convertidor eólico back to back con tecnología de sic

Proyecto: Desarrollo de convertidor BTB basado en componentes activos deSiC.
Documento: Estudio previo de diseño del convertidor.
Doc: B2B_53_EPO001
Rev: 01
Fecha: 12/01/2011
Empresa: GPTech
CONVERTIDOR EÓLICO BACK TO BACK
CON TECNOLOGÍA DE SIC
ESTUDIO PREVIO DE DISEÑO DEL
CONVERTIDOR
Departamento: Electrónica de Potencia.
Lista de distribución:
Departamento de Electrónica de Potencia.
Departamento de IDi.
Empresas participantes en el proyecto B2B.
TABLA DE REVISIONES
Revisión
01
Fecha
Modificación: página nº, párrafo nº, descripción
12/01/2011
Generación del documento
Realizado por: Jesús MuñozCruzado Alba
Revisado por: Sergio Ceballos
Mannozzi
Aprobado por: Francisco Cubillo
Cáceres
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Fecha: 12/01/2011
Fecha:12/01/2011
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Rev: 01
Fecha: 12/01/2011
Empresa: GPTech
Índice
1. OBJETIVO. .................................................................................... 4
2. TOPOLOGÍA SELECCIONADA. ....................................................... 4
3. SELECCIÓN DE SEMICONDUCTORES. ........................................... 5
4. DESCRIPCIÓN DE LA APLICACIÓN. ............................................. 5
5. ESTUDIO TÉRMICO Y PÉRDIDAS.................................................. 6
6. MODELO DEL CONVERTIDOR. ...................................................... 7
7. DIMENSIONAMIENTO DE COMPONENTES PASIVOS. ................... 7
7.1
DC-LINK. ..................................................................................................... 7
7.2
FILTRO L EN LA CONEXIÓN AL GENERADOR. ......................................................... 8
7.3
FILTRO LC EN LA CONEXIÓN A LA RED ELÉCTRICA. ................................................ 8
8. CONCLUSIONES. ........................................................................ 10
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Índice de Figuras
Figura 2.1: Topología del convertidor eólico. ............................................................................. 4
Figura 4.1: Instalación eólica dónde incorporar el convertidor..................................................... 5
Figura 4.1: Modelo básico de la simulación del convertidor. ........................................................ 7
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Documento: Estudio previo de diseño del convertidor.
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1.
Rev: 01
Fecha: 12/01/2011
Empresa: GPTech
OBJETIVO.
Realizar un estudio previo sobre la topología, el dimensionamiento y selección de los
principales componentes de un convertidor eólico construido utilizando semiconductores basados
en la tecnología de carburo de silicio.
El objetivo es conseguir construir un convertidor eólico para máquinas de 2MW utilizando
una frecuencia de conmutación muy alta comparada con la usada normalmente en este tipo de
aplicaciones, que permita disminuir el tamaño de los componentes pasivos en el equipo. Tras un
estudio de la tecnología de SiC, que permitiría tener semiconductores a alta tasa de conmutación y
relativamente bajas pérdidas, se ha determinado que la tecnología no está lo suficientemente
madura para construir un producto de la potencia requerida. Por lo tanto, se construirá un equipo
con la máxima potencia que sea capaz de alcanzar la tecnología.
2.
TOPOLOGÍA SELECCIONADA.
Para el control de un generador eólico se ha decidido utilizar un convertidor de electrónica
de potencia compuesto por dos inversores trifásicos binivel en una configuración Back To Back. En
la Figura 2.1 se muestra un esquema de la configuración seleccionada.
Bobina
Bobina
Bus DC
Condensadores
Puente Inversor
Trifásico
Puente Inversor
Trifásico
Figura 2.1: Topología del convertidor eólico.
A ambos lados del convertidor se incorporará un filtro compuesto por componentes
pasivos. En el lado del generador se incorporará una inductancia trifásica, mientras que en el lado
de red se incorporará un filtro LC. Ambos filtros permitirán reducir el nivel de armónicos en la
corriente inyectada por el convertidor.
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3.
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SELECCIÓN DE SEMICONDUCTORES.
La principal limitación en la construcción del convertidor viene dada por los
semiconductores empleados. Actualmente los módulos semiconductores de electrónica de potencia
para potencias altas están muy limitados en cuanto a la frecuencia de conmutación se refiere, y se
suelen emplear un determinado rango de frecuencias de conmutación.
El principal objetivo del convertidor bajo diseño es conseguir realizar un prototipo a una
frecuencia de conmutación mucho mayor, utilizando para ello una tecnología de semiconductores
alternativa. Actualmente, como posibles componentes de SiC para este convertidor se destacan
dos opciones. Un módulo de POWEREX compuesto por MosFets de SiC de 1200V y 100A
(QJD1210007), y unos módulos especiales de INFINEON compuestos por IGBTs y diodos de
carburo de silicio, de 600A y 1200V.
Se ha seleccionado el módulo de Infineon modelo FF600R12IS4F compuesto por una
semirrama de dos IGBTs, por ser un módulo de mayor potencia. Se podría considerar la posibilidad
de utilizar varios módulos en paralelo para aumentar la potencia del convertidor, pero según
recomendación del fabricante, no es aconsejable en aplicaciones con alta frecuencia de
conmutación. En su lugar, se puede proponer construir un prototipo, y en un segundo paso,
integrar en un mismo equipo varios módulos inversores trifásicos en paralelo.
4.
DESCRIPCIÓN DE LA APLICACIÓN.
El convertidor será diseñado para su utilización en aplicaciones eólicas. En particular, se
considerará dispuesto a la salida de un generador de potencia nominal 100KW, y tensión nominal
de línea de 400V, y a una frecuencia nominal de 50Hz. Por otro lado, la salida del convertidor será
a una toma de un transformador trifásico de media tensión que pasará de 400V a 20KV a la salida
del aerogenerador, red que también será de 50Hz. En la Figura 4.1 se muestra un pequeño
esquema unifilar de la configuración eléctrica de la instalación. Finalmente definiremos la tensión
del DC-Link a 800V, ya que por un lado, la tensión umbral de los semiconductores es de 1200V, y
por otro lado, la tensión mínima rectificada en el bus será de 565V.
AC
DC
AC
DC
CA
Figura 4.1: Instalación eólica dónde incorporar el convertidor.
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5.
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ESTUDIO TÉRMICO Y PÉRDIDAS.
Dado el módulo seleccionado de Infineon, se realizará un estudio térmico y de pérdidas
para poder determinar la frecuencia y potencia máxima de operación. Para realizar los cálculos
mencionados se utilizará la herramienta del fabricante, IPOSIM.
El módulo de Infineon está especialmente diseñado para su utilización a alta frecuencia.
Vamos a elaborar una comparativa de la respuesta del sistema frente a distintas frecuencias de
conmutación de trabajo.
