pi Network
Efficiency at Full Load
see above
No Load Power Consumption
Isolation Voltage H1/SMD Pinout and metal case
(tested for 1 second)
Isolation Voltage H2/SMD Pinout and metal case
(tested for 1 second)
Rated Working Voltage
(long term isolation)
Isolation Voltage
H1 types
(tested for 1 second)
Isolation Voltage
H2 types
(tested for 1 second)
Isolation Voltage
H3 types
(tested for 1 second)
Rated Working Voltage
(long term isolation)
300mW max.
1000VDC min.
2000VDC min.
see Application Notes
1000VDC min.
2000VDC min.
3000VDC min.
see Application Notes
Isolation Capacitance
60pF typ.
Isolation Resistance
1 GΩ min.
Short Circuit Protection
Continuous, Auto Restart
Operating Temperature (free air convection)
-40°C to +75°C (see Graph)
Storage Temperature Range
-55°C to +125°C
Relative Humidity
95% RH
Case Material
(Ambient Temperature)
100
80
(3W) 60
(2W) 40
Safe Operating Area
20
0
-40
25
0
50
75 100 125
105
95
Operating Temperature °C
Non-Conductive Plastic
Thermal Impedance
Natural convection
20°C/W for metal case
Package Weight
MTBF (+25°C)
(+75°C)
Derating-Graph
Output Power (%)
Output Ripple and Noise (0,1µF capacitor on output, 20MHz BW)
Operating Frequency at Full Load
2:1 input
(at nominal input voltage)
4:1 input
}
13g
Detailed Information see
Application Notes chapter "MTBF"
3
850 x 10 hours
206 x 103hours
using MIL-HDBK 217F
using MIL-HDBK 217F
Package Style and Pinning (mm) DIP 24 , Wide Input 2:1 & 4:1
Package A
20.30
32.00
10.20
3.81
0.51
4.60
Pin Connections
15.24
Recommended Footprint Details
1.00 ø+0.15/–0
2 3
9
16
Dual
–Vin
–Vin
3
–Vin
–Vin
9
NC
Com
11
NC
–Vout
14
+Vout
+Vout
16
–Vout
Com
22
+Vin
+Vin
23
+Vin
+Vin
14
NC = No Connection
XX.X ± 0.5 mm
XX.XX ± 0.25 mm
2.54
2.54
2
Single
2
11
Bottom View
23 22
Pin #
Top View
November 2006
www.recom-international.com
ECONOLINE
REC5-S_DRW/H*
Series
DC/DC-Converter
Package Style and Pinning (mm) DIP 24 , Wide Input 2:1 & 4:1
Package B
32.00
20.30
Pin Connections
/H1 Only
10.20
3.81
15.24
0.51
2.06
Recommended Footprint Details
1.00 ø+0.15/–0
1 2 3
10 11 12
Bottom View
24 23 22
2.54
15 14 13
Top View
2.54
Package C
Pin #
Single
1
+Vin
Dual
+Vin
2
No Pin
–Vout
Com
3
No Pin
10
–Vout
Com
11
+Vout
+Vout
12
–Vin
–Vin
13
–Vin
–Vin
14
+Vout
+Vout
15
–Vout
Com
22
No Pin
Com
23
No Pin
–Vout
24
+Vin
+Vin
NC = No Connection
XX.X ± 0.5 mm
XX.XX ± 0.25 mm
20.30
32.00
Pin Connections
10.20
3.81
15.24
0.51
2.06
Recommended Footprint Details
1.00 ø+0.15/–0
1 2
10 11 12
Bottom View
24 23
15
2.54
Single
Dual
1
+Vin
+Vin
2
+Vin
+Vin
10
NC
Com
11
NC
Com
12
–Vout
NC
13
+Vout
–Vout
15
NC
+Vout
23
–Vin
–Vin
24
–Vin
–Vin
NC = No Connection
XX.X ± 0.5 mm
XX.XX ± 0.25 mm
2.54
13
Pin #
Top View
Mechanical drawings of DIP24 SMD case
32.00
19.90
31.40
11.20
2.54
All unused pins are
NC (No Connection).
SMD pin connections
follow standard
package pinning. See
Notes for restrictions
on /H3 SMD versions.
10.90
3.81
20.30
6.35
25.40
Recommended Footprint Details
Pin area
0.1 x 0.50
2.54
0.50
1.54
2.03
9 10 11 12
1 2 3 4 5
23.40
Bottom View
Tol.: ± 0.35 mm
26.67
Top View
24.64
24 23 22 21 20
11 x 2.54
16 15 14 13
1
27.94
length of plastic case is 31,8mm, length of metal case 32.0mm
www.recom-international.com
November 2006
3
Driver MSK 4401
ISO 9001 CERTIFIED BY DSCC
M.S.KENNEDY CORP.
29 AMP, 75V, 3 PHASE MOSFET
BRIDGE WITH INTELLIGENT
INTEGRATED GATE DRIVE
4401
4707 Dey Road Liverpool, N.Y. 13088
(315) 701-6751
FEATURES:
75 Volt Motor Supply Voltage
29 Amp Output Switch Capability, All N-Channel MOSFET Output Bridge
100% Duty Cycle High Side Conduction Capable
Suitable for PWM Applications from DC to 100KHz
Shoot-Through/Cross Conduction Protection
Undervoltage Lockout Protection
Programmable Dead-Time Control
Low Active Enable for Bridge Shutdown Control
Isolated Case for High Voltage Isolation Plus Good Thermal Transfer
Available with 4 Lead Bend Options
DESCRIPTION:
The MSK 4401 is a 3 phase MOSFET bridge plus drivers in a convenient isolated plastic power package. The
module is capable of 29 amps of output current and 75 volts of DC bus voltage. It has a full line of protection
features, including undervoltage lockout protection of the bias voltage, cross conduction control and a user programmable dead-time control for shoot-through elimination. In addition, the bridge may shut down by using the ENABLE
control. The MSK 4401 provides good thermal conductivity for the MOSFETs due to isolated plate design that allows
direct heat sinking of the device without insulators.
EQUIVALENT SCHEMATIC
PIN-OUT INFORMATION
TYPICAL APPLICATIONS
3 Phase Brushless DC
Servo Control
Fin Actuator Control
Gimbal Control
3 Phase AC
Induction Motor Control
HVAC Blower Control
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
1
BH
BL
AL
AH
SWR
VBIAS
EN
CL
CH
GND
20
19
18
17
16
15
14
13
12
11
AØ
AØ
V+
V+
BØ
BØ
CØ
CØ
RSENSE
RSENSE
Rev. E 11/04
ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS
V+
VBIAS
VIND
IOUT
IPK
θJC Thermal Resistance
TST (Output Switches @125°C)
TLD Storage Temperature Range
Lead Temperature Range
TC (10 Seconds)
TJ Case Operating Temperature
Junction Temperature
High Voltage Supply
75V
Bias Supply
16V
Logic Input Voltages
-0.3V to VBIAS +0.3V
Continuous Output Current
29A
Peak Output Current
41A
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
3.0°C/W
-55°C to +125°C
○
○
○
○
○
○
○
○
○
+300°C
-40°C to +85°C
+150°C
○
○
○
○
○
○
○
○
○
○
ELECTRICAL SPECIFICATIONS
Tc=+25°C unless otherwise specified
MSK 4401
Test Conditions 2
Parameter
Units
Min.
Typ.
Max.
CONTROL SECTION
VBIAS Quiescent Current
All Inputs Off
-
6
8
mAmp
VBIAS Operating Current
f=20KHz, 50% Duty Cycle
-
12.5
25
mAmp
Undervoltage Threshold (Falling)
5.6
6.6
7.6
Volts
Undervoltage Threshold (Rising)
6.1
7.1
8.1
Volts
-
-
0.8
Volts
2.7
-
-
Volts
Low Level Input Voltage
1
High Level Input Voltage 1
Low Level Input Current 1
VIN=0V
55
100
140
µAmp
High Level Input Current 1
VIN=5V
-10
-
+10
µAmp
ID=250µA, All Inputs Off
70
-
-
V
VDS=70V
-
-
250
µAmp
ID=29A
-
-
1.25
V
ID=29A
-
-
0.013
Ω
V+=29V, RL=1Ω
-
120
-
nSec
OUTPUT BRIDGE
Drain-Source Breakdown Voltage 1
Drain-Source Leakage Current 3
Drain-Source On Voltage
3
Drain-Source On Resistance 4
(Each FET, for thermal calculations only)
SWITCHING CHARACTERISTICS
Rise Time 1
ID=29A
-
81
-
nSec
Enable Turn-On Prop Delay (Lower) 1
SWR Resistor=∞
-
0.5
2
µSec
Enable Turn-Off Prop Delay (Lower) 1
SWR Resistor=∞
-
5
8
µSec
Enable Turn-On Prop Delay (Upper) 1
SWR Resistor=∞
-
5
8
µSec
Enable Turn-Off Prop Delay (Upper) 1
Fall Time 1
SWR Resistor=∞
-
0.5
2
µSec
Dead Time
SWR=Open
3.0
5.0
7.0
µSec
Dead Time
SWR=12K
0.3
0.6
1.2
µSec
ISD=29A
-
2.5
-
Volts
ISD=10A, di/dt=100A/µS
-
120
-
nSec
SOURCE-DRAIN DIODE CHARACTERISTICS
Forward Voltage 1
Reverse Recovery Time 1
NOTES:
1
2
3
4
Guaranteed by design but not tested. Typical parameters are representative of actual device performance but are for reference only.
VBIAS=+12V, V+=28V, RSENSE A,B=Ground, DIS=0V, EN=0V, SWR=open unless otherwise specified.
Measured using a 300µSec pulse with a 2% duty cycle.
On Resistance is specified for the internal MOSFET for thermal calculations. It does not include the package pin resistance.
2
Rev. E 11/04
APPLICATION NOTES
MSK 4401 PIN DESCRIPTIONS
AL,BL,CL - Are the lowside logic level digital inputs. These
three inputs control the three lowside bridge transistors. If the
highside inputs are low, then the lowside inputs will control
both the lowside and the highside of the bridge, with deadtime
set by the SWR resistor. EN will override these inputs, forcing
all outputs low. These inputs can be driven by logic up to 15V
(less than VBIAS). An internal pullup to VBIAS will hold each
input high if the pins are not driven.
AH,BH,CH - Are the highside logic level digital inputs. These
three inputs control the three highside bridge transistors. Unless the deadtime is disabled by connecting SWR to ground, the
lowside input of each phase will override the corresponding
highside input. If SWR is the lowside input of each phase will
override the corresponding highside input. In this condition,
tied to ground, deadtime is disabled and the outputs follow the
inputs. In this condition, shoot-through must be avoided externally. EN will override all inputs, forcing outputs low.
BUS VOLTAGE FILTER CAPACITORS
The size and placement of the capacitors for the main voltage
bus for the motor will have an effect on the noise filtered throughout the rest of the system. Series RLC tuned circuit is being
created by the inductance of the wire (about 30nH per inch),
the filter capacitance, and all of the resistances (wire resistance
and the capacitor ESR) of the overall power circuit. Voltage
spikes from the back EMF if the motor ride on top of the bus
voltage. All of this must be taken into account when laying out
the system. A first capacitor of high quality and low ESR should
be placed as close to the hybrid circuit as possible. Along with
that, a capacitor of 5x to 10x the first value should be added
(and that second capacitor should have some ESR) and/or a
resistor should be added to help with the damping of the voltage spikes. Be careful of the ripple current in all the capacitors.
Excessive ripple current, beyond what the capacitor is rated
for, will destroy the capacitor.
VBIAS - Is the positive supply for the gate drive. This pin should
be decoupled to ground with at least a 22µF capacitor in parallel
with a 0.1µF ceramic capacitor.
GROUND - Is the return for the VBIAS supply. This pin should
be connected to the return of the lowside MOSFETs or the bottom of the sense resistor at the bottom of the bridge. The gate
drive current must return through this pin, so trace lengths should
be kept to a minimum. All grounds should be returned to the
bottom of the bridge or sense resistor in a star fashion. This
will eliminate ground loops.
