Electrónica de Potencia 1.- DATOS DE LA ASIGNATURA Nombre de la asignatura: Electrónica de Potencia Carrera: Ingeniería Electrónica Clave de la asignatura: ECM-0415 Horas teoría-horas práctica- 3–2–8 créditos 3.- UBICACIÓN DE LA ASIGNATURA a). Relación con otras asignaturas del plan de estudio Anteriores Posteriores Asignaturas Optoelectrónica Temas Asignaturas Temas -Optoacopladores A criterio de la Electrónica - Rectificación, Especialidad Analógica I Circuitos con de diodos y circuitos cada de polarización de Tecnológico Circuitos Eléctricos Transistores II - Circuitos delta y Microprocesadores estrella y microcontroladores microcontroladores b). Aportación de la asignatura al perfil del egresado Seleccionar, instalar y operar sistemas y equipos electrónicos de potencia. 4.- OBJETIVO(S) GENERAL(ES) DEL CURSO El estudiante analizará los circuitos electrónicos de potencia y diseñará circuitos de disparo. 5.- TEMARIO Unidad 1 2 Unidad 3 4 5 Temas Subtemas Introducción a la 1.1 Antecedentes Históricos Electrónica de Potencia y 1.2 Terminología dispositivos de disparo 1.3 UJT, PUT, DIAC, SCR, TRIAC, SUS, SBS, LASCR, GTO, SCS, IGBT, Mosfet de potencia. Circuitos de disparo 2.1 Circuitos de disparo sin aislamiento: Redes pasivas, RC 2.2 Circuitos de disparo con aislamiento 2.2.1 Acoplados Óptimamente 2.2.2 Acoplados magnéticamente 2.3 Circuitos de disparo con dispositivos digitales 2.3.1 Timer 2.3.2 Divisores de Frecuencia y detectores de cruce por cero (comparadores) Microcontroladores 2.3.3 Modulador de Ancho de Pulso (PWM) Temas Subtemas Rectificación no 3.1 Conceptos Básicos de rectificación controlada y controlada 3.1.1 No controlada y controlada 3.2 Tipos de rectificadores: 3.2.1 No controlados, monofásicos y trifásicos 3.2.2 Controlados, monofásicos y trifásicos (Media onda y onda completa) Troceadores 4.1 Troceador por modulación de ancho de pulso (PWM) 4.2 Configuraciones básicas 4.2.1 Reductor 4.2.2 Elevador 4.2.3 Reductor elevador 4.2.4 Flyback Inversores (CD/AC) y 5.1 Inversores y Cicloconvertidores por Cicloconvertidores modulación de ancho de pulso (AC/AC) 5.2 Inversores monofásicos y trifásicos PWM senoidal Unidad 1 Introducción a la Electrónica de Potencia y dispositivos de disparo 1.1 Antecedentes Históricos En la actualidad, la palabra electrónica está directamente asociada con las computadoras, televisores, teléfonos celulares, etc. En realidad para hablar de electrónica es necesario recordar que dicha rama de la ingeniería sienta sus bases en la teoría del electromagnetismo y los circuitos eléctricos. Por lo tanto desde B. Franklin (1706-1790) hasta B. D. H. Tellegen cuando en 1952 publicó su teorema, contribuyeron en alguna medida. Pero el inicio del desarrollo especifico de la electrónica aparece en 1883 cuando T. A. Edison descubre la emisión termoiónica o efecto Edison. Sin embargo, la gestación de la misma se produce en 1904 cuando Sir J. A. Fleming propone el diodo o válvula de Fleming. Finalmente, nace e inicia el recorrido de un largo camino dos años más tarde, cuando en 1906 L. De Forest propone el triodo o Audion, como él lo llamaba. Diferentes son las “importantes” contribuciones que la electrónica termoiónica propuso en su desarrollo en el transcurso de los años. Muchas de esas aplicaciones existen en el presente, con las obvias actualizaciones tecnológicas, como por ejemplo: la telefonía inalámbrica, la radio, la televisión (1927), etc. Quizás la contribución menos conocida por los jóvenes sea la computadora Mark 1, desarrollada en 1944 por la IBM y la Universidad de Harvard. Esta computadora fue reemplazada en 1947 por una versión mejorada denominada ENIAC, desarrollada por la Universidad de Pennsylvania. CONTRIBUCIÓN DE EDISON En el año 1883, el inventor estadounidense Thomas Alva Edison (1847-1931) trabajaba en un experimento con lámparas incandescentes en las cuales