Para poder realizar una comparativa debemos definir previamente las características del
sistema de refrigeración de los semiconductores del convertidor. En particular, se indican en la
Tabla 5.1 los principales parámetros del sistema de refrigeración considerado (un sistema de
refrigeración estándar para la potencia y módulo seleccionado), y la configuración de las
resistencias de puerta (que definirán la máxima sobretensión producida).
Parámetro
Rg
Tipo refrigeración
Temperatura ambiente
Rth
ζ
Valor
0.5Ω
Ventilación forzada por aire
40ºC
0,08ºK/W por IGBT
150s
Tabla 5.1: Parámetros de simulación térmica del convertidor.
Se ha realizado la simulación térmica de un inversor atendiendo a estas características, que
compondría una de las dos partes del convertidor. Los resultados a distintas frecuencias se
muestran en la Tabla 5.2.
Fconm (KHz)
10
15
20
25
30
TIGBT
Tdiodo PswIGBT
Pswdiodo
PcndIGBT
Pcnddiodo
BTB PTotal
(ºC)
(ºC)
(W)
(W)
(W)
(W)
(W)
72,8
73,7
80,9
71,0
105,7
14,7
3267,6
81,5
81,3
124,0
106,8
104,0
16,7
4218,0
90,4
97,1
168,7
142,5
100,8
19,7
5180,4
99,5 109,1
215,3
178,2
96,8
23,4
6164,4
108,7 121,4
263,7
213,8
92,1
27,7
7167,6
Tabla 5.2: Resultados de las simulaciones térmicas a distintas frecuencias.
Se escogerá para el diseño una frecuencia de conmutación de 20KHz, para no tener un
valor desorbitado en las pérdidas de los semiconductores.
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6.
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MODELO DEL CONVERTIDOR.
Para la validación del modelo del convertidor, realizar un ajuste fino del filtrado, e
implementar el algoritmo de control, se ha desarrollado una simulación en PSCAD, programa de
desarrollo de equipos convertidores de electrónica de potencia y sistemas eléctricos, en el que
GPTech cuenta con una amplia experiencia. En la simulación se incluye tanto un modelo detallado
del convertidor y su sistema de control, y el resto de elementos asociados, el generador eólico, un
transformador de media tensión, y la conexión a la red eléctrica.
Figura 6.1: Modelo básico de la simulación del convertidor.
7.
DIMENSIONAMIENTO DE COMPONENTES PASIVOS.
7.1
DC-LINK.
El DC-Link consiste en un bus de continua que conecta el rectificador y el inversor trifásico
del convertidor. Está formado por un conjunto de condensadores que permiten almacenar energía
para estabilizar la tensión en este punto del convertidor. El bus de condensadores empleado debe
poder soportar una tensión nominal de 800Vdc, que es la tensión de operación del convertidor,
pero debe estar preparado para sobretensiones de al menos los 1200V de tensión umbral. Tras un
estudio del sistema y su verificación y ajuste fino en simulación, se establece una capacidad total
del bus en un mínimo de 3000uF, teniendo que soportar una corriente tal y como se muestra en la
Figura 7.1.
400
IcondDC
300
200
Corriente (A)
100
0
-100
-200
-300
-400
-500
-600
-700
T (s)
0.0900
0.0905
0.0910
0.0915
0.0920
0.0925
0.0930
...
...
...
Figura 7.1: Corriente que atraviesa el bus de condensadores.
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7.2
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FILTRO L EN LA CONEXIÓN AL GENERADOR.
El valor apropiado para la inductancia de filtrado colocada en la conexión del
aerogenerador es altamente dependiente con las características eléctricas del generador, y la señal
de corriente en este punto interno de la máquina no suele tener unos requerimientos muy severos.
Este hecho provoca que el valor de la inductancia a este lado de la máquina sea muy bajo, y
especialmente si la frecuencia de conmutación es elevada. Por tanto, en un diseño preliminar en el
que no se aportan datos del generador, puede considerarse nula.
7.3
FILTRO LC EN LA CONEXIÓN A LA RED ELÉCTRICA.
En la conexión a la red eléctrica se incluirá un filtro LC para disminuir la tasa de armónicos
inyectados a la red eléctrica. El hecho de que la frecuencia de conmutación sea tan elevada relaja
mucho las restricciones de fabricación del filtro, ya que se podrá considerar una frecuencia de
corte más alta. El objetivo será que la cantidad de armónicos inyectados en red sea tal que el THD
de la corriente y tensión no exceda el 3%. Tras un ajuste fino por simulación, se ha establecido las
magnitudes para el filtro en L=75µH y C=20µF. La respuesta de la señal de corriente a la salida
del convertidor se muestra en la Figura 7.2 y en la Figura 7.3.
500
Vr2
Vs2
Vt2
400
300
200
Tension (V)
100
0
-100
-200
-300
-400
-500
T (s)
0.280
0.300
0.320
0.340
0.360
0.380
0.400
0.420
...
...
...
Figura 7.2: Tensiones fase-neutro a la salida del filtro.
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400
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ISa
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ISa_RMS
300
Corriente (A)
200
100
0
-100
-200
-300
-400
T (s)
0.550
0.560
0.570
0.580
0.590
0.600
...
...
...
Figura 7.3: Corriente a la salida del filtro.
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8.
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Fecha: 12/01/2011
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CONCLUSIONES.
Tras un primer análisis sobre el diseño del convertidor, se pueden establecer una serie de
conclusiones sobre la viabilidad e interés del proyecto.

Después de un estudio del mercado sobre los dispositivos de SiC de alta potencia, sólo se
han encontrado un par de modelos con una tensión umbral de 1200V. Con estos modelos
no se puede alcanzar la potencia prevista inicialmente de 2MW. Sin embrago, si se
considera factible un convertidor de 100KW, con una tensión de línea de 400V.

Los módulos encontrados no serían de utilidad en aplicaciones eólicas con tensiones de
línea de 690V, ya que su tensión umbral es de 1200V.

El coste del equipo será mucho superior a otro equivalente realizado con una tecnología
convencional. Se estima un coste de alrededor de 1000€ por módulo de Infineon,
necesitando un total de doce unidades para un solo equipo.

Las pérdidas de los semiconductores del equipo considerando el módulo de Infineon serán
muy elevadas, provocando que la máquina tenga un rendimiento inferior al obtenido con
un diseño estándar para este tipo de aplicaciones. Y si se utiliza el módulo de POWEREX, la
potencia del convertidor que se puede alcanzar está pendiente de realizar un estudio
cuando se obtengan indicaciones del fabricante.
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Proyecto: Proyecto B2B. Desarrollo de un convertidor de potencia back to back basado en
componentes activos de SiC.
Documento: Análisis térmico y eléctrico y dimensionamiento de una topología B2B basada
en MOSFET de SiC.
