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IEEE LATIN AMERICA TRANSACTIONS, VOL. 5, NO. 2, MAY 2007
Diseño de un CFOA compatible con CMOS y su
Aplicación en Filtros Analógicos
A. Peña-Pérez, Student Member, IEEE, E. Tlelo-Cuautle, Senior Member, IEEE, A. Díaz-Méndez,
Senior Member, IEEE, and C. Sánchez-López
Resumen—Se presenta el diseño de un amplificador
operacional retroalimentado por corriente (CFOA), el cual se
implementa con tecnología de circuitos integrados CMOS
estándar de 0.35μm. Las características del CFOA se obtienen
usando polarización de ±2.5 V y 20 µA. La utilidad del CFOA se
demuestra con el diseño de bloques bicuadráticos de modo mixto
los cuales realizan las funciones de filtro paso-bajo, paso-alto,
paso-banda, rechaza-banda y paso-todo. Como resultado, se
muestra que las simulaciones de SPICE para el bloque
bicuadrático de modo voltaje concuerdan muy bien con las
simulaciones del bloque bicuadrático de modo corriente.
Palabras Clave—Filtros activos, amplificador operacional
retroalimentado por corriente, modo voltaje, modo corriente.
A
I. INTRODUCCIÓN
ctualmente el amplificador operacional retroalimentado
por corriente (CFOA) ha cobrado un especial interés por
ser un dispositivo muy versátil de cuatro terminales, el cual
ofrece alternativas en el diseño de bloques analógicos que
permiten la implementación de circuitos en modo voltaje y
modo corriente [1]-[11]. Adicionalmente, posee ventajas muy
significativas sobre el amplificador operacional convencional
(VOA) [1], entre las cuales se incluyen: un amplio ancho de
banda relativamente independiente a su ganancia en lazo
cerrado, un excelente desempeño en velocidad y la fácil
realización de diversas funciones con el menor número posible
de elementos externos. Algunas de estas ventajas han sido
explotadas en numerosas aplicaciones lineales y no lineales,
entre las que se encuentran la realización de filtros activos [3][5]; el diseño de osciladores caóticos [6],[10]; integradores y
diferenciadores [7]; osciladores sinusoidales [8]; y divisores
analógicos [9].
Aunque existen CFOAs comercialmente disponibles, como
el AD844 [11], estos requieren altos niveles de polarización.
Por otro lado, la tendencia del diseño de circuitos integrados
en un solo chip, conduce a los diseñadores a usar tecnología
CMOS, la cual permite el desarrollo de aplicaciones de bajo
Este trabajo es parcialmente apoyado por el Consejo Nacional de Ciencia
y Tecnología (CONACyT), México con el proyecto no. 48396-Y.
Aldo Peña-Pérez agradece a CONACyT el apoyo otorgado a través de la
beca de maestría no. 190605.
Aldo Peña-Pérez, Esteban Tlelo-Cuautle y Alejandro Díaz-Méndez están
adscritos al Departamento de Electrónica del Instituto Nacional de Astrofísica,
Optica y Electrónica (INAOE), Luis Enrique Erro No. 1, Tonantzintla, Puebla,
72840 México. Tel/Fax: +52-222-2470517. (e-mail: aldopp@inaoep.mx).
Carlos Sánchez-López esta adscrito a la Universidad Autónoma de
Tlaxcala (UAT), México.
voltaje y baja potencia. De esta manera, se presenta el diseño
de un CFOA compatible en tecnología CMOS y se demuestra
su utilidad en el diseño de filtros analógicos en modo mixto.
En la Sección II se describe el diseño del CFOA propuesto. La
aplicación del CFOA para el diseño de filtros bicuadráticos en
modo voltaje (MV) se describe en la Sección III. En la
Sección IV, se muestra el diseño de un filtro en modo
corriente (MC), el cual se obtiene modificando el filtro
diseñado en la Sección III. Finalmente, las conclusiones son
dadas en la Sección V.
II. CFOA COMPATIBLE EN TECNOLOGÍA CMOS
El comportamiento del CFOA como dispositivo activo de
cuatro terminales se describe por (1). La representación
esquemática del CFOA propuesto se ilustra en la Fig. 1, donde
se puede observar que la arquitectura del amplificador está
basada en la conexión en cascada de un convector de corriente
positivo de segunda generación (CCII+) [2] y un seguidor de
voltaje [6].
