Fuente de alimentación con regulador conmutado Diagrama en bloques Fuente regulada y estabilizada Fuente no regulada ni estabilizada TRANSFORMADOR FICHA DE ALIMENTACIÓN RECTIFICADOR FILTRO REGULADOR CARGA FUSIBLE INDICADOR DE ENCENDIDO INDICADOR DE NIVEL DE TENSION DE SALIDA Eficiencia • El regulador lineal es de baja eficiencia pues toda la corriente de la carga lo atraviesa pero con una gran caída de tensión, por lo que se desperdicia mucha energía que se transforma en calor • El regulador conmutado construído con elementos reactivos como capacitores, inductores y llaves conmutadoras de dos estados no genera pérdida de energía por disipación de calor Eficiencia en regulador lineal CIRCUITO DE CONTROL η PC VS .I S VS η= = = PE VE .I S VE ηmax VE VS Ƞ disminuye con la caída de tensión entre entrada y salida Eficiencia en regulador conmutado CIRCUITO DE CONTROL PC η= =1 PE Ƞ = 100 % por no contener elementos disipativos Ejemplos de reguladores conmutados en la placa madre de una PC Sector fuentes de alimentación auxiliares de la placa madre de una PC Fuente de alimentación principal de una PC de 400W Fuentes de alimentación conmutada de baja potencia Principio de funcionamiento del regulador conmutado ∆VL t I L = I INICIAL + L Determinación de la tensión de salida VS Asumimos que C es lo suficientemente grande como para mantener la tensión de salida constante durante Δt1 y Δt2 (VS = estable se logrará por realimentación) Se estudiará el modo continuo, o sea, la corriente en el inductor no se interrumpe en todo el ciclo operativo Llave 1 cerrada – llave 2 abierta I LMAX = I LMIN + IL (VE − VS )Δt1 L MODO CONTINUO ILMAX IS Llave 2 cerrada – llave 1 abierta ILMIN Δt1 I LMIN Δt2 Δt1 VSΔt 2 = I LMAX − L Δt2 t Combinando ambas expresiones se obtiene: VSΔt 2 = (VE − VS )Δt1 VS (Δt1 + Δt 2 ) = VE Δt1 VS = VE Δt1 Δt1 + Δt 2 Llamando D al ciclo de trabajo de las llaves 1 y 2 se obtiene: VS = VE D D puede ajustarse entre 0 y 1 por lo que la tensión de salida siempre será menor a la de entrada Considerando: I LMAX + I LMIN IS = 2 t ON Δt1 = = t ON f D= T Δt1 + Δt 2 Se llega a: 1 (1 - D ) VS L= 2f (I LMAX − IS ) Reflexionar acerca del valor adecuado de L y su relación con la selección de los elementos de conmutación. Corriente en la inductancia Corriente en la carga ILMAX IS ILMIN Δt1 Δt2 Δt1 Δt2 Δt1 Δt2 t T NOTAR QUE IS PUEDE TOMAR CUALQUIER VALOR SIEMPRE QUE ILMIN>0 IL LÍMITE DEL MODO CONTINUO ILMAX IS ILMIN=0 IS MIN Δt1 Δt2 Δt1 Δt2 Δt1 Δt2 t T La corriente de salida IS está relacionada con la tensión de salida VS y la resistencia de carga R por la ley de ohm: IS = VS R Partiendo de la ecuación que da el valor de la inductancia L = Siendo para este caso I LMAX = 2 ISMIN resulta L = (1 - D ) VS 1 (1 - D ) VS y IS = ISMIN 2f (I LMAX − IS ) 2f ISMIN Reemplazando con R MAX = VS IS MIN se tiene el valor crítico de la inductancia (mínimo valor de L) que permite continuar operando en modo continuo con una carga mínima representada por RMAX: (1 - D ) R MAX Al diseñar => L > L C para MC L = C 2f O se tiene el valor crítico de la resistencia de carga que permite calcular la carga mínima que asegurará el funcionamiento en modo continuo para un valor dado de L: RC = 2f L (1 - D ) Con lo que debe ser R < R C para MC Se debe diseñar el regulador considerando la carga mínima que tendrá a fin de evitar que entre en el modo discontinuo. Se puede implementar dicha carga como un circuito de drenaje útil como podría ser un LED y/u otro circuito que drene corriente del regulador. El valor de la inductancia se calculará entonces para la condición de carga mínima y para el valor mínimo que se espera se dispondrá de la tensión de entrada VE ,o sea para DMAX ILMAX IS < ILMAX/2 0 MODO DISCONTINUO IL Δt1 Δt2 Δt1 Δt2 Δt1 Δt2 t T Un regulador operando en modo continuo puede pasar al modo discontinuo al reducirse la carga, o lo que es lo mismo, reducirse la corriente de salida El comportamiento del regulador a lazo cerrado puede volverse inestable si se permite el paso entre modos