utilizaba un filamento de carbón. Estos filamentos se rompían con mucha facilidad ya que estaban formados por hilos muy finos. Su objetivo era encontrar un sistema que le permitiera aumentar la vida útil de las lámparas. Para lograr esto, Edison construyó un soporte metálico que conectó al frágil filamento mediante partes Aisladoras. A partir de este hecho surgen diferentes versiones sobre el descubrimiento de la emisión termoiónica, que es esencialmente la emisión de electrones por un cuerpo Sobrecalentado, se afirma que: por razones que se desconocen, Edison conectó el soporte metálico al terminal positivo de la batería que alimentaba la lámpara, como se muestra en la figura 1. Sorprendido, observó que circulaba corriente. Otros autores afirman que: el carbón que se desprendía del filamento se depositaba en la superficie interna de la ampolla de vidrio de la lampara ennegreciéndola. Por tal razón, Edison decidió generar una “absorción” de estas partículas mediante una “atracción electrostática” (polarización eléctrica), observando que circulaba corriente en modo permanente. Delogneafirma que el descubrimiento fue hecho sin la introducción de una tensión (batería) en el circuito (ver fig. 1). En la época de Edison, loscircuitos eléctricos funcionaban con el positivo a tirrra (masa), por lo tanto es posible que su intensión haya sido conectar el hilo metálico del soporte a masa. De todo esto no se logra entender con precisión si Edison comprendió que se trataba de cargas eléctricas y que estas eran negativas. Todo hace suponer que efectivamente logró comprender este hecho básico, lo que seguramente no comprendió es el origen de tales cargas, cosa que sucedió con posterioridad al 1883, y menos aun que se trataba de electrones. Solo 21 años más tarde, Fleming pudo demostrar la importancia aplicativa de esta corriente. A decir verdad una aplicación importante ya existía y es precedente a Fleming, se trata del tubo de rayos catódicos (TRC) inventado por el físico alemán K. F. Braun1 (1850-1918) en 1897. Figura 1 CONTRIBUCIÓN DE FLEMING En 1889, el ingeniero y físico inglés Sir John Ambrose Fleming (1849-1945) de la Universidad de Londres, inicia una serie de investigaciones sobre el efecto Edison o emisión termoiónica. En 1904, propone el diodo termoiónico o“válvula de Fleming”. El nombre “válvula” surge por la similitud con las válvulas mecánicas, debido a la propiedad de conducir corriente en un solo sentido. La válvula de Fleming consistía básicamente de un bulbo de vidrio el cual encerraba un filamento de carbón o tungsteno, con un segundo electrodo formado inicialmente por un hilo metálico arrollado alrededor del filamento sin contacto entre ellos, que hacía las veces de placa. Posteriormente, fue reemplazado por un cilindro metálico (fig. 2 (a) y (b)). El filamento cumplía además la función de cátodo, el cual al calentarse por el paso de una corriente eléctrica generaba la “nube electrónica” debida a la emisión termoiónica. El cilindro metálico o placa era accesible desde un lateral del bulbo de vidrio. Contrariamente, el diodo moderno posee dos electrodos separados para las funciones de filamento y cátodo, respectivamente. Esta separación permite generar circuitos eléctricos aislados entre filamento y cátodo, además es posible mejorar la emisión del cátodo. En la figura 2, se pueden ver detalles constructivos y los correspondientes símbolos. Fig. 2. (a)Válvula de Fleming [6], (b)(c)Detalle constructivo y símbolo de un diodo tipo Fleming. (d)-(e) Detalle constructivo y símbolo del diodo moderno. CONTRIBUCIÓN DE FOREST En 1906 el ingeniero estadounidense Lee De Forest (1873- 1961) propone y patenta el Audion (posteriormente llamado triodo), una versión modificada del diodo de Fleming, con el agregado de un electrodo de control o grilla (ver fig. 3). Sin embargo, la publicación del invento tuvo