⎡VX ⎤ ⎡0
⎢ I ⎥ ⎢0
⎢ Y ⎥=⎢
⎢ I Z ⎥ ⎢1
⎢ ⎥ ⎢
⎣VW ⎦ ⎣0
1 0 0⎤ ⎡ I X ⎤
0 0 0 ⎥⎥ ⎢⎢VY ⎥⎥
0 0 0 ⎥ ⎢VZ ⎥
⎥⎢ ⎥
0 1 0 ⎦ ⎣ IW ⎦
(1)
CFOA
Y
CCII+
1
W
X
Z
Fig. 1. Descripción esquemática del CFOA.
Con base en (1), las terminales del CFOA de la Fig. 1 se
caracterizan por poseer una muy alta impedancia en Y y Z, y
una muy baja impedancia en X y W.
Para comprender mejor el funcionamiento del CFOA,
considérese el diseño propuesto de la Fig. 2. Como se puede
apreciar, el voltaje aplicado en la terminal no inversora de alta
impedancia (Y), es seguido por la terminal inversora de baja
impedancia (X), a través de la arquitectura clase AB en
PEÑA-PÉREZ et al.: DESIGN OF A CMOS COMPATIBLE
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configuración de seguidores de fuente formada por los
transistores M1-M4. Cabe mencionar que las terminales de
entrada inversora y no inversora del CFOA no son
bidireccionales, tal y como sucede en un VOA [1], donde
ambas terminales de entrada exhiben una muy alta impedancia
y son bidireccionales.
Las corrientes de drenaje de M2 y M4 son sensadas por los
espejos de corriente cascode de tipo complementario formados
por M1ZN-M4ZN y M1ZP-M4ZP, los cuales transfieren la
corriente desde la terminal X hacia la terminal de alta
impedancia denotada por Z. Posteriormente, el voltaje
generado en esta terminal, en estímulo a la corriente sensada,
es llevado a la terminal de salida (W) a través del seguidor de
voltaje formado por M1b-M4b, el cual se ha diseñado de
manera idéntica al seguidor de voltaje de entrada conectado
entre las terminales Y y X. Se puede notar que la alta
impedancia en la terminal Z es generada por la impedancia de
salida de los espejos de corriente cascode y la impedancia de
entrada del seguidor de voltaje conectado entre las terminales
Z y W.
VDD
M1BP
M2BP
M1ZP
M2ZP
M2BPb
M4BP
M5BP
M3ZP
M4ZP
M5BPb
M2
M1
Ibias
Y
M1b
M4
M3
M2b
Z
X
W
M3b
funciones genéricas conocidas: PB, PA, PBa, RB y PT. Pero
más importante aún, es que el diseño propuesto realiza las
cinco funciones en los cuatro modos de operación, es decir:
MV, MC, modo transimpedancia (MTI) y modo
transconductancia (MTC).
TABLA I
RESULTADOS DE LA SIMULACIÓN DEL CFOA MOSTRADO EN LA FIG. 2
Parámetros
Resultados Medidos
Ganancia de Lazo Abierto (dB)
Ancho de Banda a Ganancia Unitaria (MHz)
Margen de Fase (grados)
CMRR (dB)
Impedancia en la Terminal X (Ω)
Impedancia en la Terminal Y (Ω)
Impedancia en la Terminal Z (Ω)
Impedancia en la Terminal W (Ω)
Ruido de Voltaje de Entrada
@ 100mHz (μV/√Hz)
122
34.6
45.7
41
1.65kΩ
227.16MΩ
125.51MΩ
1.65kΩ
7.24
La arquitectura del filtro bicuadrático basado en CFOAs en
MV se muestra en la Fig. 3. Para demostrar el funcionamiento
del filtro, los autores en [3] confirman la realización de las 5
funciones genéricas usando el CFOA comercialmente
disponible tipo AD844 [11], el cual requiere altos niveles de
polarización comparado con el diseño mostrado en la Fig. 2.
Por esta razón, el objetivo de este trabajo es demostrar la
misma funcionalidad del filtro bicuadrático usando CFOAs
compatibles con tecnología CMOS. Partiendo de la Fig. 3, las
cinco funciones de transferencia en modo voltaje son
mostradas en la Tabla II.