Doc: Especificaciones
del convertidor B2B.
Rev:02
Fecha Aprob: 30/06/2011
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GPtech
ANÁLISIS TÉRMICO Y ELÉCTRICO Y
DIMENSIONAMIENTO DE UNA
TOPOLOGÍA B2B BASADA EN MOSFET
DE CARBURO DE SILICIO
Área: GTE de Universidad de Sevilla. Operaciones de Green Power Tech.
Lista de distribución:
Socios proyecto B2B.
Área de Mercado de Green Power Technologies.
TABLA DE REVISIONES
Revisión
Fechaelab
Modificación: página nº, párrafo nº, descripción
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Creación del documento
02
30/06/2011
Se añaden especificaciones del lado de la carga y tablas de resultados de simulaciones.
Realizado por: José J. Padilla Alcaide
Revisado por: Justo Jiménez Calle
Aprobado por: María José Muñiz
Firma
Firma
Firma
Fechaelab: 15 Junio 2011
Fecharev: 30 Junio 2011
Fechaaprob: 30 Junio 2011
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Proyecto: Proyecto B2B. Desarrollo de un convertidor de potencia back to back basado en
componentes activos de SiC.
Documento: Análisis térmico y eléctrico y dimensionamiento de una topología B2B basada
en MOSFET de SiC.
Doc: Especificaciones
del convertidor B2B.
Rev:02
Fecha Aprob: 30/06/2011
Universidad de Sevilla
GPtech
Índice
1.
INTRODUCCIÓN ..................................................................................................................................................... 4
1.1
CARBURO DE SILICIO........................................................................................................................................ 4
1.2
MÓDULO MOSFET DE POTENCIA DE POWEREX .................................................................................................. 4
Figura 1. Powerex QJD1210007. ............................................................................................................................. 5
2.
OBJETIVO. .............................................................................................................................................................. 5
3.
TOPOLOGÍA SELECCIONADA ................................................................................................................................. 5
Figura 2. Topología del convertidor .........................................................................................................................6
4.
ESTUDIO DEL DISPOSITIVO EN UN SISTEMA ELECTRÓNICO DE POTENCIA: SIMULACIÓN CON PLECS
7
4.1
DESCRIPCIÓN DEL SOFTWARE DE SIMULACIÓN ...................................................................................................... 7
Figura 3. Vista de la interfaz gráfica de PLECS. ........................................................................................................7
4.2.
DESCRIPCIÓN DEL MODELO ELÉCTRICO .................................................................................................................
7
Figura 4. Modelo eléctrico del convertidor en PLECS. ................................................................................................ 8
4.3.
DESCRIPCIÓN DEL MODELO TÉRMICO ................................................................................................................... 8
Figura 5. Modelo térmico del convertidor en PLECS. .................................................................................................8
4.3.1.
Modelo del semiconductor ................................................................................................................. 8
Figura 6. Modelo térmico del MOSFET del QJD1210007. ........................................................................................... 9
Figura 7. Modelo térmico del diodo Schottky del QJD1210007. ..................................................................................9
Figura 8. Modelo térmico de medio módulo SK60GB128. ........................................................................................ 10
4.4.
MODELO DEL INVERSOR TRIFÁSICO CONECTADO A RED .......................................................................................... 10
Figura 9. Modelo del sistema conectado a red. ....................................................................................................... 10
4.5.
RESULTADOS ELÉCTRICOS Y TÉRMICOS ............................................................................................................... 10
Tabla 1. Pruebas realizadas. .................................................................................................................................. 11
4.5.1.
Prueba 1 (fS = 6 Khz y L = 1 mH)..................................................................................................... 11
Figura 10. Corriente y tensión en el lado DC y corriente de salida en el sistema con Si, fS = 6 Khz y L = 1 mH............. 12
Figura 11. Evolución de la temperatura en el semiconductor de Si, fS = 6 Khz y L = 1 mH. ........................................ 13
Tabla 2. Resultados obtenidos en el semiconductor Si, fS = 6 Khz y L = 1 mH............................................................ 13
Figura 11. Corriente y tensión en el lado DC y corriente de salida en el sistema con MOSFET de SiC, f S = 6 Khz y
L = 1 mH.
.............................................................................................................................................. 14
Figura 13. Evolución de la temperatura en el semiconductor de SiC , fS = 6 Khz y L = 1 mH. ..................................... 15
Tabla 3. Resultados obtenidos en el semiconductor SiC, fS = 6 Khz y L = 1 mH.......................................................... 15
4.5.2.
Prueba 2 (fS = 10 Khz y L = 1 mH)................................................................................................... 15
Figura 14. Corriente y tensión en el lado DC y corriente de salida en el sistema con Si , fS = 10 Khz y L = 1 mH. ......... 16
Figura 15. Evolución de la temperatura en el semiconductor de Si, fS = 10 Khz y L = 1 mH........................................ 17
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Proyecto: Proyecto B2B. Desarrollo de un convertidor de potencia back to back basado en
componentes activos de SiC.
Documento: Análisis térmico y eléctrico y dimensionamiento de una topología B2B basada
en MOSFET de SiC.
Doc: Especificaciones
del convertidor B2B.
Rev:02
Fecha Aprob: 30/06/2011
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Tabla 4. Resultados obtenidos en el semiconductor Si, fS = 10 Khz y L = 1 mH. ......................................................... 17
Figura 16. Corriente y tensión en el lado DC y corriente de salida en el sistema con MOSFET de SiC, f S = 10 Khz
y L = 1 mH.
.............................................................................................................................................. 18
Figura 17. Evolución de la temperatura en el semiconductor de SiC, fS = 10 Khz y L = 1 mH...................................... 19
Tabla 5. Resultados obtenidos en el semiconductor SiC, fS = 10 Khz y L = 1 mH. ....................................................... 19
4.5.3.
Prueba 3 (fS = 20 Khz y L = 1 mH)................................................................................................... 19
Figura 18. Corriente y tensión en el lado DC y corriente de salida en el sistema con Si, fS = 20 Khz y L = 1 mH. .......... 20
Figura 19. Evolución de la temperatura en el semiconductor de Si, fS = 20 Khz y L = 1 mH........................................ 21
Tabla 6. Resultados obtenidos en el semiconductor Si, fS = 20 Khz y L = 1 mH. ......................................................... 21
Figura 20. Corriente y tensión en el lado DC y corriente de salida en el sistema con MOSFET de SiC, f S = 20 Khz
y L = 1 mH.
.............................................................................................................................................. 22
Figura 21. Evolución de la temperatura en el semiconductor de SiC, fS = 20 Khz y L = 1 mH...................................... 23
Tabla 7. Resultados obtenidos en el semiconductor SiC, fS = 20 Khz y L = 1 mH. ....................................................... 23
4.5.4.