SWR - Is the pin for controlling the deadtime between the top
and bottom transistors of the bridge. By connecting a pullup
resistor between this pin and VBIAS, various deadtimes can be
obtained. There is and internal 100KΩ pullup resistor connected
internally. By adding additional resistors in externally, reduced
deadtimes can be achieved. By connecting this pin directly to
ground, all deadtime is eliminated. However, care must be taken
to assure that deadtime is being generated by the logic circuitry
driving the inputs. Shoot-through can occur (both the top and
bottom transistors on at the same time for a given phase, causing a short on the V+ supply to ground) destroying the bridge.
BIAS SUPPLY BYPASS CAPACITORS
It is recommended that at least 22µF of capacitance for bypassing the VBIAS voltage that supplies the drive circuitry for
the MSK 4401, along with 0.1µF for helping the high frequency
current pulses needed by the gate driver. If an extremely long
risetime is exhibited by the turn on of the FETs, the extra high
frequency capacitance will help.
GENERAL LAYOUT
Good high frequency PC layout techniques are a must. Traces
wide enough for the current delivered, and placement of the big
capacitors close to the MSK 4401 are very important. The
path for the RSENSE connection through any sense resistor
back to the GND pins must be as short as possible. This path is
the gate drive current path for all the FETs on the lower half of
each phase. A short, low inductance path will aid in the switching time of those FETs.
IN
V+ - Is the power connection for the top of the output bridge.
These pins must be bypassed by a capacitor to ground of a
least 10µF per amp preferrably 100µF per amp of output current
minimum, high quality high frequency bypass capacitance to
help suppress switching noise. Connect both pins for proper
current sharing.
AØ, BØ, CØ - Are the output pins for the three phases of power
bridge. Connect both pins for proper current sharing.
EN - Is the enabling input for the bridge. This digital input,
when pulled low, will enable the bridge, following the inputs
from AL, BL, CL and AH, BH, CH inputs. When pulled high, it
will override all other inputs and disable the bridge. It is internally pulled high to VBIAS, and can be driven by logic levels up
to VBIAS.
RSENSE - Are the connections to the bottom of the bridge. All
power flowing through the bridge will flow through this point,
and can be sensed by connecting a sense resistor from here to
ground. The sense resistor will develop a voltage proportional
to the current flowing. Size the value and power rating of the
sense resistor according to the voltage necessary. 3 volts is the
maximum voltage between this point and ground, or damage to
the hybrid will result. Connect both pins for proper current sharing.
3
LOW POWER STARTUP
When starting up the circuit utilizing the MSK 4401 for the first
time, it is very important to keep certain things in mind. Because of the small size of the bridge, there is no internal short
circuit protection and a short circuit will destroy the bridge.
Any required short circuit protection must be built outside the
bridge. Current and voltage limit the power supply feeding the
V+ pins to the bridge, and monitor the current for any signs of
short circuiting, or shoot-through currents. If there are large
current spikes at the beginning of each switching cycle, there
may be shoot through. Try raising the resistor value of the
SWR. This will lengthen the deadtime and stop shoot-through.
Rev. E 11/04
TYPICLAL APPLICATION SCHEMATIC
TYPICLAL PERFORMANCE CURVES
4
Rev. E 11/04
MECHANICAL SPECIFICATIONS
ESD Triangle Indicates Pin 1.
NOTE: ALL DIMENSIONS ARE ±0.010 INCHES UNLESS OTHERWISE LABELED.
ORDERING INFORMATION
Part
Number
Screening Level
Lead Configuration
MSK4401S
Industrial
Straight
MSK4401D
Industrial
Down
MSK4401U
Industrial
Up
MSK4401G
Industrial
Gull Wing
M.S. Kennedy Corp.
4707 Dey Road, Liverpool, New York 13088
Phone (315) 701-6751
FAX (315) 701-6752
www.mskennedy.com
The information contained herein is believed to be accurate at the time of printing. MSK reserves the right to make
changes to its products or specifications without notice, however, and assumes no liability for the use of its products.
Please visit our website for the most recent revision of this datasheet.
5
Rev. E 11/04
EEPROM AT28C64-25PC
Features
• Fast Read Access Time – 120 ns
• Fast Byte Write – 200 µs or 1 ms
• Self-timed Byte Write Cycle
•
•
•
•
•
•
•
– Internal Address and Data Latches
– Internal Control Timer
– Automatic Clear Before Write
Direct Microprocessor Control
– READY/BUSY Open Drain Output
– DATA Polling
Low Power
– 30 mA Active Current
– 100 µA CMOS Standby Current
High Reliability
– Endurance: 104 or 105 Cycles
– Data Retention: 10 Years
5V ± 10% Supply
CMOS and TTL Compatible Inputs and Outputs
JEDEC Approved Byte-wide Pinout
Commercial and Industrial Temperature Ranges
64K (8K x 8)
Parallel
EEPROMs
AT28C64
AT28C64X
Description
The AT28C64 is a low-power, high-performance 8,192 words by 8-bit nonvolatile electrically erasable and programmable read only memory with popular, easy-to-use features. The device is manufactured with Atmel’s reliable nonvolatile technology.
(continued)
Pin Configurations
A0 - A12
Addresses
CE
Chip Enable
OE
Output Enable
WE
Write Enable
I/O0 - I/O7
Data Inputs/Outputs
RDY/BUSY
Ready/Busy Output
NC
No Connect
DC
Don’t Connect
VCC
WE
NC
A8
A9
A11
OE
A10
CE
I/O7
I/O6
I/O5
I/O4
I/O3
A10
CE
I/O7
I/O6
I/O5
I/O4
I/O3
GND
I/O2
I/O1
I/O0
A0
A1
A2
A7
A12
RDY/BUSY (or NC)
DC
VCC
WE
NC
28
27
26
25
24
23
22
21
20
19
18
17
16
15
A6
A5
A4
A3
A2
A1
A0
NC
I/O0
5
6
7
8
9
10
11
12
13
29
28
27
26
25
24
23
22
21
A8
A9
A11
NC
OE
A10
CE
I/O7
I/O6
I/O1
I/O2
VSS
DC
I/O3
I/O4
I/O5
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
28
27
26
25
24
23
22
21
20
19
18
17
16
15
LCC, PLCC
Top View
TSOP
Top View
OE
A11
A9
A8
NC
WE
VCC
RDY/BUSY (or NC)
A12
A7
A6
A5
A4
A3
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
RDY/BUSY (or NC)
A12
A7
A6
A5
A4
A3
A2
A1
A0
I/O0
I/O1
I/O2
GND
4
3
2
1
32
31
30
Function
14
15
16
17
18
19
20
Pin Name
PDIP, SOIC
Top View
Rev. 0001H–12/99
Note: PLCC package pins 1 and 17 are
DON’T CONNECT.
1
The AT28C64 is accessed like a Static RAM for the read or
write cycles without the need for external components. During a byte write, the address and data are latched internally, freeing the microprocessor address and data bus for
other operations. Following the initiation of a write cycle,
the device will go to a busy state and automatically clear
and write the latched data using an internal control timer.
The device includes two methods for detecting the end of a
write cycle, level detection of RDY/BUSY (unless pin 1 is
N.C.) and DATA Polling of I/O7 . Once the end of a write
cycle has been detected, a new access for a read or write
can begin.
The CMOS technology offers fast access times of 120 ns at
low power dissipation. When the chip is deselected the
standby current is less than 100 µA.
Atmel’s AT28C64 has additional features to ensure high
quality and manufacturability. The device utilizes error correction internally for extended endurance and for improved
data retention characteristics. An extra 32 bytes of
EEPROM are available for device identification or tracking.
Block Diagram
Absolute Maximum Ratings*
Temperature under Bias ................................ -55°C to +125°C
Storage Temperature ..................................... -65°C to +150°C
All Input Voltages (including NC Pins)
with Respect to Ground ...................................-0.6V to +6.25V
All Output Voltages
with Respect to Ground .............................-0.6V to VCC + 0.6V
Voltage on OE and A9
with Respect to Ground ...................................-0.6V to +13.5V
2
AT28C64(X)
*NOTICE:
Stresses beyond those listed under “Absolute
Maximum Ratings” may cause permanent damage to the device. This is a stress rating only and
functional operation of the device at these or any
other conditions beyond those indicated in the
operational sections of this specification is not
implied. Exposure to absolute maximum rating
conditions for extended periods may affect
device reliability
AT28C64(X)
Device Operation
READ: The AT28C64 is accessed like a Static RAM.
When CE and OE are low and WE is high, the data stored
at the memory location determined by the address pins is
asserted on the outputs. The outputs are put in a high
impedance state whenever CE or OE is high. This dual line
control gives designers increased flexibility in preventing
bus contention.
BYTE WRITE: Writing data into the AT28C64 is similar to
writing into a Static RAM. A low pulse on the WE or CE
input with OE high and CE or WE low (respectively) initiates a byte write. The address location is latched on the
falling edge of WE (or CE); the new data is latched on the
rising edge. Internally, the device performs a self-clear
before write. Once a byte write has been started, it will
automatically time itself to completion. Once a programming operation has been initiated and for the duration of
tWC, a read operation will effectively be a polling operation.
FAST BYTE WRITE: The AT28C64E offers a byte write
time of 200 µs maximum. This feature allows the entire
device to be rewritten in 1.6 seconds.
READY/BUSY: Pin 1 is an open drain RDY/BUSY output
that can be used to detect the end of a write cycle.
RDY/BUSY is actively pulled low during the write cycle and
is released at the completion of the write. The open drain
connection allows for OR-tying of several devices to the
same RDY/BUSY line. The RDY/BUSY pin is not connected for the AT28C64X.
DATA POLLING: The AT28C64 provides DATA Polling to
signal the completion of a write cycle. During a write cycle,
an attempted read of the data being written results in the
complement of that data for I/O 7 (the other outputs are
indeterminate). When the write cycle is finished, true data
appears on all outputs.
WRITE PROTECTION: Inadvertent writes to the device
are protected against in the following ways: (a) VCC sense –
if VCC is below 3.8V (typical) the write function is inhibited;
(b) VCC power on delay – once VCC has reached 3.8V the
device will automatically time out 5 ms (typical) before
allowing a byte write; and (c) write inhibit – holding any one
of OE low, CE high or WE high inhibits byte write cycles.
CHIP CLEAR: The contents of the entire memory of the
AT28C64 may be set to the high state by the CHIP CLEAR
operation. By setting CE low and OE to 12 volts, the chip is
cleared when a 10 msec low pulse is applied to WE.
D E V I C E I DE NT I FI C A TI O N : A n e x t r a 3 2 b y t e s o f
EEPROM memory are available to the user for device identification. By raising A9 to 12 ± 0.5V and using address
locations 1FE0H to 1FFFH the additional bytes may be
written to or read from in the same manner as the regular
memory array.
3
DC and AC Operating Range
AT28C64-12
AT28C64-15
AT28C64-20
AT28C64-25
0°C - 70°C
0°C - 70°C
0°C - 70°C
0°C - 70°C
-40°C - 85°C
-40°C - 85°C
-40°C - 85°C
-40°C - 85°C
5V ± 10%
5V ± 10%
5V ± 10%
5V ± 10%
Mode
CE
OE
WE
I/O
Read
VIL
VIL
VIH
DOUT
VIL
VIH
VIL
DIN
VIH
(1)
X
High Z
Com.
Operating
Temperature (Case)
Ind.
VCC Power Supply
Operating Modes
Write
(2)
Standby/Write Inhibit
X
Write Inhibit
X
X
VIH
Write Inhibit
X
VIL
X
Output Disable
X
VIH
X
High Z
VIL
High Z
Chip Erase
Notes:
VIL
VH
(3)
1. X can be VIL or VIH.
2. Refer to AC programming waveforms.
3. VH = 12.0V ± 0.5V.
DC Characteristics
Symbol
Parameter
Condition
ILI
Input Load Current
ILO
Max
Units
VIN = 0V to VCC + 1V
10
µA
Output Leakage Current
VI/O = 0V to VCC
10
µA
ISB1
VCC Standby Current CMOS
CE = VCC - 0.3V to VCC + 1.0V
100
µA
Com.
2
mA
ISB2
VCC Standby Current TTL
CE = 2.0V to VCC + 1.0V
Ind.
3
mA
30
mA
VCC Active Current AC
f = 5 MHz; IOUT = 0 mA
CE = VIL
Com.
ICC
Ind.