M4b
r2
M4BN
M5BN
M3ZN
M4ZN
r6
M5BNb
r1
VIN
M1BN
M2BN
M1ZN
M2ZN
M2BNb
VSS
m
X
CFOA W
Y
z
R1
X
VO3
CFOA W
Y
III. DISEÑO DEL FILTRO BICUADRÁTICO EN MODO VOLTAJE
Una aplicación del CFOA propuesto consiste en la
realización de filtros bicuadráticos de modo mixto, los cuales
trabajan en MV y MC, además de realizar las cinco funciones
tipo paso-bajo (PB), paso-alto (PA), paso-banda (PBa),
rechaza-banda (RB) y paso-todo (PT). No obstante existen
numerosas aplicaciones al diseño de filtros activos que han
sido reportadas en la literatura [3]-[5]. En [3], se presenta una
nueva configuración de filtro universal el cual realiza las cinco
X
CFOA W
C1
Fig. 2. Diseño del CFOA usando transistores MOSFET.
El diseño del CFOA propuesto de la Fig. 2 se realizó
usando la tecnología estándar CMOS de 0.35µm de AMS. Los
niveles de polarización de voltaje son VDD=|VSS|=2.5V y de
corriente de Ibias=20µA. La relación de dimensiones son:
(W/L)=(37µm/1.2µm) para todos los transistores de canal N y
(W/L)=(60µm/1.2µm) para todos los transistores de canal P.
Los parámetros principales del CFOA propuesto son listados
en la Tabla I.
VO2 R2
z
Y
z
VO1
C2
BS
CFOA W
Y
AP
r3
X
r4
z
VO4
n
r7
r5
Fig. 3. Diagrama esquemático del filtro bicuadrático universal de modo mixto
presentado en [3].
Las funciones genéricas en MV de tipo PB, PBa, PA y RB
se obtienen colocando el interruptor en la posición BS y
escogiendo r2=r3; r4=r5=r6=r7. De esta manera, el circuito
realiza una respuesta PB en VO1, PBa en VO2, PA en VO3 y RB
en VO4. Cuando el interruptor se coloca en la posición AP, el
circuito realiza un comportamiento PT, tomando la salida en
VO4. El filtro bicuadrático de la Fig. 3 fue diseñado para un
factor de calidad QO=0.82, una frecuencia central fO=1KHz y
una ganancia HO=1. Los valores de los componentes son
R1=1.5MΩ, R2=2.64MΩ, r1=r2=…=r7=100kΩ, C1=C2=80pF.
La respuesta en frecuencia del filtro operando en MV se
muestra en la Fig. 4. La medición de sus características de
ganancia, frecuencia de corte y de factor de calidad se
resumen en la parte superior de la Tabla IV.
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IEEE LATIN AMERICA TRANSACTIONS, VOL. 5, NO. 2, MAY 2007
TABLA II
Funciones de Transferencia de los cinco Filtros en MV Mostrados en [3]
Filtro
Paso-Bajo (PB)
Paso-Banda (PBa)
Modo Voltaje (MV)
( )(
( )
Paso-Todo (PT)
( )( )
r3
ω0
1
V02 H 0 Q0 s
r
RC s
=
= 2 11 1 1 r3
Vin
D( s )
s + R1C1 s + r2 R1C1R2C2
( )
− rr3 s 2
V03 H 0 s 2
=
= 2 1 1
Vin D( s) s + R1C1 s + r2 R1Cr13R2C2
Paso-Alto (PA)
Rechaza-Banda (RB)
)
− rr12 r2 R1Cr13R2C2
V01 H 0ω0 2
=
=
Vin
D ( s ) s 2 + R11C1 s + r2 R1Cr13R2C2
( )(
)
r3
2
2
s 2 + r2 R1Cr13R2C2
V04 H 0 ( s + ω0 )
r
=
= 21 1
Vin
D( s )
s + R1C1 s + r2 R1Cr13R2C2
) ( )(s − ( ) s +
( ( )
ω0
2
2
V04 H 0 s − Q0 s + ω0
=
=
Vin
D( s)
r3
r1
2
1
R1C1
s +
2
1
R1C1
s+
r3
r2 R1C1R2C2
)
r3
r2 R1C1R2C2
TABLA III
Funciones de Transferencia de los cinco Filtros en MC Mostrados en [3]