Prueba 4 (fS = 20 Khz y L = 0.8 mH) ............................................................................................... 24
Figura 22. Corriente y tensión en el lado DC y corriente de salida en el sistema con MOSFET de SiC, fS = 20 Khz
y L = 0.8 mH.
.............................................................................................................................................. 24
Figura 23. Evolución de la temperatura en el semiconductor de SiC, fS = 20 Khz y L = 0.8 mH. .................................. 25
Tabla 8. Resultados obtenidos en el semiconductor SiC, fS = 20 Khz y L = 0.8 mH. .................................................... 25
4.5.5.
Prueba 5 (fS = 20 Khz y L = 0.5 mH). .............................................................................................. 26
Figura 24. Corriente y tensión en el lado DC y corriente de salida en el sistema con MOSFET de SiC, fS = 20 Khz
y L = 0.5 mH.
.............................................................................................................................................. 26
Figura 25. Evolución de la temperatura en el semiconductor de SiC, fS = 20 Khz y L = 0.5 mH. .................................. 27
Tabla 9. Resultados obtenidos en el semiconductor SiC, fS = 20 Khz y L = 0.5 mH. .................................................... 27
4.6.
CONSIDERACIONES ACERCA DE LOS RESULTADOS DE SIMULACIÓN. .......................................................................... 27
Tabla 10. Resultados obtenidos con ambas tecnologías ........................................................................................... 28
5.
ESPECIFICACIONES ELÉCTRICAS DEL CONVERTIDOR. ...................................................................................... 29
Tabla 11. Especificaciones eléctricas del convertidor ................................................................................................ 31
Figura 26. Corriente y tensión en el lado DC y corriente de salida en el sistema con MOSFET de SiC, f S = 20 Khz
y L = 0.7 mH. Esquema final. ................................................................................................................................ 31
Figura 27. Evolución de la temperatura en el semiconductor de SiC, fS = 20 Khz y L = 0.7 mH. Esquema final. ............ 32
Tabla 12. Resultados obtenidos en el semiconductor SiC. Características eléctricas finales. ......................................... 32
Tabla 13. Armónicos de la corriente por la bobina de salida. .................................................................................... 33
Tabla 14. Armónicos en la tensión del condensador de DC. ...................................................................................... 33
6.
CONCLUSIONES .................................................................................................................................................... 34
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Proyecto: Proyecto B2B. Desarrollo de un convertidor de potencia back to back basado en
componentes activos de SiC.
Documento: Análisis térmico y eléctrico y dimensionamiento de una topología B2B basada
en MOSFET de SiC.
Doc: Especificaciones
del convertidor B2B.
Rev:02
Fecha Aprob: 30/06/2011
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1. INTRODUCCIÓN
1.1
CARBURO DE SILICIO
El carburo de silicio o carborundo, con frecuencia denominado simplemente por las
siglas SiC, es un compuesto semiconductor de silicio y carbono que presenta muchas
ventajas frente al silicio convencional para ser usado en aplicaciones que impliquen
condiciones extremas de temperatura y frecuencia, debido, en mayor parte, a su buen
comportamiento a altas temperaturas en la unión.
Los dispositivos de carburo de silicio, basados en diodos Schottky, están siendo
introducidos tanto en componentes discretos como en módulos de potencia. Estos nuevos
diodos tienen propiedades superiores a las de dispositivos basados en silicio en cuanto a
pérdidas en conmutación y propiedades térmicas se refiere, por lo que son candidatos
ideales para ser usados en aplicaciones de alta potencia y en sistemas embarcados. La
posibilidad de trabajar en la unión semiconductora a temperaturas notablemente mayores,
permite conmutar a frecuencias superiores, sin que ello implique trabajar en situaciones
límite que puedan provocar la destrucción del dispositivo.
1.2
MÓDULO MOSFET DE POTENCIA DE POWEREX
Powerex, en asociación con Cree, ha desarrollado de forma pionera módulos
exclusivamente compuestos de carborundo capaces de operar a temperaturas de unión de
hasta 200 grados centígrados, más allá de los alcanzables en módulos IGBT basados en
silicio, haciendo a los primeros sustitutos ideales para muchas de las aplicaciones
tradicionalmente ocupadas por los segundos, incluyendo inversores en sistemas de energía
solar y conversión de potencia en vehículos eléctricos.
La combinación de la experiencia de ambos fabricantes en ciencia y tecnología de
los materiales y encapsulado les ha llevado a crear dispositivos de reducidas dimensiones,
peso y requerimientos de refrigeración, y altas prestaciones, debido a su capacidad de
trabajo a alta temperatura de unión.
El módulo QJD1210007 de Powerex, fig. 1, comercial y disponible, ha sido diseñado
para uso en aplicaciones de alta frecuencia. Cada módulo está compuesto de dos
transistores MOSFET en configuración de medio puente con diodos Schottky de libre
circulación en anti-paralelo fabricados también en SiC.
Página 4 de 34
Proyecto: Proyecto B2B. Desarrollo de un convertidor de potencia back to back basado en
componentes activos de SiC.
Documento: Análisis térmico y eléctrico y dimensionamiento de una topología B2B basada
en MOSFET de SiC.
Doc: Especificaciones
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Fecha Aprob: 30/06/2011
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Figura 1. Powerex QJD1210007.
Sus características eléctricas (1200 V, 100 A) son similares a las de los dispositivos
de potencia usados en convertidores electrónicos de potencia convencionales, aunque con
características térmicas mucho superiores.
2. OBJETIVO.
Realizar un estudio previo sobre la topología, el comportamiento y definición de los
principales componentes de un convertidor basado en la tecnología de carburo de silicio. Se
dimensionará eléctrica y térmicamente un inversor de 70 kW y se definirán las principales
especificaciones del mismo.
3. TOPOLOGÍA SELECCIONADA
Se ha decidido utilizar para probar la efectividad de esta nueva tecnología un convertidor
de electrónica de potencia compuesto por dos inversores trifásicos binivel en configuración back to
back. En la figura se muestra un esquema de la configuración seleccionada.
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componentes activos de SiC.
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en MOSFET de SiC.
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Bobina
Bobina
Bus DC
Condensadores
Puente Inversor
Trifásico
Puente Inversor
Trifásico
Figura 2. Topología del convertidor
A ambos lados del convertidor se incorporará un filtro compuesto por componentes
pasivos. En el lado del generador se incorporará una inductancia trifásica, mientras que en el lado
de red se incorporará un filtro LC. Ambos filtros permitirán reducir el nivel de armónicos en la
corriente inyectada por el convertidor.
Este documento estudia y define las características eléctricas de la parte de red. Una fuente de
corriente simulará el resto del circuito.