45
mA
VIL
Input Low Voltage
0.8
V
VIH
Input High Voltage
VOL
Output Low Voltage
IOL = 2.1 mA
= 4.0 mA for RDY/BUSY
VOH
Output High Voltage
IOH = -400 µA
4
Min
2.0
AT28C64(X)
V
0.45
2.4
V
V
AT28C64(X)
AC Read Characteristics
Symbol
Parameter
tACC
AT28C64-12
AT28C64-15
AT28C64-20
AT28C64-25
Min
Min
Min
Min
Max
Max
Max
Max
Units
Address to Output Delay
120
150
200
250
ns
(1)
CE to Output Delay
120
150
200
250
ns
(2)
OE to Output Delay
10
60
10
70
10
80
10
100
ns
tDF(3)(4)
CE or OE High to Output Float
0
45
0
50
0
55
0
60
ns
tOH
Output Hold from OE, CE or
Address, whichever occurred first
0
tCE
tOE
0
0
0
ns
AC Read Waveforms(1)(2)(3)(4)
Notes:
1. CE may be delayed up to tACC - tCE after the address transition without impact on tACC.
2. OE may be delayed up to tCE - tOE after the falling edge of CE without impact on tCE or by tACC - tOE after an address change
without impact on tACC.
3. tDF is specified from OE or CE whichever occurs first (CL = 5 pF).
4. This parameter is characterized and is not 100% tested.
Input Test Waveforms and
Measurement Level
Output Test Load
tR, tF < 20 ns
Pin Capacitance
f = 1 MHz, T = 25°C(1)
Symbol
Typ
Max
Units
Conditions
CIN
4
6
pF
VIN = 0V
COUT
8
12
pF
VOUT = 0V
Note:
1. This parameter is characterized and is not 100% tested.
5
AC Write Characteristics
Symbol
Parameter
Min
tAS, tOES
Address, OE Setup Time
10
ns
tAH
Address Hold Time
50
ns
tWP
Write Pulse Width (WE or CE)
100
tDS
Data Setup Time
50
ns
tDH, tOEH
Data, OE Hold Time
10
ns
tCS, tCH
CE to WE and WE to CE Setup and Hold Time
0
ns
tDB
Time to Device Busy
tWC
Write Cycle Time (option available)
AT28C64
AT28C64E
AC Write Waveforms
WE Controlled
CE Controlled
6
AT28C64(X)
Max
1000
Units
ns
50
ns
1
ms
200
µs
AT28C64(X)
Data Polling Characteristics(1)
Symbol
Parameter
tDH
Data Hold Time
tOEH
OE Hold Time
Min
OE to Output Delay
tWR
Write Recovery Time
Notes:
Max
Units
10
ns
10
ns
(2)
tOE
Typ
ns
0
ns
1. These parameters are characterized and not 100% tested.
2. See “AC Read Characteristics”.
Data Polling Waveforms
Chip Erase Waveforms
tS = tH = 1 µsec (min.)
tW = 10 msec (min.)
VH = 12.0 ± 0.5V
7
8
AT28C64(X)
AT28C64(X)
AT28C64 Ordering Information
ICC (mA)
tACC
(ns)
Active
Standby
Ordering Code
Package
120
30
0.1
AT28C64(E)-12JC
AT28C64(E)-12PC
AT28C64(E)-12SC
AT28C64(E)-12TC
32J
28P6
28S
28T
Commercial
(0°C to 70°C)
45
0.1
AT28C64(E)-12JI
AT28C64(E)-12PI
AT28C64(E)-12SI
AT28C64(E)-12TI
32J
28P6
28S
28T
Industrial
(-40°C to 85°C)
30
0.1
AT28C64(E)-15JC
AT28C64(E)-15PC
AT28C64(E)-15SC
AT28C64(E)-15TC
32J
28P6
28S
28T
Commercial
(0°C to 70°C)
45
0.1
AT28C64(E)-15JI
AT28C64(E)-15PI
AT28C64(E)-15SI
AT28C64(E)-15TI
32J
28P6
28S
28T
Industrial
(-40°C to 85°C)
30
0.1
AT28C64(E)-20JC
AT28C64(E)-20PC
AT28C64(E)-20SC
AT28C64(E)-20TC
32J
28P6
28S
28T
Commercial
(0°C to 70°C)
45
0.1
AT28C64(E)-20JI
AT28C64(E)-20PI
AT28C64(E)-20SI
AT28C64(E)-20TI
32J
28P6
28S
28T
Industrial
(-40°C to 85°C)
30
0.1
AT28C64(E)-25JC
AT28C64(E)-25PC
AT28C64(E)-25SC
AT28C64(E)-25TC
32J
28P6
28S
28T
Commercial
(0°C to 70°C)
45
0.1
AT28C64(E)-25JI
AT28C64(E)-25PI
AT28C64(E)-25SI
AT28C64(E)-25TI
32J
28P6
28S
28T
Industrial
(-40°C to 85°C)
150
200
250
Operation Range
Package Type
32J
32-lead, Plastic J-leaded Chip Carrier (PLCC)
28P6
28-lead, 0.600" Wide, Plastic Dull Inline Package (PDIP)
28S
28-lead, 0.300" Wide, Plastic Gull Wing, Small Outline (SOIC)
28T
28-lead, Plastic Thin Small Outline Package (TSOP)
Options
Blank
Standard Device: Endurance = 10K Write Cycles; Write Time = 1 ms
E
High Endurance Option: Endurance = 100K Write Cycles; Write Time = 200 µs
9
AT28C64X Ordering Information
ICC (mA)
tACC
(ns)
Active
Standby
Ordering Code
Package
150
30
0.1
AT28C64X-15JC
AT28C64X-15PC
AT28C64X-15SC
AT28C64X-15TC
32J
28P6
28S
28T
Commercial
(0°C to 70°C)
45
0.1
AT28C64X-15JI
AT28C64X-15PI
AT28C64X-15SI
AT28C64X-15TI
32J
28P6
28S
28T
Industrial
(-40°C to 85°C)
30
0.1
AT28C64X-20JC
AT28C64X-20PC
AT28C64X-20SC
AT28C64X-20TC
32J
28P6
28S
28T
Commercial
(0°C to 70°C)
45
0.1
AT28C64X-20JI
AT28C64X-20PI
AT28C64X-20SI
AT28C64X-20TI
32J
28P6
28S
28T
Industrial
(-40°C to 85°C)
30
0.1
AT28C64X-25JC
AT28C64X-25PC
AT28C64X-25SC
AT28C64X-25TC
32J
28P6
28S
28T
Commercial
(0°C to 70°C)
45
0.1
AT28C64X-25JI
AT28C64X-25PI
AT28C64X-25SI
AT28C64X-25TI
32J
28P6
28S
28T
Industrial
(-40°C to 85°C)
200
250
Valid Part Numbers
The following table lists standard Atmel products that can be ordered.
Device Numbers
Speed
Package and Temperature Combinations
AT28C64 X
12
JC, JI, PC, PI, SC, SI, TC, TI
AT28C64 X
15
JC, JI, PC, PI, SC, SI, TC, TI
AT28C64 X
20
JC, JI, PC, PI, SC, SI, TC, TI
AT28C64 X
25
JC, JI, PC, PI, SC, SI, TC, TI
Die Products
Reference Section: Parallel EEPROM Die Products
Package Type
32J
32-lead, Plastic J-leaded Chip Carrier (PLCC)
28P6
28-lead, 0.600" Wide, Plastic Dull Inline Package (PDIP)
28S
28-lead, 0.300" Wide, Plastic Gull Wing, Small Outline (SOIC)
28T
28-lead, Plastic Thin Small Outline Package (TSOP)
10
AT28C64(X)
Operation Range
AT28C64(X)
Packaging Information
32J, 32-lead, Plastic J-leaded Chip Carrier (PLCC)
Dimensions in Inches and (Millimeters)
JEDEC STANDARD MS-016 AE
28P6, 28-lead, 0.600" Wide, Plastic Dual Inline
Package (PDIP)
Dimensions in Inches and (Millimeters)
JEDEC STANDARD MS-011 AB
.045(1.14) X 45˚
PIN NO. 1
IDENTIFY
.553(14.0)
.547(13.9)
.595(15.1)
.585(14.9)
.032(.813)
.026(.660)
1.47(37.3)
1.44(36.6)
.025(.635) X 30˚ - 45˚
.012(.305)
.008(.203)
PIN
1
.530(13.5)
.490(12.4)
.566(14.4)
.530(13.5)
.021(.533)
.013(.330)
.090(2.29)
MAX
1.300(33.02) REF
.050(1.27) TYP
.300(7.62) REF
.430(10.9)
.390(9.90)
AT CONTACT
POINTS
.030(.762)
.015(.381)
.095(2.41)
.060(1.52)
.140(3.56)
.120(3.05)
.022(.559) X 45˚ MAX (3X)
.453(11.5)
.447(11.4)
.495(12.6)
.485(12.3)
28S, 28-lead, 0.300" Wide, Plastic Gull Wing Small
Outline (SOIC)
Dimensions in Inches and (Millimeters)
.220(5.59)
MAX
.005(.127)
MIN
SEATING
PLANE
.065(1.65)
.015(.381)
.022(.559)
.014(.356)
.161(4.09)
.125(3.18)
.110(2.79)
.090(2.29)
.012(.305)
.008(.203)
.065(1.65)
.041(1.04)
.630(16.0)
.590(15.0)
0 REF
15
.690(17.5)
.610(15.5)
28T, 28-lead, Plastic Thin Small Outline Package
(TSOP)
Dimensions in Millimeters and (Inches)*
INDEX
MARK
AREA
11.9 (0.469)
11.7 (0.461)
13.7 (0.539)
13.1 (0.516)
0.27 (0.011)
0.18 (0.007)
0.55 (0.022)
BSC
7.15 (0.281)
REF
8.10 (0.319)
7.90 (0.311)
1.25 (0.049)
1.05 (0.041)
0.20 (0.008)
0.10 (0.004)
0
5 REF
0.20 (0.008)
0.15 (0.006)
0.70 (0.028)
0.30 (0.012)
*Controlling dimension: millimeters
11
Atmel Headquarters
Atmel Operations
Corporate Headquarters
Atmel Colorado Springs
2325 Orchard Parkway
San Jose, CA 95131
TEL (408) 441-0311
FAX (408) 487-2600
Europe
1150 E. Cheyenne Mtn. Blvd.
Colorado Springs, CO 80906
TEL (719) 576-3300
FAX (719) 540-1759
Atmel Rousset
Atmel U.K., Ltd.
Coliseum Business Centre
Riverside Way
Camberley, Surrey GU15 3YL
England
TEL (44) 1276-686-677
FAX (44) 1276-686-697
Zone Industrielle
13106 Rousset Cedex
France
TEL (33) 4-4253-6000
FAX (33) 4-4253-6001
Asia
Atmel Asia, Ltd.
Room 1219
Chinachem Golden Plaza
77 Mody Road Tsimhatsui
East Kowloon
Hong Kong
TEL (852) 2721-9778
FAX (852) 2722-1369
Japan
Atmel Japan K.K.
9F, Tonetsu Shinkawa Bldg.
1-24-8 Shinkawa
Chuo-ku, Tokyo 104-0033
Japan
TEL (81) 3-3523-3551
FAX (81) 3-3523-7581
Fax-on-Demand
North America:
1-(800) 292-8635
International:
1-(408) 441-0732
e-mail
literature@atmel.com
Web Site
http://www.atmel.com
BBS
1-(408) 436-4309
© Atmel Corporation 1999.
Atmel Corporation makes no warranty for the use of its products, other than those expressly contained in the Company’s standard warranty which is detailed in Atmel’s Terms and Conditions located on the Company’s web site. The Company assumes no responsibility for
any errors which may appear in this document, reserves the right to change devices or specifications detailed herein at any time without
notice, and does not make any commitment to update the information contained herein. No licenses to patents or other intellectual property of Atmel are granted by the Company in connection with the sale of Atmel products, expressly or by implication. Atmel’s products are
not authorized for use as critical components in life suppor t devices or systems.
Marks bearing
®
and/or
™
are registered trademarks and trademarks of Atmel Corporation.
Terms and product names in this document may be trademarks of others.
Printed on recycled paper.
0001H–12/99/xM
IR2121
Data Sheet No. PD60018-M
IR2121 & (PbF)
CURRENT LIMITING LOW SIDE DRIVER
Features
• Gate drive supply range from 12 to 18V
• Undervoltage lockout
• Current detection and limiting loop to limit driven
Product Summary
VOFFSET
5V max.
power transistor current
IO+/-
1A / 2A
shutdown time
VOUT
12 - 18V
VCSth
230 mV
ton/off (typ.)