Filtro
Paso-Bajo (PB)
Paso-Banda (PBa)
Paso-Alto (PA)
Rechaza-Banda (RB)
Paso-Todo (PT)
Modo Corriente (MC)
( )(
I out
H ω 2
= 0 0 = 2
I in
D (s)
s +
( )
r3
r4
1
R1C1 R 2 C 2
1
R1C1
s+
)
r3
r2 R1C1 R 2 C 2
( )( )
− rr53 R11C1 s
H 0 ωQ 00 s
I out
=
= 2
I in
D (s)
s + R11C1 s + r2 R1Cr13R 2 C 2
I out
H 0s2
=
= 2
I in
D (s)
s +
( )s
r3
r6
1
R1 C 1
s+
2
r3
r2 R1 C 1 R 2 C 2
( )(
)
r3
s 2 − R1C11R2 C 2
H 0 (s 2 + ω02 )
I out
r
=
= 2 0 1
I in
D (s)
s + R1C1 s + r0 R1Cr13R2 C 2
(
)
( )
ω0
2
2
r3
I out H 0 s − Q0 s + ω 0
=
=
I in
D(s)
1
r6
s2 −
s2 +
(
1
R1C1r5
1
R1C1
)s +
s+
1
r4 R1C1 R2 C 2
)
r3
r2 R1C1 R2 C 2
TABLA IV
Resultados de Simulación del Filtro Universal Bicuadrático
IV. DISEÑO DEL FILTRO BICUADRÁTICO EN MODO CORRIENTE
Para generar las cinco funciones genéricas en MC, se
modifica la arquitectura de la Fig. 3, en este caso r1 y r7 son
eliminadas [3]. De esta manera, el filtro presenta una
impedancia de entrada equivalente a la entrada inversora del
CFOA (idealmente cero) y una impedancia de salida
equivalente a la salida del CCII+ (idealmente infinita). Se
inyecta una corriente de entrada Iin en el nodo m y la corriente
de salida Iout es tomada directamente del nodo n. Si se
eliminan r5 y r6 el filtro realiza una respuesta PB, sin r6 y r4
una respuesta PBa, sin r5 y r4 una respuesta PA, sin r5 y
considerando r2=r4=r6=r0 una respuesta RB y finalmente con
r2=r3=r4=r5=r6 una respuesta PT, para obtener una H0=1.
Para la operación en MC, el filtro universal fue diseñado
para un QO=0.82, fO=1KHz y HO=1. Los valores de los
componentes pasivos son los mismos que se manejaron para la
operación en MV. La respuesta en frecuencia se muestra en la
Fig. 5, y sus características se resumen en la parte inferior de
la Tabla IV.
(
Modo Voltaje
PB
PBa
Filtros
PA
RB
PT
HO (V/V)
0.978
0.965
0.953
0.015
0.929
FO (KHz)
@ 0.7V
0.989
0.981
0.989
0.977
--
--
0.823
--
0.821
--
Parámetros
QO
Parámetros
Modo Corriente
Filtros
PB
PBa
PA
RB
PT
HO (I/I)
0.962
0.953
0.966
0.015
0.941
FO (KHz)
@ 0.7V
0.991
0.986
0.955
0.977
--
--
0.822
--
0.823
--
QO
PEÑA-PÉREZ et al.: DESIGN OF A CMOS COMPATIBLE
75
Frecuencia
Fig. 4. Simulación en Spice de la respuesta en frecuencia del filtro universal
bicuadrático operando en MV.
V. CONCLUSIONES
Se presentó el diseño de un CFOA compatible con
tecnología CMOS de 0.35μm de AMS, y se demostró su
utilidad en la implementación de un filtro universal
bicuadrático operando en MV y MC. El CFOA propuesto es
básicamente una conexión en cascada de un CCII+ y un
seguidor de voltaje. Los resultados de simulación en Spice
demostraron la funcionalidad del CFOA con niveles de
polarización de ±2.5V y una corriente de 20µA, los cuales son
más bajos comparados con los del CFOA comercial tipo
AD844. Finalmente, el comportamiento de los filtros
bicuadráticos en MV y MC fueron satisfactorios para la
realización de las cinco funciones genéricas del tipo PB, PA,
PBa, RB y PT.