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4. ESTUDIO DEL DISPOSITIVO EN UN SISTEMA ELECTRÓNICO DE
POTENCIA: SIMULACIÓN CON PLECS
4.1 DESCRIPCIÓN DEL SOFTWARE DE SIMULACIÓN
PLECS, de Plexim GmbH, es una herramienta de simulación térmica y eléctrica de
sistemas de electrónica de potencia desarrollada en MATLAB/Simulink que puede ser
ejecutada como aplicación totalmente independiente. Su interfaz gráfica es sencilla de
utilizar y permite caracterizar sistemas electrónicos de potencia, modelando y analizando
las pérdidas térmicas de los mismos.
La interfaz gráfica sigue el criterio de Simulink. Tendremos un explorador de
librerías, en el que podemos seleccionar entre una gran cantidad de herramientas y
módulos prediseñados enfocados al estudio de sistemas de electrónica de potencia, y un
muro de trabajo, que es donde construiremos el modelo de estudio. Posteriormente, con el
uso de sondas e instrumentos virtuales, podremos obtener los resultados de nuestra
simulación.
Figura 3. Vista de la interfaz gráfica de PLECS.
4.2. DESCRIPCIÓN DEL MODELO ELÉCTRICO
Para realizar un estudio del dispositivo de SiC de Powerex, se ha incluido éste en
una topología de puente trifásico. El puente está conectado a la red por su lado AC y a una
fuente de corriente por su lado DC (bus de continua), lo que simula un convertidor AC-DC
trifásico conectado al primero en configuración espalda contra espalda.
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Figura 4. Modelo eléctrico del convertidor en PLECS.
Con el fin de contrastar las características eléctricas y térmicas contenidas del
módulo de potencia, se ha desarrollado también un modelo exactamente igual a excepción
del semiconductor, un módulo de potencia de silicio de similares características eléctricas
usado frecuentemente en prototipos de media potencia.
4.3. DESCRIPCIÓN DEL MODELO TÉRMICO
PLECS funciona con equivalentes eléctricos de circuitos térmicos y la noción de
heatsink o zona equipotencial de temperatura. Así, se puede modelar el camino que recorre
la potencia calórica a través del sistema físico real como sigue, teniendo en cuenta las
interfaces que irá atravesando en su paso desde la propia unión hasta el ambiente.
Figura 5. Modelo térmico del convertidor en PLECS.
4.3.1. Modelo del semiconductor
Si queremos hacer un estudio térmico en PLECS, necesitaremos modelar las
características térmicas del dispositivo, en encendido, conducción y apagado. Para esto,
PLECS pone a disposición del usuario una interfaz gráfica en la que introducir los
parámetros suministrados por el fabricante. En este caso, el datasheet preliminar de
Powerex no aporta los suficientes datos para realizar el modelado completo. Poniéndonos
en contacto con el servicio de ventas, primero, y el servicio de asistencia técnica, después,
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nos remitieron a los datos técnicos de unos dispositivos discretos de SiC del fabricante
Cree, el MOSFET CMF10120D y el diodo Schottky C2D10120A, y nos indicaron que cada
medio módulo Powerex QJD1210007, el correspondiente al MOSFET con su Schottky de
libre circulación en antiparalelo, está formado internamente de cinco Cree CMF10120D en
paralelo y diez C2D10120A. Con esta indicación, y los datos aportados por Cree, podemos,
finalmente, hacer los modelos del MOSFET y diodo Schottky, quedando éstos como sigue:
Turn-on loss
Turn-off loss
Conduction loss
Thermal Impedance: 0.17 K/W
Figura 6. Modelo térmico del MOSFET del QJD1210007.
Despreciable, según
fabricante.
Despreciable, según
fabricante.
Turn-on loss
Turn-off loss
Conduction loss
Thermal Impedance: 0.14 K/W
Figura 7. Modelo térmico del diodo Schottky del QJD1210007.
De la misma manera, hacemos el modelo térmico del dispositivo de silicio. Nótese
que la influencia del diodo de libre circulación está incluida.
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Turn-on loss
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Turn-off loss
Conduction loss
Thermal Impedance: 0.6 K/W
Figura 8. Modelo térmico de medio módulo SK60GB128.
4.4. MODELO DEL INVERSOR TRIFÁSICO CONECTADO A RED
Una vez tenemos caracterizados los dispositivos, podemos poner en marcha la
simulación, revisando y ajustando los parámetros de diseño. Realizaremos pruebas con
diferentes frecuencias de conmutación para ambos sistemas e inyectaremos sobre la red
una corriente de unos 70 amperios en fase con la tensión. Para esto, configuramos un
control de corriente y tensión de DC, que se encargará de mantener el DC-link a la tensión
de referencia y de modular la tensión necesaria para que la corriente de salida tenga la
fase y amplitud necesarias.
Figura 9. Modelo del sistema conectado a red.
4.5. RESULTADOS ELÉCTRICOS Y TÉRMICOS
En las siguientes figuras podemos observar el comportamiento eléctrico del modelo
realizado. En las figuras, podemos ver cómo inyectamos potencia activa en la red y que
controlamos la tensión en el DC link, en este caso, 800 voltios. Colocando una punta de
prueba térmica en el heatsink de la unión semiconductora, podemos observar la evolución
de la temperatura a lo largo del tiempo. En t=0.6, hemos introducido un escalón en la
fuente de corriente de 25 a 60 amperios, lo que produce un incremento considerable en la
temperatura del semiconductor.
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A continuación se muestran los resultados de las simulaciones para el convertidor
con dispositivos de silicio convencional. Antes de analizar las figuras, podemos adelantar
que cuanto mayor sea la frecuencia de conmutación, el controlador podrá mantener con
mayor éxito la tensión en el DC link marcada por la referencia pero mayores serán las
pérdidas por conmutación. También, según las curvas del fabricante y las que hemos
introducido en el modelo, deberíamos encontrarnos con que las pérdidas en disipación y,
por tanto, la temperatura de la unión, serán menores en el sistema basado en SiC en todo
el juego de frecuencias.
A continuación se muestra las pruebas que se han realizado para comparar ambas
tecnologías (Tabla 1).
Frecuencia de
conmutación fs(Hz)
Prueba 1
6
Prueba 2
10
Inductancia
bobina salida
L(mH)
Capacitancia condensador de
DC CDC(mF)
Resistencia térmica
disipador RSA(Ω)
2.2
0.03
1
Prueba 3
Prueba 4
20
Prueba 5
0.8
0.5
Tabla 1. Pruebas realizadas.
4.5.1. Prueba 1 (fS= 6 Khz y L = 1 mH).

Semiconductor de silicio convencional.
Las gráficas que nos resultan de la simulación en PLECS para una frecuencia de
conmutación de 6 kHz en el sistema basado en silicio son las que siguen.
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Figura 10. Corriente y tensión en el lado DC y corriente de salida en el sistema con Si, fS= 6 Khz y L = 1 mH.