150 & 150 ns
• Error lead indicates fault conditions and programs
• Output in phase with input
• 2.5V, 5V and 15V input logic compatible
• Also available LEAD-FREE
Description
The IR2121 is a high speed power MOSFET and
Package
IGBT driver with over-current limiting protection circuitry. Latch immune CMOS technology enables ruggedized monolithic construction. Logic inputs are
compatible with standard CMOS or LSTTL outputs,
down to 2.5V logic. The output driver features a
high pulse current buffer stage designed for minimum cross-conduction. The protection circuitry detects over-current in the driven power transistor and
limits the gate drive voltage. Cycle-by-cycle shut8-Lead PDIP
down is programmed by an external capacitor which
directly controls the time interval between detection of the over-current limiting condition and latched shutdown. The output can be used to drive an N-channel power MOSFET or IGBT in the low side configuration.
Typical Connection
(Refer to Lead
Assignments for correct
pin configuration). This/
These diagram(s) show
electrical connections
only. Please refer to our
Application Notes and
DesignTips for proper
circuit board layout.
www.irf.com
1
IR2121 & (PbF)
Absolute Maximum Ratings
Absolute Maximum Ratings indicate sustained limits beyond which damage to the device may occur. All voltage parameters are absolute voltages referenced to COM. The Thermal Resistance and Power Dissipation ratings are measured
under board mounted and still air conditions.
Parameter
Definition
Symbol
VCC
Fixed Supply Voltage
Value
Min.
Max.
Units
-0.3
25
VS
Gate Drive Return Voltage
VCC - 25
VCC + 0.3
VO
Output Voltage
VS - 0.3
VCC + 0.3
VIN
Logic Input Voltage
-0.3
VCC + 0.3
VERR
Error Signal Voltage
-0.3
VCC + 0.3
V
VCS
Current Sense Voltage
VS - 0.3
VCC + 0.3
PD
Package Power Dissipation @ TA ≤ +25°C
—
1.0
W
RthJA
°C/W
Thermal Resistance, Junction to Ambient
—
125
TJ
Junction Temperature
—
150
TS
Storage Temperature
-55
150
TL
Lead Temperature (Soldering, 10 seconds)
—
300
°C
Recommended Operating Conditions
The Input/Output logic timing diagram is shown in Figure 1. For proper operation the device should be used within the
recommended conditions. The VS offset rating is tested with all supplies biased at 15V differential.
Parameter
Definition
Symbol
VCC
Fixed Supply Voltage
Value
Min.
Max.
VS + 12
VS + 18
VS
Gate Drive Return Voltage
-5
5
VO
Output Voltage
VS
VCC
VIN
Logic Input Voltage
0
VCC
VERR
Error Signal Voltage
VCS
TA
2
0
VCC
Current Sense Signal Voltage
VS
VCC
Ambient Temperature
-40
125
Units
V
°C
www.irf.com
IR2121 & (PbF)
Dynamic Electrical Characteristics
VBIAS (VCC) = 15V, CL = 3300 pF and TA = 25°C unless otherwise specified. The dynamic electrical characteristics are
defined in Figures 2 through 5.
Symbol
Parameter
Definition
Value
Figure Min. Typ. Max. Units Test Conditions
ton
toff
tsd
tr
tf
Turn-On Propagation Delay
Turn-Off Propagation Delay
ERR Shutdown Propagation Delay
Turn-On Rise Time
Turn-Off Fall Time
7
8
9
10
11
—
—
—
—
—
150
200
1.7
43
26
200
250
2.2
60
35
tcs
terr
CS Shutdown Propagation Delay
CS to ERR Pull-Up Propagation Delay
12
13
—
—
0.7
9.0
1.2
12
ns
VIN = 0 & 5V
µs
ns
µs
CERR = 270 pF
Static Electrical Characteristics
VBIAS (VCC) = 15V and TA = 25°C unless otherwise specified. The VIN, VTH and IIN parameters are referenced to COM.
The VO and IO parameters are referenced to VS .
Symbol
VIH
VIL
VCSTH+
VCSTHVOH
VOL
IQCC
IIN+
IINICS+
ICSVCCUV+
Parameter
Definition
Logic “1” Input Voltage
Logic “0” Input Voltage
CS Input Positive Going Threshold
CS Input Negative Going Threshold
High Level Output Voltage, VBIAS - VO
Low Level Output Voltage, VO
Quiescent VCC Supply Current
Logic “1” Input Bias Current
Logic “0” Input Bias Current
“High” CS Bias Current
“Low” CS Bias Current
VCC Supply Undervoltage Positive Going
Value
Figure Min. Typ. Max. Units Test Conditions
14
15
16
17
18
19
20
21
22
23
24
25
2.2
—
150
130
—
—
—
—
—
—
—
8.3
—
—
230
210
—
—
1.1
4.5
—
4.5
—
8.9
—
0.8
320
300
100
100
2.2
10
1.0
10
1.0
9.6
26
7.3
8.0
8.7
IERR
Threshold
VCC Supply Undervoltage Negative Going
Threshold
ERR Timing Charge Current
27
65
100
130
IERR+
ERR Pull-Up Current
28
8.0
15
—
IERRIO+
ERR Pull-Down Current
Output High Short Circuit Pulsed Current
29
30
16
1.0
30
1.6
—
—
IO-
Output Low Short Circuit Pulsed Current
31
2.0
3.3
—
VCCUV-
V
mV
mA
µA
V
µA
mA
www.irf.com
IO = 0A
IO = 0A
VIN = VCS = 0V or 5V
VIN = 5V
VIN = 0V
VCS = 3V or 5V
VCS = 0V
A
VIN = 5V, VCS = 3V
ERR < VERR+
VIN = 5V, VCS = 3V
ERR > VERR+
VIN = 0V
VO = 0V, VIN = 5V
PW ≤ 10 µs
VO = 15V, VIN = 0V
PW ≤ 10 µs
3
IR2121 & (PbF)
Functional Block Diagram
*!!
$%'
"
#
!
Lead Definitions
Lead
Symbol Description
VCC
IN
ERR
COM
OUT
VS
CS
Logic and gate drive supply
Logic input for gate driver output (OUT), in phase with OUT
Serves multiple functions; status reporting, linear mode timing and cycle by cycle logic
shutdown
Logic ground
Gate drive output
Gate drive supply return
Current sense input to current sense comparator
Lead Assignments
8 Lead PDIP
4
www.irf.com
IR2121 & (PbF)
Figure 1. Input/Output Timing Diagram
Figure 2. Switching Time Test Circuit
?$K
?$K
?$K
:
:
X$K
X$K
$K
YZ
X$K
$K
Figure 3. Switching Time Waveform Definitions
Figure 4. ERR Shutdown Waveform Definitions
?$K
?$K
YZ
[
?$K
X$K
\
\ = ×
Figure 5. CS Shutdown Waveform Definitions
www.irf.com
\
= ×
$$]
Figure 6. CS to ERR Waveform Definitions
5
500
500
400
400
Turn-On Time (ns)
Turn-On Delay Time (ns)
IR2121 & (PbF)
300
200
Max.
300
Max.
200
Typ.
Typ.
100
100
0
0
-50
-25
0
25
50
75
100
125
10
12
Figure 7A. Turn-On Time vs. Temperature
16
18
20
Figure 7B. Turn-On Time vs. Voltage
500
500
400
400
Turn-Off Time (ns)
Turn-Off Delay Time (ns)
14
VBIAS Supply Voltage (V)
Temperature (°C)
300
200
300
Max.
200
Typ.
Max.
Typ.
100
100
0
0
-50
-25
0
25
50
75
100
125
10
12
Temperature (°C)
Figure 8A. Turn-Off Time vs. Temperature
ERR to Output Shutdown Delay Time (µs)
ERR to Output Shutdown Delay Time (µs)
18
20
5.00
4.00
3.00
Max.
Typ.
1.00
0.00
4.00
3.00
2.00
1.00
Max.
Typ.
0.00
-50
-25
0
25
50
75
100
125
Temperature (°C)
Figure 9A. ERR to Output Shutdown vs. Temperature
6
16
Figure 8B. Turn-Off Time vs. Voltage
5.00
2.00
14
VBIAS Supply Voltage (V)
10
12
14
16
18
20
VBIAS Supply Voltage (V)
Figure 9B. ERR to Output Shutdown vs. Voltage
www.irf.com
IR2121 & (PbF)
100
100
80
80
60
Turn-On Rise Time (ns)
Turn-On Rise Time (ns)
Max.
Max.
Typ.
40
20
60
Typ.
40
20
0
0
-50
-25
0
25
50
75
100
10
125
12
Figure 10A. Turn-On Rise Time vs. Temperature
16
18
20
Figure 10B. Turn-On Rise Time vs. Voltage
100
100
80
80
Turn-Off Fall Time (ns)
Turn-Off Fall Time (ns)
14
VBIAS Supply Voltage (V)
Temperature (°C)
60
40
Max.
60
Max.
40
Typ.
Typ.
20
20
0
0
-50
-25
0
25
50
75
100
125
10
12
Figure 11A. Turn-Off Fall Time vs. Temperature
18
20
2.00
CS to Output Shutdown Delay Time (µs)
CS to Output Shutdown Delay Time (µs)
16
Figure 11B. Turn-Off Fall Time vs. Voltage
2.00
1.60
1.20
14
VBIAS Supply Voltage (V)
Temperature (°C)
Max.
0.80
Typ.
0.40
1.60
Max.
1.20
Typ.
0.80
0.40
0.00
0.00
-50
-25
0
25
50
75
100
125
Temperature (°C)
Figure 12A. CS to Output Shutdown vs. Temperature
www.irf.com
10
12
14
16
18
20
VBIAS Supply Voltage (V)
Figure 12B. CS to Output Shutdown vs. Voltage
7
IR2121 & (PbF)
20.0
CS to ERR Pull-Up Delay Time (µs)
CS to ERR Pull-Up Delay Time (µs)
20.0
16.0
Max.
12.0
Typ.
8.0
4.0
0.0
16.0
12.0
M ax.
Typ.
8.0
4.0
0.0
-50
-25
0
25
50
75
100
125
10
12
5.00
5.00
4.00
4.00
3.00
Min.
2.00
1.00
20
3.00
Min.
2.00
0.00
-50
-25
0
25
50
75
100
125
10
12
14
16
18
20
VCC Logic Supply Voltage (V)
Temperature (°C)
Figure 14A. Logic “1” Input Threshold vs. Temperature
Figure 14B. Logic “1” Input Threshold vs. Voltage
5.00
5.00
4.00
4.00
Logic "0" Input Threshold (V)
Logic "0" Input Threshold (V)
18
1.00
0.00
3.00
2.00
3.00
2.00
1.00
Max.
0.00
Max.
0.00
-50
-25
0
25
50
75
100
125
Temperature (°C)
Figure 15A. Logic “0” Input Threshold vs. Temperature
8
16
Figure 13B. CS to ERR Pull-Up vs. Voltage
Logic "1" Input Threshold (V)
Logic "1" Input Threshold (V)
Figure 13A. CS to ERR Pull-Up vs. Temperature
1.00
14
VBIAS Supply Voltage (V)
Temperature (°C)
10
12
14
16
18
20
VCC Logic Supply Voltage (V)
Figure 15B. Logic “0” Input Threshold vs. Voltage
www.irf.com
IR2121 & (PbF)
500
CS Input Positive Going Threshold (mV)
CS Input Positive Going Threshold (mV)
500
400
Max.
300
Typ.
200
Min.
100
0
400
Max.
300
Typ.
200
Min.
100
0
-50
-25
0
25
50
75
100
125
10
12
Figure 16A. CS Input Threshold (+) vs. Temperature
18
20
500
CS Input Negative Going Threshold (mV)
CS Input Negative Going Threshold (mV)
16
Figure 16B. CS Input Threshold (+) vs. Voltage
500
400
300
Max.
Typ.
200
Min.
100
0
400
300
Max.
Typ.
200
Min.
100
0
-50
-25
0
25
50
75
100
125
10
12
14
16
18
20
VBS Floating Supply Voltage (V)
Temperature (°C)
Figure 17A. CS Input Threshold (-) vs. Temperature
Figure 17B. CS Input Threshold (-) vs. Voltage
1.00
1.00
0.80
0.80
High Level Output Voltage (V)
High Level Output Voltage (V)
14
VBS Floating Supply Voltage (V)
Temperature (°C)
0.60
0.40
0.20
0.60
0.40
0.20
Max.