PB
PBa
PA
RB
PT
Ganancia de Corriente Io/Iin
Ganancia de Voltaje Vo/Vin
PB
PBa
PA
RB
PT
Frecuencia
Fig. 5. Simulación en Spice de la respuesta en frecuencia del filtro universal
bicuadrático operando en MC.
[7]
J.-L, Lee and S.-I Liu, “Integrator and Differentiator with Time Constant
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[11] ANALOG DEVICES “60MHz, 2000V/μs Monolithic CFOA AD844,”
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VII. BIOGRAPHIES
VI. REFERENCIAS
[1]
[2]
[3]
[4]
[5]
[6]
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Mode Biquads Using a Single CFOA,” Analog Integrated Circuits and
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CMOS Band-Pass Filter Using Current Feedback Operational
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in: http://www.bmas-conf.org/2005/
T
UT
Aldo Peña-Pérez nació en Querétaro, México, el 2
de Junio de 1981. Recibió el grado de Ingeniero en
Electrónica con Mérito Académico en el Instituto
Tecnológico de Querétaro, Querétaro, México, en
el año de 2004. Obtuvo el grado de Maestro en
Ciencias en el área de Electrónica en el Instituto
Nacional de Astrofísica, Óptica y Electrónica
(INAOE), Puebla, México, en el año de 2006. Sus
principales áreas de interés son el diseño y
simulación de circuitos integrados analógicos
operando en modo voltaje y modo corriente.
Esteban Tlelo-Cuautle recibió el grado de
ingeniero industrial en electrónica en el Instituto
Tecnológico de Puebla (ITP), México en 1993, y
los grados de maestría en ciencias y doctorado en
ciencias en electrónica en el INAOE, México en
1995 y 2000, respectivamente. En 1995 ingresó al
departamento de electrónica en el ITP donde
trabajo como investigador. En 2000 ingresó a la
Facultad de Ciencias de la Electrónica de la
Benemérita Universidad Autónoma de Puebla,
México. A partir de Enero de 2001 es investigador
en el departamento de electrónica en el INAOE.
Ha sido revisor en las revistas IEEE Circuits and Systems Part-I, IEEE Trans.
On Education, Analog Integrated Circuits and Signal Processing, Información
Tecnológica, Journal of Systemics, Cybernetics and Informatics. Ha sido
miembro de comités en los congresos IASTED CSS, IEEE ISCAS, IEEE
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IEEE LATIN AMERICA TRANSACTIONS, VOL. 5, NO. 2, MAY 2007
ANDESCON, IEEE CERMA y WSEAS. Es editor de la revista Trends in
Applied Sciences Research publicada por Academic Journals, Inc., New York,
USA. Es miembro en el IEICE. Ha publicado alrededor de 100 artículos en
revistas y congresos. Sus áreas de interés incluyen diseño electrónico
automático, modelado y simulación, síntesis de circuitos analógicos, análisis
simbólico y circuitos no lineales.
Alejandro Díaz-Méndez nació en Poza Rica,
Veracruz, México en 1968. Recibió el grado de
Ingeniería en Electrónica y Comunicaciones de la
Universidad Veracruzana (UV), México, en 1991 y
la Maestría y Doctorado en Ciencias en Electrónica
del Instituto Nacional de Astrofísica, Óptica y
Electrónica (INAOE), México, en 1995 y 1999,
respectivamente. De 1991 a 1992 trabajó como
Profesor en la facultad de Ingeniería Electrónica de
la UV, de 1998 a 2001 fue profesor investigador de
la Sección de Estudios de Posgrado e Investigación
del Instituto Politécnico Nacional. Actualmente es Investigador Titular en el
INAOE.
Carlos Sánchez-López recibió el grado de
Licenciado en Electrónica en la Benemérita
Universidad Autónoma de Puebla, México en 1999,
y los grados de maestría en ciencias y doctorado en
ciencias en electrónica en el INAOE en 2002 y 2006,
respectivamente. Actualmente esta adscrito a la
Facultad de Ciencias Básicas, Ingeniería y
Tecnología en la Universidad Autónoma de Tlaxcala,
México, campus Apizaco. Sus áreas de interés
incluyen el diseño de circuitos integrados, análisis de
ruido, análisis simbólico y procesamiento de señales.