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Figura 11. Evolución de la temperatura en el semiconductor de Si, fS= 6 Khz y L = 1 mH.
Podemos apreciar, en la figura 9, cómo hay cierto rizado en el DC-link. Éste
será más ligero cuanto mayor sea la frecuencia debido al mayor poder de control
que tendrá el controlador de tensión. En la figura 10 se aprecia el notable
incremento de temperatura producido por un cambio brusco en la corriente activa.
La temperatura de la unión alcanza, en el permanente, una temperatura cercana a
los 60 grados.
Frecuencia de
conmutación
fs(Hz)
Inductancia
bobina salida
L(mH)
Capacitancia
condensador de DC
CDC(mF)
Resistencia térmica
disipador RSA(Ω)
Corriente rms en la
bobina de salida (A)
Rizado
corriente (A)
Temperatura
max.
Permanente
semiconductor
(ºC)
6
1
2.2
0.03
69.5
15.3
59
Tabla 2. Resultados obtenidos en el semiconductor Si, fS= 6 Khz y L = 1 mH.
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del convertidor B2B.

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Semiconductor de carburo de silicio.
Veamos los resultados para la misma prueba en el sistema de SiC.
Figura 12. Corriente y tensión en el lado DC y corriente de salida en el sistema con MOSFET de SiC, fS= 6 Khz y L = 1
mH.
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Figura 13. Evolución de la temperatura en el semiconductor de SiC ,fS= 6 Khz y L = 1 mH.
Vemos, figura 12, que la temperatura de la unión para un sistema basado en
SiC es ya, incluso para frecuencias de conmutación medias, de unos diez grados
inferior que en el mismo sistema, en las mismas condiciones de trabajo, con silicio
convencional.
Frecuencia de
conmutación
fs(Hz)
Inductancia
bobina salida
L(mH)
Capacitancia
condensador de DC
CDC(mF)
Resistencia térmica
disipador RSA(Ω)
Corriente rms en la
bobina de salida (A)
Rizado
corriente (A)
Temperatura
max.
Permanente
semiconductor
(ºC)
6
1
2.2
0.03
69.5
15.3
49
Tabla 3. Resultados obtenidos en el semiconductor SiC, fS= 6 Khz y L = 1 mH.
4.5.2. Prueba 2 (fS= 10 Khz y L = 1 mH).

Semiconductor de silicio convencional.
Las gráficas que nos resultan de la simulación en PLECS para una frecuencia de
conmutación de 10 kHz en el sistema basado en silicio son las que siguen.
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Figura 14. Corriente y tensión en el lado DC y corriente de salida en el sistema con Si ,fS= 10 Khz y L = 1 mH.
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Figura 15. Evolución de la temperatura en el semiconductor de Si, fS= 10 Khz y L = 1 mH.
Frecuencia de
conmutación
fs(Hz)
Inductancia
bobina salida
L(mH)
Capacitancia
condensador de DC
CDC(mF)
Resistencia térmica
disipador RSA(Ω)
Corriente rms en la
bobina de salida (A)
Rizado
corriente (A)
Temperatura
max.
Permanente
semiconductor
(ºC)
10
1
2.2
0.03
69.5
9.3
69
Tabla 4. Resultados obtenidos en el semiconductor Si, fS= 10 Khz y L = 1 mH.
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
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Semiconductor de carburo de silicio.
Simulando con PLECS para el sistema con carburo:
Figura 16. Corriente y tensión en el lado DC y corriente de salida en el sistema con MOSFET de SiC, fS= 10 Khz y L = 1
mH.
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Figura 17. Evolución de la temperatura en el semiconductor de SiC, fS= 10 Khz y L = 1 mH.
De nuevo vemos la diferencia de temperatura en ambas uniones en igualdad
de condiciones. Se puede ya intuir que podremos forzar a más frecuencia al sistema
basado en SiC sin que eso suponga un gran esfuerzo térmico al semiconductor.
Frecuencia de
conmutación
fs(Hz)
Inductancia
bobina salida
L(mH)
Capacitancia
condensador de DC
CDC(mF)
Resistencia térmica
disipador RSA(Ω)
Corriente rms en la
bobina de salida (A)
Rizado
corriente (A)
Temperatura
max.
Permanente
semiconductor
(ºC)
10
1
2.2
0.03
69.5
9.3
51
Tabla 5. Resultados obtenidos en el semiconductor SiC, fS= 10 Khz y L = 1 mH.
4.5.3. Prueba 3 (fS= 20 Khz y L = 1 mH).

Semiconductor de silicio convencional.
Las gráficas que nos resultan de la simulación en PLECS para una frecuencia de
conmutación de 20 kHz en el sistema basado en silicio son las que siguen.
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Figura 18. Corriente y tensión en el lado DC y corriente de salida en el sistema con Si, fS= 20 Khz y L = 1 mH.
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Figura 19. Evolución de la temperatura en el semiconductor de Si, fS= 20 Khz y L = 1 mH.
Frecuencia de
conmutación
fs(Hz)
Inductancia
bobina salida
L(mH)
Capacitancia
condensador de DC
CDC(mF)
Resistencia térmica
disipador RSA(Ω)
Corriente rms en la
bobina de salida (A)
Rizado
corriente (A)
Temperatura
max.
Permanente
semiconductor
(ºC)
20
1
2.2
0.03
69.5
4.6
94
Tabla 6. Resultados obtenidos en el semiconductor Si, fS= 20 Khz y L = 1 mH.

Semiconductor de carburo de silicio.
Veamos ahora cómo responde el sistema con SiC ante una frecuencia de
conmutación de 20 kHz.
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Figura 20. Corriente y tensión en el lado DC y corriente de salida en el sistema con MOSFET de SiC, fS= 20 Khz y L = 1
mH.
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Figura 21. Evolución de la temperatura en el semiconductor de SiC, fS= 20 Khz y L = 1 mH.
Una vez más se aprecia la ventaja del SiC en comparación al silicio. Mientras
el silicio está trabajando a temperatura cercana a los 100 grados, no muy lejos del
máximo de temperatura permitido por muchos dispositivos de este rango de
potencia, el dispositivo de carborundo no alcanza siquiera los sesenta grados en el
permanente.
Esta simulación, así como las anteriores, ha sido realizada con una bobina de
filtrado de 1 mH. A continuación se muestran resultados a 20 kHz del sistema de
SiC con bobinas de 800 y 500 uH.
Frecuencia de
conmutación
fs(Hz)
Inductancia
bobina salida
L(mH)
Capacitancia
condensador de DC
CDC(mF)
Resistencia térmica
disipador RSA(Ω)
Corriente rms en la
bobina de salida (A)
Rizado
corriente (A)
Temperatura
max.