Max.
0.00
0.00
-50
-25
0
25
50
75
100
Temperature (°C)
Figure 18A. High Level Output vs. Temperature
www.irf.com
125
10
12
14
16
18
20
VBS Floating Supply Voltage (V)
Figure 18B. High Level Output vs. Voltage
9
1.00
1.00
0.80
0.80
Low Level Output Voltage (V)
Low Level Output Voltage (V)
IR2121 & (PbF)
0.60
0.40
0.20
0.60
0.40
0.20
Max.
Max.
0.00
0.00
-50
-25
0
25
50
75
100
125
10
12
5.00
5.00
4.00
4.00
3.00
Max.
1.00
Typ.
18
20
3.00
2.00
Max.
Typ.
1.00
0.00
0.00
-50
-25
0
25
50
75
100
125
10
12
14
16
18
20
VCC Supply Voltage (V)
Temperature (°C)
Figure 20A. VCC Supply Current vs. Temperature
Figure 20B. VCC Supply Current vs. Voltage
25
25
20
20
Logic "1" Input Bias Current (µA)
Logic "1" Input Bias Current (µA)
16
Figure 19B. Low Level Output vs. Voltage
VCC Supply Current (mA)
VCC Supply Current (mA)
Figure 19A. Low Level Output vs. Temperature
2.00
14
VBS Floating Supply Voltage (V)
Temperature (°C)
15
10
Max.
5
15
10
5
Max.
Typ.
Typ.
0
0
-50
-25
0
25
50
75
100
125
Temperature (°C)
Figure 21A. Logic “1” Input Current vs. Temperature
10
10
12
14
16
18
20
VCC Logic Supply Voltage (V)
Figure 21B. Logic “1” Input Current vs. Voltage
www.irf.com
5.00
5.00
4.00
4.00
Logic "0" Input Bias Current (µA)
Logic "0" Input Bias Current (µA)
IR2121 & (PbF)
3.00
2.00
1.00
Max.
0.00
3.00
2.00
Max.
1.00
0.00
-50
-25
0
25
50
75
100
125
10
12
25.0
25.0
20.0
20.0
15.0
10.0
Max.
Typ.
20
15.0
10.0
Max.
Typ.
0.0
-50
-25
0
25
50
75
100
10
125
12
14
16
18
20
VBS Floating Supply Voltage (V)
Temperature (°C)
Figure 23A. “High” CS Bias Current vs. Temperature
Figure 23B. “High” CS Bias Current vs. Voltage
5.00
5.00
4.00
4.00
"Low" CS Bias Current (µA)
"Low" CS Bias Current (µA)
18
5.0
0.0
3.00
2.00
1.00
16
Figure 22B. Logic “0” Input Current vs. Voltage
"High" CS Bias Current (µA)
"High" CS Bias Current (µA)
Figure 22A. Logic “0” Input Current vs. Temperature
5.0
14
VCC Logic Supply Voltage (V)
Temperature (°C)
Max.
3.00
2.00
1.00
Max.
0.00
0.00
-50
-25
0
25
50
75
100
125
Temperature (°C)
Figure 24A. “Low” CS Bias Current vs. Temperature
www.irf.com
10
12
14
16
18
20
VBS Floating Supply Voltage (V)
Figure 24B. “Low” CS Bias Current vs. Voltage
11
IR2121 & (PbF)
11.0
11.0
10.0
VCC Undervoltage Lockout - (V)
VCC Undervoltage Lockout + (V)
10.0
Max.
Typ.
9.0
Min.
8.0
9.0
Max.
Typ.
8.0
Min.
7.0
7.0
6.0
6.0
-50
-25
0
25
50
75
100
125
-50
-25
0
Temperature (°C)
250
250
200
200
150
Max.
Typ.
Min.
50
150
100
125
Max.
Typ.
Min.
50
0
-50
-25
0
25
50
75
100
125
10
12
Figure 27A. ERR Timing Charge Current vs. Temperature
16
18
20
Figure 27B. ERR Timing Charge Current vs. Voltage
25.0
25.0
20.0
ERR Pull-Up Current (mA)
20.0
Typ.
15.0
10.0
14
VCC Logic Supply Voltage (V)
Temperature (°C)
ERR Pull-Up Current (mA)
75
100
0
Min.
15.0
Typ.
10.0
Min.
5.0
5.0
0.0
0.0
-50
-25
0
25
50
75
100
Temperature (°C)
Figure 28A. ERR Pull-Up Current vs. Temperature
12
50
Figure 26. VCC Undervoltage (-) vs. Temperature
ERR Timing Charge Current (µA)
ERR Timing Charge Current (µA)
Figure 25. VCC Undervoltage (+) vs. Temperature
100
25
Temperature (°C)
125
10
12
14
16
18
20
VCC Logic Supply Voltage (V)
Figure 28B. ERR Pull-Up Current vs. Voltage
www.irf.com
IR2121 & (PbF)
50
50
40
ERR Pull-Down Current (mA)
ERR Pull-Down Current (mA)
40
Typ.
30
Min.
20
30
Typ.
20
Max.
10
10
0
0
-50
-25
0
25
50
75
100
10
125
12
Temperature (°C)
16
18
20
Figure 29B. ERR Pull-Down Current vs. Voltage
Figure 29A. ERR Pull-Down Current vs.Temperature
2.50
2.50
2.00
2.00
Typ.
Output Source Current (A)
Output Source Current (A)
14
VCC Logic Supply Voltage (V)
1.50
Min.
1.00
1.50
1.00
Typ.
Min.
0.50
0.50
0.00
0.00
-50
-25
0
25
50
75
100
125
10
12
Figure 30A. Output Source Current vs.Temperature
18
20
5.00
4.00
Typ.
Output Sink Current (A)
Output Sink Current (A)
16
Figure 30B. Output Source Current vs. Voltage
5.00
4.00
14
VBS Floating Supply Voltage (V)
Temperature (°C)
3.00
Min.
2.00
3.00
Typ.
2.00
Min.
1.00
1.00
0.00
0.00
-50
-25
0
25
50
75
100
125
Temperature (°C)
Figure 31A. Output Sink Current vs.Temperature
www.irf.com
10
12
14
16
18
20
VBS Floating Supply Voltage (V)
Figure 31B. Output Sink Current vs. Voltage
13
300
300
250
250
Max .
200
Turn-Off Delay Time (ns)
Turn-On Delay Time (ns)
IR2121 & (PbF)
150
100
50
200
150
100
Typ.
50
0
0
0
2
4
6
8
0
10 12 14 16 18 20
2
4
6
Input Voltage (V)
8
10 12 14 16 18 20
Input Voltage (V)
Figure 32A. Turn-On Time vs. Input Voltage
Figure 32B. Turn-Off Time vs. Input Voltage
0.00
VS Offset Supply Voltage (V)
-3.00
Typ.
-6.00
-9.00
-12.00
-15.00
10
12
14
16
18
20
VBS Floating Supply Voltage (V)
Figure 33. Maximum VS Negative Offset vs. Supply
Voltage
14
www.irf.com
IR2121 & (PbF)
Case outline
8-Lead PDIP
www.irf.com
01-6014
01-3003 01 (MS-001AB)
15
IR2121 & (PbF)
LEADFREE PART MARKING INFORMATION
Part number
IRxxxxxx
Date code
YWW?
Pin 1
Identifier
?
P
MARKING CODE
Lead Free Released
Non-Lead Free
Released
IR logo
?XXXX
Lot Code
(Prod mode - 4 digit SPN code)
Assembly site code
Per SCOP 200-002
ORDER INFORMATION
Basic Part (Non-Lead Free)
8-Lead PDIP IR2121 order IR2121
Leadfree Part
8-Lead PDIP IR2121 order IR2121PbF
IR WORLD HEADQUARTERS: 233 Kansas St., El Segundo, California 90245 Tel: (310) 252-7105
This product has been qualified per industrial level
Data and specifications subject to change without notice. 9/13/2004
16
www.irf.com
LM324 Philips
Philips Semiconductors
Product data
LM124/224/324/324A/
SA534/LM2902
Low power quad op amps
DESCRIPTION
PIN CONFIGURATION
The LM124/SA534/LM2902 series consists of four independent,
high-gain, internally frequency-compensated operational amplifiers
designed specifically to operate from a single power supply over a
wide range of voltages.
D, DH, and N Packages
OUTPUT 1
1
UNIQUE FEATURES
–INPUT 1
2
In the linear mode, the input common-mode voltage range includes
ground and the output voltage can also swing to ground, even
though operated from only a single power supply voltage.
+INPUT 1
The unity gain crossover frequency and the input bias current are
temperature-compensated.
FEATURES
• Internally frequency-compensated for unity gain
• Large DC voltage gain: 100 dB
• Wide bandwidth (unity gain): 1 MHz (temperature-compensated)
• Wide power supply range Single supply: 3 VDC to 30 VDC or dual
14
OUTPUT 4
13
–INPUT 4
3
12
+INPUT 4
V+
4
11
GND
+INPUT 2
5
10
+INPUT 3
9
–INPUT 3
8
OUTPUT 3
–INPUT 2
6
OUTPUT 2
7
1
–+
–+
2
4
+–
+–
3
TOP VIEW
SL00065
Figure 1. Pin configuration.
supplies: ±1.5 VDC to ±15 VDC
• Very low supply current drain: essentially independent of supply
voltage (1 mW/op amp at +5 VDC)
• Low input biasing current: 45 nADC (temperature-compensated)
• Low input offset voltage: 2 mVDC and offset current: 5 nADC
• Differential input voltage range equal to the power supply voltage
• Large output voltage: 0VDC to VCC–1.5 VDC swing
ORDERING INFORMATION
TEMPERATURE RANGE
ORDER CODE
DWG #
14-Pin Plastic Dual In-Line Package (DIP)
DESCRIPTION
–55° C to +125 °C
LM124N
SOT27-1
14-Pin Plastic Small Outline (SO) Package
–25 °C to +85 °C
LM224D
SOT108-1
14-Pin Plastic Dual In-Line Package (DIP)
–25 °C to +85 °C
LM224N
SOT27-1
14-Pin Plastic Small Outline (SO) Package
0 °C to +70 °C
LM324D
SOT108-1
14-Pin Plastic Thin Shrink Small Outline Package (TSSOP)
0 °C to +70 °C
LM324DH
SOT402-1
14-Pin Plastic Dual In-Line Package (DIP)
0 °C to +70 °C
LM324N
SOT27-1
14-Pin Plastic Small Outline (SO) Package
0 °C to +70 °C
LM324AD
SOT108-1
14-Pin Plastic Dual In-Line Package (DIP)
0 °C to +70 °C
LM324AN
SOT27-1
14-Pin Plastic Small Outline (SO) Package
–40 °C to +85 °C
SA534D
SOT108-1
14-Pin Plastic Dual In-Line Package (DIP)
–40 °C to +85 °C
SA534N
SOT27-1
14-Pin Plastic Small Outline (SO) Package
–40 °C to +125 °C
LM2902D
SOT108-1
14-Pin Plastic Dual In-Line Package (DIP)
–40 °C to +125 °C
LM2902N
SOT27-1
14-Pin Plastic Thin Shrink Small Outline Package (TSSOP)
–40 °C to +125 °C
LM2902DH
SOT402-1
2002 Jul 12
2
853-0929 28616
Philips Semiconductors
Product data
LM124/224/324/324A/
SA534/LM2902
Low power quad op amps
ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS
SYMBOL
PARAMETER
VCC
Supply voltage
VIN
Differential input voltage
VIN
Input voltage
PD
Maximum power dissipation, Tamb = 25 °C (still-air) 1
N package
D package
DH package
Output short-circuit to GND one amplifier2
RATING
UNIT
32 or ±16
VDC
32
VDC
–0.3 to +32
VDC
1420
1040
762
mW
mW
mW
Continuous
VCC < 15 VDC and Tamb = 25 °C
IIN
Input current (VIN < –0.3 V) 3
50
mA
Tamb
Operating ambient temperature range
LM324/324A
LM224
SA534
LM2902
LM124
0 to +70
–25 to +85
–40 to +85
–40 to +125
–55 to +125
°C
°C
°C
°C
°C
Tstg
Storage temperature range
–65 to +150
°C
Tsld
Lead soldering temperature (10 sec max)
230
°C
NOTES:
1. Derate above 25 °C at the following rates:
N package at 11.4 mW/°C
D package at 8.3 mW/°C
DH package at 6.1mW/°C
2. Short-circuits from the output to VCC+ can cause excessive heating and eventual destruction. The maximum output current is approximately
40 mA, independent of the magnitude of VCC. At values of supply voltage in excess of +15 VDC continuous short-circuits can exceed the
power dissipation ratings and cause eventual destruction.