Rizado de la tensión de salida D=0,5 IL MAX − IL MIN 100mA = ∆VO = = 250mV 8Cf 8.1µF. 50KHz ∆VO Rizado de la tensión de salida D=0,25 IL MAX − IL MIN 75,5mA = = 188,8mV ∆VO = 8Cf 8.1µF. 50KHz ∆VO Rizado de la tensión de salida Cálculo de ∆VO 𝑖𝑖𝐶𝐶 𝑖𝑖𝐶𝐶 = 𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀 − 𝐼𝐼𝑆𝑆 - tON 2 tON 2 tON 2 tON 2 𝑡𝑡𝑂𝑂𝑂𝑂 2 1 ∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝑂𝑂 = � 𝐶𝐶 0 𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀 − 𝐼𝐼𝑆𝑆 dt 𝑡𝑡𝑂𝑂𝑂𝑂 2 1 𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀 − 𝐼𝐼𝑆𝑆 2 𝑡𝑡𝑂𝑂𝑂𝑂 ∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝑂𝑂 = [ t ]0 2 𝑡𝑡𝑂𝑂𝑂𝑂 𝐶𝐶 𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀 − 𝐼𝐼𝑆𝑆 𝑣𝑣𝐶𝐶 - t 𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀 − 𝐼𝐼𝑆𝑆 t 𝑡𝑡𝑂𝑂𝑂𝑂 2 ∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝑂𝑂 t Resultando: ∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝑂𝑂 = 𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀 − 𝐼𝐼𝑆𝑆 𝑡𝑡𝑂𝑂𝑂𝑂 4𝐶𝐶 En forma similar se calcula ∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝑂𝑂𝑂𝑂 : 𝐼𝐼𝑆𝑆 − 𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀 𝑡𝑡𝑂𝑂𝐹𝐹𝐹𝐹 ∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝑂𝑂𝑂𝑂 = 4𝐶𝐶 ∆𝑉𝑉𝑂𝑂 = ∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝑂𝑂 + ∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝑂𝑂𝑂𝑂 𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀 − 𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀 = 8𝐶𝐶𝐶𝐶 Investigar este tema revisando notas de aplicación publicadas por los fabricantes de controladores de reguladores conmutados Reemplazo de llaves por dispositivos de conmutación semiconductor CIRCUITO DE CONTROL VS = D (VE − VSAT ) − VD Circuito de control ¿Como funciona el PWM (modulador por ancho de pulso)? AMPLIFICADOR DE ERROR CIRCUITO DE DISPARO COMPARADOR OSCILADOR REFERENCIA DE TENSIÓN Formas de onda de control NOTA: La forma de onda en azul es una muestra de la tensión de salida. Tener en cuenta que la tensión de salida varía mucho mas lentamente que un periodo del oscilador. Aquí se ha representado así para mostrar como se produce la modulación por ancho de pulso, a partir de la comparación de la señal del oscilador con la señal error resultante de la mezcla entre la muestra de la tensión de salida y la tensión de referencia. Realización práctica con circuito integrado LM2576 Adaptador fuente USB para encendedor de automóvil Regulador “reductor” implementado con el circuito integrado MC34063 de Motorola 8 1 S Q Q2 Q1 R 7 2 Ipk Rsc 0.33 Osc Vin 12 V 6 100 CT VCC + + – Comp. 5 1.25 V Ref Reg 1N5819 3 L CT 220 µH 470 pF 4 1.0 µH Vout 5.0 V/500 mA 3.6 k R1 1.2 k + 470 CO + 100 Optional Filter Estabilidad Limitaciones y problemas impuestos por los componentes 1. Siempre será VE ≥ VS + VSAT como ocurre en los reguladores lineales 2. Exigencia en el encendido del transistor debido a la demora en el apagado del diodo, por lo que deben usarse diodos de bajo tiempo de recuperación 3. Si se daña el transistor suele quedar en cortocircuito, con lo que VS=VE destruyendo la carga • En consecuencia debe implementarse un efectivo sistema de protección contra sobretensión • El más común y sencillo es el CROWBAR con fusible y tiristor, refinándolo para evitar que el tiristor se dispare por sobre picos a la salida o la entrada que si pueden ser tolerados por la carga. Componentes adicionales 2. Cambios abruptos en las condiciones de carga o en la fuente de tensión de entrada pueden crear también sobre picos de tensión destructivos para el transistor y/o el diodo. Se pueden suprimir estos transitorios con diodos zener, con dispositivos supresores de transitorios (dos diodos zener de gran corriente y tensión enfrentados en serie), con varistores (resistores dependientes de la tensión), etc. Varistor Supresor de transitorio Componentes adicionales 3. Los reguladores conmutados generan interferencias electromagnéticas (EMI), tanto emisiones de RF desde de los componentes (transistor, diodo, circuito