Permanente
semiconductor
(ºC)
20
1
2.2
0.03
69.5
4.6
56
Tabla 7. Resultados obtenidos en el semiconductor SiC, fS= 20 Khz y L = 1 mH.
Ahora se realizarán simulaciones usando la misma frecuencia
conmutación y diferentes valores de inductancia de la bobina de salida.
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4.5.4. Prueba 4 (fS= 20 Khz y L = 0.8 mH)

Semiconductor de carburo de silicio.
Figura 22. Corriente y tensión en el lado DC y corriente de salida en el sistema con MOSFET de SiC, fS= 20 Khz y L = 0.8
mH.
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Figura 23. Evolución de la temperatura en el semiconductor de SiC, fS= 20 Khz y L = 0.8 mH.
Frecuencia de
conmutación
fs(Hz)
Inductancia
bobina salida
L(mH)
Capacitancia
condensador de DC
CDC(mF)
Resistencia térmica
disipador RSA(Ω)
Corriente rms en la
bobina de salida (A)
Rizado
corriente (A)
Temperatura
max.
Permanente
semiconductor
(ºC)
20
0.8
2.2
0.03
69.5
5.9
56
Tabla 8. Resultados obtenidos en el semiconductor SiC, fS= 20 Khz y L = 0.8 mH.
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4.5.5. Prueba 5 (fS= 20 Khz y L = 0.5 mH).

Semiconductor de carburo de silicio.
Figura 24. Corriente y tensión en el lado DC y corriente de salida en el sistema con MOSFET de SiC, fS= 20 Khz y L = 0.5
mH.
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Figura 25. Evolución de la temperatura en el semiconductor de SiC, fS= 20 Khz y L = 0.5 mH.
Frecuencia de
conmutación
fs(Hz)
Inductancia
bobina salida
L(mH)
Capacitancia
condensador de DC
CDC(mF)
Resistencia térmica
disipador RSA(Ω)
Corriente rms en la
bobina de salida (A)
Rizado
corriente (A)
Temperatura
max.
Permanente
semiconductor
(ºC)
20
0.8
2.2
0.03
69.5
5.9
56
Tabla 9. Resultados obtenidos en el semiconductor SiC, fS= 20 Khz y L = 0.5mH.
4.6. CONSIDERACIONES ACERCA DE LOS RESULTADOS DE SIMULACIÓN.
Para realizar el estudio del comportamiento térmico del dispositivo Powerex de
carburo de silicio hemos usado, como banco de pruebas, unos valores típicos de
convertidores basados en silicio convencional. De esta manera, hemos podido comparar, en
igualdad de condiciones, dispositivos de ambas tecnologías, pudiendo sacar unas primeras
conclusiones. Se muestra una tabla resumen con todos los resultados obtenidos (Tabla 10).
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T
Si
SiC
S.E.
Vn (V)
SK60GB128
QJD1210007
400
400
fn(Hz)
50
50
Rev:02
VDC (V)
Fecha Aprob: 30/06/2011
IL RMS (A)
800
800
69.5
69.5
RSA (Ω)
0.03
0.03
CDC (mF)
2.2
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fS(Hz)
Rizado
corriente (A)
T (ºC)
6
15.3
59
10
9.3
69
20
4.6
94
6
15.3
49
1
10
9.3
51
0.8
20
L (mH)
1
2.2
4.6
0.5
5.9
56
9.3
Tabla 10. Resultados obtenidos con ambas tecnologías
T = Tecnología empleada
S.E. = Semiconductor empleado
Vn= Tensión nominal
fn = Frecuencia nominal
VDC = Tensión DC-link
IL RMS = Corriente rms en la bobina de salida
RSA = Resistencia térmica disipador
CDC = Capacitancia condensador de DC
L = Inductancia bobina de salida
fS= Frecuencia conmutación
T = Temperatura max. permanente semiconductor
El paso siguiente sería, basándonos en el comportamiento observado en el
dispositivo de SiC, ajustar los valores de los componentes eléctricos y térmicos (disipador y,
en su caso, ventilador) para sacar el máximo rendimiento al QJD1210007.
A primera vista, viendo cómo responde térmicamente el convertidor con SiC, lejos
aún de su temperatura de unión máxima permitida, podríamos plantearnos diferentes
opciones, más acertadas o menos dependiendo de la aplicación final. Así, podríamos:


aumentar la frecuencia de conmutación y disminuir la bobina de alisado
disminuir el sistema de disipación térmica. Podríamos quitar la ventilación
forzada, disminuir su magnitud, o cambiar a un sistema con resistencia térmica
mayor.
Dependiendo de la importancia de dimensiones, peso y potencia de cálculo del control en el
objetivo de la aplicación para la que irá destinado el back to back.
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Proyecto: Proyecto B2B. Desarrollo de un convertidor de potencia back to back basado en
componentes activos de SiC.
Documento: Análisis térmico y eléctrico y dimensionamiento de una topología B2B basada
en MOSFET de SiC.
Doc: Especificaciones
del convertidor B2B.
Rev:02
Fecha Aprob: 30/06/2011
Universidad de Sevilla
GPtech
5. ESPECIFICACIONES ELÉCTRICAS DEL CONVERTIDOR.
Tras los resultados de las simulaciones, estamos en disposición de hacer una
aproximación más exacta de las características eléctricas que tendrán los dispositivos que
componen el convertidor electrónico de potencia (Tabla 11). Hemos modificado los elementos
del convertidor para que se ajusten en mayor medida a la aplicación del mismo, cumpliendo la
normativa relacionada con calidad armónica y manteniendo al dispositivo semiconductor en su
región de funcionamiento.
Semiconductor QJD1210007
Tensión máxima drenador-fuente
VDS=1200 V
Corriente máxima de drenador (continua)
ID=100 A
Corriente máxima de drenador (pulsada)
ID=250 A
Temperatura de la unión
Tj=-40 a 200ºC
Corriente directa del diodo
IF=100 A
Condensador de DC
Capacitancia
CDC=2,2 mF
Tolerancia
±5%
Tensión de rizado
Ur=100 V
Frecuencia de rizado
fr=300 Hz
Tensión nominal
VDC=800 V
Corriente nominal
IDC=150 A
Máxima corriente efectiva
IMAX=200 A
Inductancia máxima permisible
baja
Resistencia en serie máxima permisible
baja
Tensión máxima
VDCMAX=1200 V
Espectro de tensión
Ver figura 28
Tasa media entre fallos
λ=100 FIT*
*tL=100000 h <70ºC
Bobina de salida
Inductancia
0.7 mH
Corriente nominal
ILrms=100 A
THD
2’8 % (a mitad de carga)
1’4 % (carga completa)
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Rizado de corriente
6.1 A
Frecuencia nominal de la red
50 Hz
Rango de frecuencia máximo permitido
47’5Hz – 52’5 Hz
Régimen de trabajo
Continuo
Frecuencia de conmutación
fs=20 kHz
Tensión de aislamiento a 50 Hz
3000 V
Clase
H
Tensión de impulso básica
10 kV
Armónicos en régimen permanente
Ver figura 27
Disipador
Resistencia térmica
RSA=0.075
Características de salida (lado red)
Tensión nominal
Vn=400 V
Potencia nominal
Pn=70 kW
Corriente de salida rms
Isal=100 A
Rango de tensión
Vn ±10%
Desbalance de tensión
5% Vn máx.