3. This input current will only exist when the voltage at any of the input leads is driven negative. It is due to the collector-base junction of the
input PNP transistors becoming forward biased and thereby acting as input bias clamps. In addition, there is also lateral NPN parasitic
transistor action on the IC chip. This action can cause the output voltages of the op amps to go to the V+ rail (or to ground for a large
overdrive) during the time that the input is driven negative.
2002 Jul 12
3
Rfrenado (ARCOL HS100)
D A TA S H E E T 0 0 7 / 9
ALUMINIUM HOUSED POWER WIREWOUND RESISTORS
HS S E R I E S
FEATURES
■
■
■
■
■
■
DESIGNED FOR HEAT SINK MOUNTING
LOW OHMIC VALUES DOWN TO R005
SOLDER, CABLE, THREADED OR FAST-ON
TERMINATIONS
INDUCTIVE OR LOW INDUCTANCE
MANUFACTURING APPROVED TO ISO 9001
The ARCOL HS style is a range of high quality, high
stability aluminium housed power wirewound resistors
designed for direct heat sink attachment. The resistive
element is wound onto high thermal conductivity
ceramic formers ground to a close tolerance finish
ensuring maximum contact for rapid heat transfer. This
element is encapsulated in the aluminium housing by a
transfer moulding process which ensures a good
humidity seal and a permanent compression fit. The
encapsulant is a high temperature moulding compound
and the special ARCOL mould tool design ensures
accurate concentricity of the resistive element inside
the housing giving a high level of voltage protection.
Our engineers have 30 years experience in the design
and manufacture of this style of resistor and during this
period we have produced many different HS types to
meet customers special requirements. If you need a
special design for your application, be it high voltage,
short term overload, special mounting or terminations
then please contact us for advice.
Tolerance
Tolerance for low ½ values
Temperature Coefficients typical values
Insulation resistance (Dry)
Power dissipation @ high ambient temperatures
Ohmic values
Low inductive (NHS)
NHS ohmic range
NHS working volts
Internal resistance
Core
Element
End caps
Encapsulant
Housing
Terminals
CHARACTERISTICS
Standard J (± 5%) and K (± 10%). Also available F (± 1%), G (± 2%) and H (± 3%).
Typically ³ R05 ±5% ² R047 ±10%.
< 1K 100ppm Std. > 1K 25ppm Std. For lower TCR’s please contact Arcol.
10,000 M½ minimum.
Dissipation derates linearly to zero at 200 °C.
From R005 to 100K depending on wattage style.
Specify by adding N before HS code e.g. NHS50.
Divide standard HS maximum value by 4.
Divide standard HS maximum working volts by 1.414.
Available on request.
Ceramic-steatite or alumina depending on size.
Copper nickel alloy or nickel chrome alloy.
Nickel iron or stainless steel.
High temperature moulding compound.
Anodised aluminium.
HS10 to HS150: silver plated steel cored copper HS200 to HS300: Brass, stainless steel or copper clad steel.
ORDERING SYSTEM
LOW
INDUCTION
WINDING
H
S
2
SERIES
5
WATTS (MAX)
HEAT SINK
MOUNTED
TOLERANCE CODE
F = ± 1%
2
R
NOMIMNAL
VALUE (½)
2
J
TOLERANCE
Surface Temperature of resistor related to power dissipation. The resistor
is standard heat sink mounted using a proprietary heat sink compound.
200
HS300
J = ± 5%
K = ± 10%
ARCOL will be pleased to advise and to provide further information on
the following subjects:
■ HS resistors for pulse applications
■ Maximum overload
■ Inductance values
■ Low ohmic values
■ Special terminations
■ Alternative aluminium housing designs and mountings
■ Voltage applications
S U R FAC E T E M P E R AT U R E R I S E ( °C )
N
T E M P E R AT U R E R I S E & P O W E R D I S S I PAT I O N
HS150
HS50
HS250
HS200
HS25
100
HS75
HS15
HS100
HS10
5
0
20
50
75
100
150
200
250
300
P O W E R D I S S I PAT I O N ( WAT T S )
THREEMILESTONE INDUSTRIAL ESTATE, TRURO, CORNWALL, TR4 9LG, ENGLAND. Tel +44 (0)1872 277431, Fax +44 (0)1872 222002 http://www.arcol.co.uk E-mail sales@arcol.co.uk
Page 1 of 2
ALUMINIUM HOUSED POWER WIREWOUND RESISTORS
HS S E R I E S
H E AT D I S S I PAT I O N A N D M A X I M U M O V E R L OA D
HEAT DISSIPATION Whilst the use of proprietary heat sinks with
lower thermal resistance is acceptable, uprating is not recommended.
For maximum heat transfer it is recommended that a heat sink
compound be applied between the resistor base and heat sink/chassis
mounting surface. It is essential that the maximum hot spot
temperature of 200°C is not exceeded and therefore the resistor must
be mounted on a heat sink of correct thermal resistance for the power
being dissipated.
MAXIMUM OVERLOAD Please consult the factory for assistance
concerning your particular overload application.
ELECTRICAL SPECIFICATIONS
ARCOL
TYPE
STYLE
MIL-R
18546
POWER RATING
ON STANDARD
HEAT SINK
@ 25˚C
WATTS
@ 25˚C
WITHOUT
HEAT SINK
RESISTANCE
RANGE
OHMS
LIMITING
ELEMENT
VOLTAGE
DC/AC RMS
VOLTAGE
PROOF
AC PEAK
VOLTAGE
PROOF
AC RMS
APPROX
WEIGHT
GMS
HS10
RE60
10
5.5
R005-10K
160
1400
1000
4
5.8
415
1
HS15
RE65
15
8
R005-10K
265
1400
1000
7
5.1
415
1
HS25
RE70
25
12.5
R005-36K
550
3500
2500
14
4.2
535
1
HS50
RE75
50
20
R01-86K
1250
3500
2500
32
3.0
535
1
HS75
75
45
R01-50K
1400
6363
4500
85
1.1
995
3
HS100
100
50
R01-70K
1900
6363
4500
115
1.0
995
3
HS150
150
55
R01-100K
2500
6363
4500
175
1.0
995
3
HS200
200
50
R01-50K
1900
7070
5000
475
0.7
3750
3
HS250
250
60
R01-50K
2200
7070
5000
600
0.6
4765
3
HS300
300
75
R01-68K
2500
7070
5000
700
0.6
5780
3
TYPICAL SURFACE
STANDARD HEAT SINK
TEMPERATURE RISE
(ALUMINIUM)
˚C/W STANDARD HEAT
SINK MOUNTED
AREA CM2 THICKNESS (MM)
DIMENSIONS
Centre hole in
each flange is in
150 Watts only
J
L
J
L
J
L
6mm
3.0 ± 0.1
2.1 ± 0.1
G A
HS 10, 15,25, 50
G A
HS 75, 100, 150
G A
HS 200, 250, 300
Ø 3.2
max.
Ø 2.0
± 0.25
*
=
=
=
=
F
E
F
E
B
B
F
E
M
B
D
D
D
C
C
H
C
H
H
K
K
DIMENSIONS (MM)
G ± 0.3
K
ARCOL
TYPE
A MAX
B MAX
C MAX
D MAX
E MAX
F ± 0.3
K MAX
L ± 0.25*
M MAX
HS10
16.5
30.0
8.8
8.5
15.9
11.3
12.4
4.5
2.4
1.8
2.4
---
HS15
21.0
36.5
11.0
11.2
19.9
14.3
15.9
5.5
2.8
1.8
2.4
---
HS25
28.0
51.0
14.6
14.0
27.3
18.3
19.8
7.3
4.7
2.6
3.2
---
HS50
29.7
72.5
14.8
14.2
49.1
39.7
21.4
8.5
5.2
2.6
3.2
---
HS75
47.5
72.0
24.1
27.3
48.7
29.0
37.0
11.8
10.4
3.7
4.4
---
HS100
47.5
88.0
24.1
27.3
65.2
35.0
37.0
11.8
15.4
3.7
4.4
---
HS150
47.5
121.0
24.1
27.3
97.7
58.0
37.0
11.8
20.4
3.7
4.4
---
HS200
72.5
145.7
41.8
45.5
89.7
70.0
57.2
20.5
10.4
5.5
5.1
103.4
HS250
72.5
167.0
41.8
45.5
108.7
89.0
57.2
20.5
10.4
5.5
5.1
122.4
HS300
72.5
184.4
41.8
45.5
127.7
104.0
59.0
20.5
12.4
5.5
6.6
141.4
H
MAX
J
MAX
*200 - 300 Watts is ± 0.45
THREEMILESTONE INDUSTRIAL ESTATE, TRURO, CORNWALL, TR4 9LG, ENGLAND.
Tel +44 (0)1872 277431 Fax +44 (0)1872 222002
http://www.arcol.co.uk E-mail sales@arcol.co.uk
CERTIFICATE NUMBER FM31218
The information contained herein does not form part of a contract and is subject to change without notice. It is the responsibility of the customer to ensure that the component selected from our range is suitable for the intended application.
If in doubt please ask us.
Page 2 of 2
Motor Brushless DC BN34-25AF
Silencer Series
™
Brushless DC Motors
TYPICAL APPLICATIONS
• Medical equipment - pumps, blowers and
electric scooters and wheelchairs
• Automatic door and window openers
• Computer-controlled embroidery machines
• Scanners
• Packaging equipment and printing products
• HVAC equipment (air handling)
• Robotic tape storage and retrieval
• Semiconductor handling and insertion machines
• Actuators
Commercial and Industrial
BN12, 17, 23, 28, 34 and 42
FEATURES
• Inside rotor construction for quick acceleration
• 8 pole motor standard, 4 pole motors optional
for high speed applications
• Compact size – lengths from 1.3 to 5.5 inches
• Diameter – 1.2 to 4.15 inches
• Continuous torques from 2.4 to 519 oz-in
• High energy neodymium magnets
• Safe, arcless operation
• High speed capability – up to 20,000 rpm
• High torque per dollar ratio
BENEFITS
• Operation at any single speed - not limited
to AC frequency
• Motor life is not limited to brush or commutator life
• An essentially linear speed/torque curve
• Efficient operation without losses associated with
brushes and commutation or armature induction
• Precise, variable speed control
• Extremely quiet operation
• Long-life operation
ENCODERS
High resolution, high reliability, and state-of-the-art
technology in a small package:
• Bidirectional incremental code
• Up to 1024 cycles standard
• Up to 3 channels: A, B, and index
• TTL / CMOS compatible
• Hewlett Packard HEDS-5500 encoder standard,
other configurations and resolutions available
SILENCER BRUSHLESS MOTOR DRIVES
Optimized for use with Silencer Brushless DC motors,
these drives provide:
• Multiple operating modes - commutation, velocity,
torque, 2 and 4 quadrant
• Feedback using Hall effect sensor or encoder
• Efficient PWM speed control
• CE approved for European applications
• Low cost
Moog Components Group
•
www.moog.com/components
Quiet, Brushless Motors
Silencer Brushless motors provide smooth, efficient
operation and increased speed ranges. Utilizing bonded
neo magnets, our BN series motors provide excellent
value with their low cost and high torque. Each frame of
the BN motors is available in four different lengths with
a variety of electrical options to meet a wide range of
commercial and industrial operating specifications.
Reliable, Low-cost Operation
Th e c o m p a c t B N m o to r s a r e w e l l - s u i te d fo r
applications demanding low audible noise and long
life. An aluminum housing protects the unit in rugged
applications and environments. Typical options include
electronic drives, encoders and gearheads, as well
as Hall effect, resolver and sensorless feedback.
Our engineering department is available for consultation
to help you tailor a brushless motor for your specific
application.
5
5
Brushless Motors
NOTES AND TERMS ON BRUSHLESS DC MOTORS
Application Assistance
There are a few typical questions our
engineers will ask when discussing
your specific application:
q
q
q
q
q
q
What torque range is required?