impreso, etc.) como a través de los cables de conexión de entrada y salida, invadiendo el espectro radio eléctrico. Por lo que debe blindarse (encerrarse con una jaula metálica) el conjunto de componentes que produce EMI y también filtrarse las señales de RF que salen del regulador (por los cables) mediante filtros de RF. Filtro de línea de alimentación Fuente de alimentación blindada Regulador FLYBACK • Se utiliza el modo flyback para obtener una tensión de salida mayor a la tensión de entrada VS > VE Operación FLYBACK en modo contínuo IL ILMAX 1 2 Δt1 Δt2 1 2 1 2 Δt1 Δt2 Δt1 Δt2 ILMIN t T VS Tensión en nodo de conmutación VE 0 t Cálculo de la tensión de salida La corriente en la inductancia, a tensión aplicada constante, varía como: IL = VL t + I L INICIAL L Con la llave 1 cerrada (llave 2 abierta) el inductor se carga de energía en tCARGA : I L MAXIMO VE = I L MINIMO + tCARGA L Con la llave 2 cerrada (llave 1 abierta) el inductor descarga su energía en tDESCARGA : I L MINIMO = I L MAXIMO + V E − VS t DESCARGA L Operando se llega a: VS − VE VE tCARGA = t DESCARGA L L ⇒ VE tCARGA = (VS − VE )t DESCARGA Tensión en nodo de conmutación VS (VS − VE )t DESCARGA VE VE tCARGA 0 t Notar que el área bajo la curva durante el tiempo de carga es igual al área durante el tiempo de descarga tCARGA tDESCARGA La ecuación anterior se expresa también como: tCARGA VS = VE 1 + t DESCARGA De donde resulta evidente que siempre es: VS > VE Notar que es: T = tCARGA + t DESCARGA Tomando el desarrollo anterior: tCARGA VS = VE 1 + t DESCARGA Y definiendo ciclo se servicio D como: tCARGA D= T Resulta: VS = VE 1− D Considerando: I LPROMEDIO I LMAX + I LMIN = 2 t CARGA Δt1 = = t CARGA f D= Δt1 + Δt 2 T Se llega a: Notar que : ( 1 - D )(VS - VE ) 1 L= 2f (I LMAX − I LPROMEDIO ) I LPROMEDIO = I ENTRADA “Reflexionar acerca del valor adecuado de L y su relación con la selección de los elementos de conmutación.” Reemplazo de llaves por dispositivos de conmutación semiconductor CIRCUITO DE CONTROL tCARGA − VD VS = (VE − VSAT )1 + t DESCARGA Realización práctica con circuito integrado LM2577 Operación FLYBACK en modo discontínuo IL ILMAX 0 1 Δt1 2 Δt2 1 Δt1 2 Δt2 T Tensión en nodo de conmutación 1 Δt1 2 Δt2 t T > tCARGA + t DESCARGA VS VE 0 t En el modo discontinuo el inductor se descarga completamente en cada ciclo Oscilaciones perjudiciales para el transistor Cuando el transistor se apaga y hasta que se enciende el diodo o bien después de que deja de conducir el diodo al agotarse la energía en el inductor y cesa su corriente, ocurre una sobretensión en el inductor que puede destruir el propio transistor y/o el diodo. Esta sobretensión puede amortiguarse con una simple red RC en paralelo con el diodo, llamada SNUB. Otros circuitos más elaborados para el recorte de las sobretensiones incluyen diodos de recuperación rápida, diodos zener y redes RC. VS VE 0 t “SNUB” sobre el inductor “SNUB” sobre la llave Otros circuitos más elaborados para el recorte de las sobretensiones incluyen diodos de recuperación rápida, diodos zener y redes RC. Regulador conmutado aislado • • Permite tensiones de salida menores o mayores que la de entrada Se pueden obtener varias tensiones de salida simultáneas y con diferente polaridades Funcionamiento • El primario se carga durante el tiempo de encendido del transistor • Luego la tensión del inductor se invierte y se auto ajusta a: VPRI N1 = VSEC N2 VSEC = (VSALIDA + VDIODO ) • Cuando se carga el primario, el secundario está inactivo debido a la polaridad de conexión del diodo • Cuando el secundario está activo el primario queda inactivo debido a que primario y secundario están en contrafase Cálculo de la relación de espiras PRIMARIO IL I1 0 SECUNDARIO IL I2 Δt1 Δt2 ΔtDISC. t T Δt1 Δt2 ΔtDISC. t T I L1↑ VE − VSAT = t L1 I1 = VE − VSAT tCARGA L1 Δt1 = tCARGA 0 Δt2 = tDESCARGA VS + VD I L 2↓ = − t + I2 L2 VS + VD 0=− t DESCARGA + I 2 L2 VS + VD t DESCARGA I2 = L2 ΔtDISC. = 0 en el límite entre el modo continuo y discontinuo Cálculo de la relación