110-115% Vn durante 30 seg.
115-120% Vn durante 5 seg.
Sobretensiones máximas
Sobre 120% Vn hasta 20 mseg.
80-90% Vn durante 120 seg.
Subtensiones mínimas
75-80% Vn durante 1 seg.
Debajo de 75% Vn hasta 20 mseg.
2 minutos  120% Pn
Sobrecargas máximas
120 minutos  110% Pn
Factor de potencia
0’9 inductivo – 0’9 capacitivo
Frecuencia nominal
fn=50 Hz
Rango de frecuencias
fn=±5%
Frecuencia de trabajo
fs=20 kHz
Características ambientales de trabajo
Temperatura de trabajo
-15ºC<Ta<40ºC
Humedad relativa
95%
Características mecánicas
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Dimensiones del módulo de potencia (estimadas)
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300x100x300 mm
Protecciones
Cortocircuito
Sobrecorrientes
Sobrecarga en potencia
Sobretemperatura
Sobretensiones
Fuga a tierra
Tabla 11. Especificaciones eléctricas del convertidor
En estas condiciones y tras ajustar debidamente los valores para sacar el máximo
rendimiento al sistema, obtenemos los siguientes resultados en simulación:
Figura 26. Corriente y tensión en el lado DC y corriente de salida en el sistema con MOSFET de SiC, fS= 20 Khz y L =
0.7 mH. Esquema final.
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Figura 27. Evolución de la temperatura en el semiconductor de SiC, fS= 20 Khz y L = 0.7mH. Esquema final.
Frecuencia de
conmutación
fs(Hz)
Inductancia
bobina salida
L(mH)
Capacitancia
condensador de DC
CDC(mF)
Resistencia térmica
disipador RSA(Ω)
Corriente rms en la
bobina de salida (A)
Rizado
corriente (A)
Temperatura
max.
Permanente
semiconductor
(ºC)
20
0.7
2.2
0.075
100
6.3
135
Tabla 12. Resultados obtenidos en el semiconductor SiC. Características eléctricas finales.
Armónico
Frecuencia
Valor (tanto por uno)
Armónico
Frecuencia
Valor (tanto por uno)
1
50
1
21
1050
4.14520223298096e-08
2
100
9.0877657398596e-08
22
1100
5.27701462859227e-08
3
150
4.45321349796158e-08
23
1150
3.94520034131174e-05
4
200
4.77601051139214e-08
24
1200
1.75400478110929e-07
5
250
0.000320068324997566
25
1250
4.04670177185032e-05
6
300
2.08274896095973e-07
26
1300
2.30515415432212e-07
7
350
0.000155817333227625
27
1350
4.78336613038462e-08
8
400
1.33424437102127e-07
28
1400
6.73727076733933e-08
9
450
4.19837641971427e-08
29
1450
2.69357069635544e-05
10
500
1.57236271886073e-08
30
1500
1.72938748564836e-07
11
550
0.000110773548110521
31
1550
3.02441882838909e-05
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12
600
2.01253293691789e-07
32
1600
2.51295738740409e-07
13
650
8.18030995401142e-05
33
1650
3.90215234498559e-08
14
700
1.7822425801515e-07
34
1700
8.78189746488236e-08
15
750
4.58936072087985e-08
35
1750
1.91351974602874e-05
16
800
2.86156470968892e-08
36
1800
1.67121978749074e-07
17
850
6.13750464449817e-05
37
1850
2.26367382396166e-05
18
900
1.90740258065291e-07
38
1900
2.42238745574443e-07
19
950
5.60819516614332e-05
39
1950
4.27022208052104e-08
20
1000
2.14532794574699e-07
40
2000
8.8091239750185e-08
Tabla 13. Armónicos de la corriente por la bobina de salida.
Armónico
Frecuencia
Valor (voltios)
Armónico
Frecuencia
0
0
799.999454984811
1
50
2
Valor (voltios)
1.33284938256364e-05
21
1050
2.4245838595287e-07
100
3.34085825197302e-06
22
1100
8.10615681880942e-07
3
150
5.50152146182579e-07
23
1150
1.39119499282687e-06
4
200
1.43576677494113e-06
24
1200
0.000628207087392022
5
250
2.45771509190218e-06
25
1250
4.65258454463422e-06
6
300
0.00781167728967374
26
1300
5.44404934156888e-07
7
350
4.16534252966973e-06
27
1350
4.53136514315199e-07
8
400
1.12979653041876e-06
28
1400
8.34364367950837e-07
9
450
5.07869102762014e-07
29
1450
1.48886178267701e-06
10
500
1.16763835239798e-06
30
1500
0.000436907541318412
11
550
4.8128518167139e-07
31
1550
2.48317422509736e-06
12
600
0.00173063638363488
32
1600
1.33859359607002e-06
13
650
3.09866041264476e-06
33
1650
4.15411371877017e-07
14
700
6.50174983633009e-07
34
1700
5.39505098143564e-07
15
750
4.95646989792426e-07
35
1750
1.09320978230999e-06
16
800
5.4352971628682e-07
36
1800
0.000340959166835204
17
850
4.75795782503118e-07
37
1850
4.34086088873454e-06
18
900
0.000928032534704483
38
1900
1.27240667128351e-06
19
950
2.47601458468848e-06
39
1950
3.14044627128232e-07
20
1000
1.62147286934732e-06
40
2000
6.79831458386715e-07
Tabla 14. Armónicos en la tensión del condensador de DC.
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6. CONCLUSIONES
El carburo de silicio es ya una realidad y una alternativa en muchas de las aplicaciones
actualmente ocupadas por dispositivos de silicio. Una mejor respuesta en temperatura y disipación
de potencia calórica y, por ende, la posibilidad de trabajar a altas frecuencias, hacen viable
considerar el uso de dispositivos de carborundo en sistemas de electrónica de potencia.
Por tanto, disponer de dispositivos y conocer y estudiar, en los albores de esta nueva
familia tecnológica, cómo responden estos dispositivos ante aplicaciones de medias y altas
potencia y frecuencia, es claramente ventajoso en grupos de investigación y desarrollo de
prototipos y nuevas tecnologías aplicadas.
El estudio realizado sienta las bases para un posterior y más hondo estudio y marca unos
primeros pasos, cotas y retos que deberán ser analizados y desarrollados en trabajos sucesivos.
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