What speed range is required?
What space is available?
What voltage is available?
What current is available?
Are there any special shaft
and / or mounting requirements?
Terms
Back EMF Constant: (Ke) (V / Krpm)
Also referred to as Voltage Constant. This
is the voltage generated while the motor is
operating which is proportional to speed,
but opposing to the applied voltage.
signal. The resolution of the encoder is
defined in counts per revolutions as the
number of electrical pulses provided in
one mechanical revolution. The number
of pulses is determined by a metal or
glass code wheel and optical sensors.
Hall Effect Sensors:
Hall devices are magnetic sensing
devices which produce an electronic
signal. This signal provides information
to the amplifier to electronically
commutate the brushless motor.
Inside Rotor Motor:
This is the most common motor
construction. The permanent magnet
rotor is on the inside and is surrounded
by the wound stator assembly. This is
the typical construction of our BN motors.
Bearing Life:
The bearing life of an individual ball bearing
is the number of revolutions (or hours at a
given speed) which the bearing runs before
the first evidence of fatigue develops in the
material of either ring or of any of the rolling
elements.
Bearing Rating Life:
The rating life, L10, of a group of
apparently identical ball bearings is the
life in millions of revolutions that 90% of
the group will complete or exceed. For a
single bearing, L10 also refers to the life
associated with 90% reliability, L5 refers
to 95% reliability and L1 refers to 99%
reliability.
Brushless DC Motor:
A brushless DC motor is a motor which
is electronically commutated and exhibits
the linear speed-torque characteristics of
the conventional DC motor. The motors
typically use a permanent magnet to
produce the rotor field.
Motor Constant:
(Km) (oz-in / sq rt watts)
The motor constant is the ratio of motor
torque to motor input power. It is a figure
of merit typically used to compare motor
capability.
Outside Rotor Motor:
The outside rotor motor is a special
design used in applications where higher
rotor inertia is desired. The wound stator
field is stationary and located on the
inside of the rotating magnetic field. The
rotor is typically a magnet inside of a
housing. These motors are our BOF and
BON series.
Peak Torque:
The peak torque of a motor is the
maximum amount of torque the motor
can produce for short periods of time.
In a brushless PMDC motor, the current
(and therefore the peak torque) is usually
limited by the control electronics.
Permanent Magnet DC Motor:
A permanent magnet DC motor is a
motor with a wound armature and a
permanent magnetic field. Power
is supplied to the armature through
brushes and a commutator. This type of
motor provides a linear speed / torque
performance characteristic. The C-series
is our line of PMDC motors.
Resolver:
The resolver is an electromechanical
device which converts shaft position into
analog signals. The resolver output is
a sine and a cosine signal. There are
several types of resolvers. The brushless
motor typically uses the single speed
transmitter type resolver. Position is
determined by the ratio of the sine output
amplitude to the cosine output amplitude.
A single speed resolver produces one
sine and cosine wave at the output
for each mechanical revolution. We
manufacture both single speed and
multispeed resolvers.
Torque Sensitivity: (Kt) (oz-in / Amp)
The relationship of the output torque
to the input current of the motor.
Terminal Resistance: (Rt) (ohms)
This is the line to line resistance at 25°C.
The value of resistance in the motor is
determined by the temperature of the
windings in a particular application.
Continuous Stall Torque:
(Tcs) (oz-in)
The maximum torque at zero speed which
a motor can continuously deliver without
exceeding its thermal rating.
Encoder:
The encoder is a feedback device which
converts mechanical motion into a digital
6
Moog Components Group
•
www.moog.com/components
Brushless Motors
SPECIFICATION AND NUMBERING SYSTEM
Part Numbering System Guide
BN
–
FRAME
COMMERCIAL
DC MOTOR
12 – Size 12
17 – Size 17
23 – Size 23
28 – Size 28
34 – Size 34
42 – Size 42
BRUSHLESS
MOTOR
MAGNET TYPE
N - Bonded Neo
–
WINDING CODE
Corresponds to
terminal voltage,
refer to specifications
tables throughout
this brochure for
standard offerings.
Many other winding
options are available.
MECHANICAL
OPTIONS
Refer to motor data
table for standard
offerings. Many
other custom
mechanical options
are available.
MOTOR LENGTH
Refer to motor data
table for standard
offerings.
T F O
OTHER
OPTIONS
FEEDBACK
OPTIONS
TERMINATION
OPTIONS
Rotation
rpm
rad/sec
degrees/sec
rad/sec
degrees/sec
rpm
degrees/sec
degrees/sec
rpm
rpm
rad/sec
rad/sec
Moment Of Inertia
oz-in2
g-cm2
lb-ft2
g-cm2
g-cm2
oz-in2
lb-ft2
oz-in2
g-cm2
lb-ft2
oz-in2
lb-ft2
oz-in-sec2
g-cm2
Moog Components Group
6.0
57.30
.1667
9.549
1.745 x 10-2
.1047
360
240
180
120
60
360
300
240
180
300
180
0
S1 OUT
S2 OUT
S3 OUT
A COIL
–
0
+
+
0
–
–
0
+
+
0
B COIL
+
+
0
–
–
0
+
+
0
–
–
–
0
C COIL
0
–
–
0
+
+
0
–
–
0
+
+
Hall Effect Switches
Open collector outputs. Use pull-up resistors between Vcc and outputs to achieve 25
mA maximum of current.
182.9
4.214 x 105
5.467 x 10-3
2.304 x 103
2.373 x 10-6
4.340 x 10-4
7.062 x 104
•
165
141.61-1
72.01
1.383 x 104
1.389 x 10-2
192.0
7.233 x 10-5
5.208 x 10-3
150
Nm
g-cm
g-cm
oz-in
oz-in
lb-ft
lb-ft
135
Torque
oz-in
oz-in
lb-ft
g-cm
lb-ft
g-cm
oz-in
120
28.35
453.6
3.527 x 10-2
16.0
2.205 x 10-3
6.250 x 10-2
105
g
g
oz
oz
lb
lb
90
Mass
oz
lb
g
lb
g
oz
MECH
75
2.540
30.48
.3937
3.281 x 10-2
60
cm
cm
inches
feet
45
Length
inches
feet
cm
cm
60
ELEC
DEGREES
30
MULTIPLY BY
0
TO
15
FROM
120
Timing Diagram for Hall Switches
Conversion Table
www.moog.com/components
IMPORTANT
The operational life and
performance of any motor is
dependent upon individual
operating parameters,
environment, temperature and
other factors. Your specific
application results may vary.
Please consult the factory to
discuss your requirements.
Bearing Load Rating (lbs)
Motor Size
BN-12
BN-17
BN-23
BN-28
BN-34
BN-42
Dynamic
295
331
743
1022
1532
1340
Static
110
134
304
422
683
725
7
7
Brushless Motors
Continuous Stall Torque 83 - 309 oz-in (0.587 - 2.19 Nm)
Peak Torque 326 - 1445 oz-in (2.31 - 10.21 Nm)
BN34 SPECIFICATIONS Part Number*
Winding Code**
L = Length
Terminal Voltage
Peak Torque
Continuous Stall Torque
Rated Speed
Rated Torque
Rated Current
Rated Power
Torque Sensitivity
Back EMF
Terminal Resistance
Terminal Inductance
Motor Constant
Rotor Inertia
Weight
# of Poles
Timing
Mech. Time Constant
Electrical Time Constant
Thermal Resistivity
Speed/Torque Gradient
BN34-25AF01
inches
millimeters
volts DC
oz-in
Nm
oz-in
Nm
RPM
rad/sec
oz-in
Nm
Amps
watts
oz-in/amp
Nm/amp
volts/KRPM
volts/rad/sec
ohms
mH
T F O
02
03
BN34-35AF01
2.50
24.0
326.0
2.3020
83.0
0.5861
7400.0
775
60.0
0.4237
16.40
328.0
4.19
0.0296
3.10
0.0296
0.069
0.129
63.5
50.0
326.0
2.3020
93.0
0.6567
7330.0
768
67.0
0.4731
8.70
363.0
8.90
0.0628
6.50
0.0628
0.251
0.575
02
BN34-45AF-
03
01
3.50
100.0
326.0
2.3020
93.0
0.6567
7550.0
791
66.0
0.4661
4.40
368.0
17.20
0.1215
12.80
0.1215
0.941
2.180
02
T F O
BN34-55AF-
03
01
4.50
24.0
566.0
3.9968
133.0
0.9392
5916.0
620
93.0
0.6567
18.74
407.0
5.24
0.0370
3.88
0.0370
0.057
0.143
88.9
50.0
643.0
4.5405
162.0
1.144
6400.0
670
106.0
0.749
11.0
502.0
9.92
0.0701
7.34
0.070
0.147
0.430
100.0
697.0
4.9219
159.0
1.1228
6240.0
653
106.0
0.7485
5.80
489.0
21.0
0.1483
15.50
0.1483
0.575
1.570
24.0
1070.0
7.5558
220.0
1.5535
3300.0
346
188.0
1.3276
23.0
459.0
9.20
0.0650
6.83
0.0650
0.069
0.200
114.3
50.0
1070.0
7.5558
224.0
1.5818
4710.0
493
165.0
1.1651
13.70
575.0
13.80
0.0974
10.20
0.0974
0.147
0.450
T F O
02
03
5.50
100.0
1070.0
7.5558
231.0
1.6312
4710.0
493
170.0
1.2005
7.00
592.0
27.70
0.1956
20.50
0.1956
0.552
1.800
24.0
1445.0
10.2039
287.0
2.0267
2410.0
252
258.0
1.8219
23.30
460.0
12.40
0.0876
9.20
0.0876
0.086
0.271
139.7
50.0
1445.0
10.2039
306.0
2.1608
3910.0
409
240.0
1.6948
16.50
694.0
16.60
0.1172
12.30
0.1172
0.135
0.482
100.0
1445.0
10.2039
309.0
2.1820
3920.0
411
240.0
1.6948
8.20
696.0
33.20
0.2344
24.50
0.2344
0.504
1.930
oz-in/sq.rt.watt
15.95
17.76
17.73
21.95
25.87
27.69
35.02
35.99
37.28
42.28
45.18
46.77
Nm/sq.rt.watt
oz-in-sec2x10-3
g-cm2
oz
g
0.11264
6.00
423.4
37.0
1050.8
0.12544
6.00
423.4
37.0
1050.8
0.12521
6.00
423.4
37.0
1050.8
0.15499
12.00
846.8
62.0
1760.8
0.183
12.00
846.8
62.0
1760.8
0.19556
12.00
846.8
62.0
1760.8
0.24732
18.00
1270.3
88.0
2499.2
0.25417
18.00
1270.3
88.0
2499.2
0.26328
18.00
1270.3
88.0
2499.2
0.29859
24.00
1693.7
115.0
3266.0
0.31904
24.00
1693.7
115.0
3266.0
0.33023
24.00
1693.7
115.0
3266.0
ms
ms
deg. C/watt
rpm/oz-in
8.0
120°
3.3
1.87
1.6
5.3
8.0
120°
2.7
2.29
1.5
4.3
8.0
120°
2.7
2.32
1.5
4.3
8.0
120°
3.5
2.51
2.5
2.8
8.0
120°
2.5
2.90
1.84
2.8
8.0
120°
2.2
2.73
1.2
1.8
8.0
120°
2.1
2.90
1.1
1.1
8.0
120°
2.0
3.06
1.0
1.0
8.0
120°
1.8
3.26
1.0
1.0
8.0
120°
1.9
3.15
1.1
0.8
8.0
120°
1.7
3.57
0.8
0.7
8.0
120°
1.6
3.83
0.8
0.6
Notes:
1. Motor mounted to a 10” x 10” x 1/4” aluminum plate, still air.
2. Maximum winding temperature of 155°C.
3. Typical electrical specifications at 25°C.
4. Motor Terminal Voltages are representative only; motors may be operated at voltages other than
those listed in the table. For assistance please contact our applications engineer.
5. For MS (military style) connector, please specify connector housing and terminal.
6. Data for informational purposes only. Should not be considered a binding performance agreement.
For specific applications, please contact the factory.
Moog Components Group
T F O
•
www.moog.com/components
*Many other custom mechanical options are available – consult factory.
**Many other winding options are available – consult factory.
Select your options below and place their code in its corresponding block as shown on page 7.