de espiras Relación de espiras/inductancias bobinadas en un mismo núcleo: N12 L1 = 2 N 2 L2 Por conservación de la energía: 1 1 2 L1 I1 = L2 I 22 2 2 Combinando ambas expresiones se obtiene: N1 I 2 = N 2 I1 Operando y combinando con las expresiones de la corrientes para ΔtDISC. = 0 se obtiene: VS + VD t DESCARGA N 2 = N1 VE − VSAT tCARGA Resultando: N 2 = N1 VS + VD 1 − D VE − VSAT D Recomendaciones para el núcleo • Con L pequeña se logra menor tamaño del transformador pero a costa de mayores corrientes, esto puede ser destructivo para los semiconductores. • Como el núcleo opera en una sola dirección de flujo magnético puede alcanzar la saturación rápidamente perdiendo valor de L y aumentando las corrientes, ocurriendo la destrucción de los semiconductores • Esto último puede mejorarse utilizando un núcleo con un corte total o parcial. Formas de onda en primario y secundario Modo discontinuo Tensión en nodo de conmutación (N1/N2)VS+VE VE ≈0 t Tensión en nodo de unión de L2 y el diodo ≈ VS t 0 = área -(N2/N1)VE Circuito típico simplificado de un regulador flyback aislado CONTROLADOR OPTOACOPLADO Regulador aislado para LEDs 220V RECTIFICADOR Y FILTRO Corriente constante DISPOSITIVOS DE ENCLAVAMIENTO Modo PUSH PULL ¡Explicar como funciona! Formas de onda de control en modo push-pull Muestra de la tensión de salida Detalles asociados con el funcionamiento • El transformador no se utiliza para almacenar energía sino solo para elevar o reducir la tensión de entrada • Notar que los diodos D1 y D2 además de rectificar actúan como llave de enclavamiento para la descarga del inductor • Requiere 2 transistores de conmutación que conducen en forma alternada • Se obtiene en flujo magnético alterno en el núcleo, logrando mayor eficiencia del mismo al trabajar lejos de la saturación pudiendo utilizar tamaños menores que el modo FLYBACK • Con el modo alterno se puede obtener el doble de potencia que el equivalente FLYBACK operando a la misma frecuencia • Puede obtenerse potencias de cientos de watts • IMPORTANTE: cada transistor debe soportar el doble de la tensión de alimentación cuando está apagado. Formas de onda en primario y secundario Tensión en nodo de conmutación en primario 2VE VE ≈0 t T Tensión en el ánodo del diodo del secundario (N2/N1)VE ≈0 t Limitaciones • Muy difícil lograr total simetría en el flujo magnético alternado llevando a crearse un remanente de flujo continuo que provoca exceso de corriente en alguno de los transistores pudiendo llevarlos a la destrucción • CAUSA DE LA ASIMETRÍA: – Diferente tensión de saturación en cada transistor – Diferentes mitades del bobinado primario y secundario Modo MEDIO PUENTE ½ VE ¡Explicar como funciona! Detalles asociados con el funcionamiento • El balanceo del núcleo se logra con dos capacitores • La dificultad está en la excitación (disparo) del transistor superior Modo PUENTE Bloquea la corriente continua ¡Explicar como funciona! Detalles asociados con el funcionamiento en modo puente • El balanceo del núcleo se logra con un capacitor • La dificultad está en la excitación (disparo) del transistor superior • Se obtiene más eficiencia que en el medio puente porque el primario recibe toda la tensión de entrada y se puede obtener el doble de potencia (que en el medio puente) Analizar una fuente de PC (A partir de su esquema eléctrico unas páginas más adelante) Disparo de los transistores • Se puede utiizar un transformador de pulsos o un desplazador de nivel para excitar al transistor superior del medio puente o del puente. • Como ejemplo de circuito de excitación por desplazamiento de nivel se cita el IR2181 del fabricante International Rectifier. En la hoja siguiente puede verse su diagrama interno y una aplicación típica • Luego, en el esquema de la fuente para PC, se podrá ver un ejemplo de excitación con transformador de pulsos Esquema interno del IR2181 Capacitor Bootstrap Circuito típico de aplicación Esquema eléctrico de una fuente para PC SIMPLIFICADO Esquema eléctrico de una fuente para PC