T TERMINATION
L – Leads (std)
C – Connector
M – MS connector
F FEEDBACK OPTIONS
H – Hall Effect (std)
R – Resolver
S – Sensorless
O OTHER OPTIONS
D – Drive
E – Encoder
G – Gearhead
29
29
Brushless Motors
BN34 Typical Outline - Housed
Termination Table
Dimensions are in inches (millimeters)
PIN COLOR
YELLOW
GRAY
RED
BLACK
GREEN
BLUE
BROWN
ORANGE
CONNECTION
VCC
GROUND
A COIL
B COIL
C COIL
S2 OUT
S1 OUT
S3 OUT
BN34 Typical Outline - Frameless
Part Number
“L”
BN34-25ZP-[ ][ ]-LH
1.337
BN34-35ZP-[ ][ ]-LH
2.337
BN34-45ZP-[ ][ ]-LH
3.337
BN34-55ZP-[ ][ ]-LH
4.337
Dimensions are in inches
Note: See page 29 for performance data.
30
Moog Components Group
•
www.moog.com/components
Brushless Motors
BN34 Performance Curves
Note: Intermittent operation is based on a 20% duty cycle of one minute on, four minutes off.
Please contact the factory regarding the duty cycle of your application.
Moog Components Group
•
www.moog.com/components
31
31
Transductor de corriente efecto Hall
IPN = 8 - 12 - 25 A
Current Transducer LTS 25-NP
For the electronic measurement of currents : DC, AC, pulsed, mixed,
with a galvanic isolation between the primary circuit (high power)
and the secondary circuit (electronic circuit).
Preliminary
Electrical data
IPN
IP
VOUT
NS
RL
R IM
TCR IM
VC
IC
Vd
Vb
Primary nominal r.m.s. current
Primary current, measuring range
Analog output voltage @ IP
IP = 0
Number of secondary turns (± 0.1 %)
Load resistance
Internal measuring resistance (± 0.5 %)
Thermal drift of R IM
Supply voltage (± 5 %)
Current consumption @ VC = 5 V
Typ
R.m.s. voltage for AC isolation test, 50/60 Hz, 1 mn
R.m.s. rated voltage
25
At
0 .. ± 80
At
2.5 ± (0.625·IP/IPN) V
2.5 1)
V
2000
≥2
kΩ
50
Ω
< 50
ppm/K
5
V
20 + IS2) +(VOUT /RL)mA
3
kV
525 3)
V
Accuracy - Dynamic performance data
X
ε
Accuracy @ IPN , TA = 25°C
Accuracy with R IM @ IPN , TA = 25°C
Linearity
L
TCVOUT Thermal drift of VOUT @ IP = 0
- 10°C .. + 85°C
TCε G Thermal drift of the gain
- 10°C .. + 85°C
VOM
Residual voltage @ IP = 0,after an overload of 3 x IPN
5 x IPN
10 x IPN
tra
tr
di/dt
f
Reaction time @ 10 % of IPN
Response time @ 90 % of IPN
di/dt accurately followed
Frequency bandwidth (0 .. - 0.5 dB)
(- 0.5 .. 1 dB)
± 0.2
± 0.7
< 0.1
Typ
50
%
%
%
Max
100 ppm/K
50 4) ppm/K
± 0.5
mV
± 2.0
mV
± 2.0
mV
< 50
< 200
> 100
DC .. 100
DC .. 200
ns
ns
A/µs
kHz
kHz
General data
TA
TS
m
Notes :
Ambient operating temperature
Ambient storage temperature
Mass
Standards
1)
2)
3)
4)
- 10 .. + 85
- 25 .. + 100
10
EN 50178
Absolute value @ TA = 25°C, 2.475 < VOUT < 2.525
Please see the operation principle on the other side
Pollution class 2, Overvoltage category III
Only due to TCR IM
LEM Components
°C
°C
g
Features
• Closed loop (compensated) multi•
•
•
•
•
range current transducer using the
Hall effect
Unipolar voltage supply
Insulated plastic case recognized
according to UL 94-V0
Compact design for PCB mounting
Incorporated measuring resistance
Extended measuring range.
Advantages
•
•
•
•
•
•
•
Excellent accuracy
Very good linearity
Very low temperature drift
Optimized response time
Wide frequency bandwidth
No insertion losses
High immunity to external
interference
• Current overload capability.
Applications
• AC variable speed drives and servo
•
•
•
•
•
motor drives
Static converters for DC motor drives
Battery supplied applications
Uninterruptible Power Supplies (UPS)
Switched Mode Power Supplies (SMPS)
Power supplies for welding
applications.
Copyright protected.
990610/5
w w w .lem.com
Dimensions LTS 25-NP
(in mm. 1 mm = 0.0394 inch)
Bottom view
Operation principle
Standard 00
or N° SP..
Year Week
Closed loop
Output amplifier
transducer
I S = I P / NS = ± 12.5 mA @ I P = ± 25 At
Back view
Right view
Front view
Number
of primary
turns
Primary nominal
r.m.s. current
IPN [ A ]
Nominal
output voltage
VOUT [ V ]
Primary
resistance
R P [ mΩ ]
Primary
insertion inductance
L P [ µH ]
1
± 25
2.5 ± 0.625
0.18
0.013
2
3
± 12
±8
2.5 ± 0.600
2.5 ± 0.600
0.81
1.62
Recommended
connections
6
5
4
OUT
IN
1
6
2
5
3
4
OUT
IN
1
6
2
5
3
4
OUT
1
2
3
0.05
0.12
IN
Mechanical characteristics
• General tolerance
• Fastening & connection of primary
Recommended PCB hole
• Fastening & connection of secondary
Recommended PCB hole
• Additional primary through-hole
Output Voltage - Primary Current
VOUT [ V ]
± 0.2 mm
6 pins 0.7 x 0.8 mm
1.3 mm
3 pins 0.5 x 0.35 mm
0.8 mm
∅ 3.2 mm
5
4.5
3.125
2.5
1.875
Remark
• VOUT is positive when IP flows from terminals 1, 2, 3 to
terminals 6, 5, 4
0.5
- IPmax
- IPN 0
IPN
IPmax
IP [ At ]
LEM reserves the right to carry out modifications on its transducers, in order to improve them, without previous notice.
Mosfet STW20NB50
STW20NB50
®
N - CHANNEL 500V - 0.22Ω - 20A - TO-247
PowerMESH MOSFET
TYPE
STW20NB50
■
■
■
■
■
■
■
V DSS
R DS(on)
ID
500 V
< 0.25 Ω
20 A
TYPICAL RDS(on) = 0.22 Ω
EXTREMELY HIGH dv/dt CAPABILITY
± 30V GATE TO SOURCE VOLTAGE RATING
100% AVALANCHE TESTED
REPETITIVE AVALANCHE DATA AT 100oC
VERY LOW INTRINSIC CAPACITANCES
GATE CHARGE MINIMIZED
3
2
1
DESCRIPTION
Using the latest high voltage technology,
STMicroelectronics has designed an advanced
family of power Mosfets with outstanding
performances. The new patent pending strip
layout coupled with the Company’s proprietary
edge termination structure, gives the lowest
RDS(on) per area, exceptional avalanche and
dv/dt capabilities and unrivalled gate charge and
switching characteristics.
TO-247
INTERNAL SCHEMATIC DIAGRAM
APPLICATIONS
HIGH CURRENT, HIGH SPEED SWITCHING
■ SWITCH MODE POWER SUPPLIES (SMPS)
■ DC-AC CONVERTERS FOR WELDING
EQUIPMENT AND UNINTERRUPTIBLE
POWER SUPPLIES AND MOTOR DRIVE
■
ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS
Symbol
VDS
V DGR
V GS
Parameter
Value
Unit
Drain-source Voltage (V GS = 0)
500
V
Drain- gate Voltage (R GS = 20 kΩ)
500
V
Gate-source Voltage
± 30
V
20
A
12.7
A
ID
Drain Current (continuous) at T c = 25 o C
ID
o
IDM (•)
P tot
dv/dt( 1 )
T stg
Tj
Drain Current (continuous) at T c = 100 C
Drain Current (pulsed)
80
A
250
W
Derating Factor
2
W/o C
Peak Diode Recovery voltage slope
4
V/ns
Total Dissipation at T c = 25 o C
Storage Temperature
Max. Operating Junction Temperature
(•) Pulse width limited by safe operating area
October 1999
-65 to 150
o
C
150
o
C
(1) ISD ≤ 20A, di/dt ≤ 200 A/µs, VDD ≤ V(BR)DSS, Tj ≤ TJMAX
1/8
STW20NB50
THERMAL DATA
R thj-case
R thj-amb
R thc-sink
Tl
o
0.5
30
0.1
300
Thermal Resistance Junction-case
Max
Thermal Resistance Junction-ambient
Max
Thermal Resistance Case-sink
Typ
Maximum Lead Temperature For Soldering Purpose
C/W
oC/W
o
C/W
o
C
AVALANCHE CHARACTERISTICS
Symbol
Parameter
IAR
Avalanche Current, Repetitive or Not-Repetitive
(pulse width limited by T j max, δ < 1%)
E AS
Single Pulse Avalanche Energy
(starting T j = 25 o C, I D = I AR , V DD = 50 V)
Max Value
Unit
20
A
1000
mJ
ELECTRICAL CHARACTERISTICS (Tcase = 25 oC unless otherwise specified)
OFF
Symbol
V (BR)DSS
Parameter
Drain-source
Breakdown Voltage
Test Conditions
I D = 250 µA
Zero Gate Voltage
V DS = Max Rating
Drain Current (V GS = 0) V DS = Max Rating
IGSS
Gate-body Leakage
Current (V DS = 0)
Typ.
Max.
500
V GS = 0
I DSS
Min.
Unit
V
T c = 125 o C
V GS = ± 30 V
10
100
µA
µA
± 100
nA
ON (∗)
Symbol
Parameter
Test Conditions
V GS(th)
Gate Threshold
Voltage
V DS = V GS
I D = 250 µA
R DS(on)
Static Drain-source On
Resistance
V GS = 10 V
I D = 10 A
I D(on)
On State Drain Current V DS > I D(on) x R DS(on)max
V GS = 10 V
Min.
Typ.
Max.
Unit
3
4
5
V
0.22
0.25
Ω
20
A
DYNAMIC
Symbol
g fs (∗)
C iss
C oss
C rss
2/8
Parameter
Test Conditions
Forward
Transconductance
V DS > I D(on) x R DS(on)max
Input Capacitance
Output Capacitance
Reverse Transfer
Capacitance
V DS = 25 V
f = 1 MHz
I D = 10 A
V GS = 0
Min.
Typ.
9
13.5
3600
460
55
Max.
Unit
S
4700
600
75
pF
pF
pF
STW20NB50
ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued)
SWITCHING ON
Symbol
Typ.
Max.
Unit
t d(on)
tr
Turn-on Time
Rise Time
Parameter
V DD = 250 V ID = 10 A
VGS = 10 V
R G = 4.7 Ω
(see test circuit, figure 3)
Test Conditions
32
15
43
21
ns
ns
Qg
Q gs
Q gd
Total Gate Charge
Gate-Source Charge
Gate-Drain Charge
V DD = 400 V
85
21
37
110
nC
nC
nC
Typ.
Max.
Unit
20
25
47
27
33
62
ns
ns
ns
Typ.
Max.
Unit
20
80
A
A
1.6
V
I D = 20 A
Min.
V GS = 10 V
SWITCHING OFF
Symbol
tr(Voff)
tf
tc
Parameter
Off-voltage Rise Time
Fall Time
Cross-over Time
Test Conditions
Min.
V DD = 400 V ID = 20 A
R G = 4.7 Ω V GS = 10 V
(see test circuit, figure 5)
SOURCE DRAIN DIODE
Symbol
Parameter
Test Conditions
ISD
I SDM (•)
Source-drain Current
Source-drain Current
(pulsed)
V SD (∗)
Forward On Voltage
I SD = 20 A
Reverse Recovery
Time
Reverse Recovery
Charge
Reverse Recovery
Current
I SD = 20 A di/dt = 100 A/µs
V DD = 100 V
T j = 150 o C
(see test circuit, figure 5)
t rr
Q rr
I RRM
Min.
V GS = 0
700
ns
9
µC
25
A
(∗) Pulsed: Pulse duration = 300 µs, duty cycle 1.5 %
(•) Pulse width limited by safe operating area
Safe Operating Area
Thermal Impedance
3/8