lugar en 1914 por razones de patente. De los contenidos del artículo de De Forest no surge con claridad cuales fueron los motivos que lo llevaron a generar una modificación del diodo de Fleming. Evidentemente se trataba de una necesidad de “control” del flujo de electrones al interno del dispositivo, para a su vez lograr un control de la corriente de placa. Probablemente la aplicación más lógica sea como interruptor de corriente (relay no mecánico), para ser usado en telegrafía y telefonía, campos en los cuales De Forest trabajaba en la época. Fig. 3. Circuito del amplificador de De Forest y detalles constructivos de un triodo moderno . Sin duda De Forest conocía al momento de la publicación, además de la propiedad detectora, la propiedad amplificadora del dispositivo. Esto surge de manera evidente a partir deltítulo de su trabajo . En tal publicación se muestran aplicaciones de un cierto desarrollo tecnológico, como por ejemplo amplificadores de dos y tres etapas (ver figura 3). En tal figura se observa además el tipo de polarización básica usada (compárese con la fig. 4), además del cátodo y filamento en un único electrodo. El Audion de De Forest generó una serie de controversias con Fleming atribuyéndose ambos la propiedad intelectual del desarrollo, dado que Fleming sostenía que el Audion era un diodo modificado. De un rápido análisis surge inmediatamente la diferencia más evidente entre estos dispositivos ya que el triodo (o Audion) posee un electrodo de control, el diodo no. En la figura 4, se muestra el circuito de polarización del triodo y la característica de salida. Fig. 4. Polarización de un triodo y característica de salida. CONTRIBUCIÓN PARALELA DE LA FÍSICA Cuando Edison descubre la emisión termoiónica, en 1883, seguramente no tenía la mínima noción de que se trataba de electrones y tampoco que poseían masa (por lo menos con certeza científica). El nombre electrón le fue dado por el físico ingles G. J. Stoney (1826-1911) en 1891 y fue descubierto en 1897 por el físico ingles J. J. Thomson (1856-1940), en un experimento orientado a encontrar la relación e m del mismo. Para este experimento, Thomson utilizó un tubo de rayos catódicos, que a su vez emplea la emisión termoiónica para su funcionamiento. La determinación directa del valor de la carga del electrón fue hecha por varios investigadores en diferentes trabajos. Por ejemplo, la determinación de la carga elemental en forma directa fue hecha por Townsend en 1897, por J. J. Thomson en 1898 y por H. A. Wilson en 1903. Algunos autores atribuyen la medida de e a Ch. T. R. Wilson en 1913. En 1917, R. A. Millikan 2 (1868-1953) midió la constante e y el valor obtenido fue 1.59x10-19 coulombs. La carga negativa del electrón fue demostrada por el físico francés J. B. Perrin (1870-1942). El valor actual de la misma es -1.602x10 -19 coulombs y se debe a los experimentos de Hopper y Laby en 1941. En 1901 aparece el primer trabajo que da una descripción cuantitativa del fenómeno de emisión termoiónica y es debida al físico inglés O. W. Richardson (18791959) quien establece una relación entre la cantidad de electrones emitidos y la temperatura: en la cual: N es el número de electrones emitidos por unidad de superficie; T es la temperatura absoluta; n número de electrones libres en el metal; R es la constante del gas para un electrón (constante de oltzman); m es la masa del electrón. Si los electrones están animados de una cierta energía cinética, producen una corriente eléctrica. La expresión de Richardson que relaciona la corriente (de saturación) con la temperatura es: con: carga del electrón; q valor de la superficie emisora (en las ecuaciones se mantiene la simbología original de la referencia). Esta ley fue posteriormente mejorada por S. Dushman, como sigue: con A1 y b0 , constantes. La representación gráfica de la expresión de Richardson 3, se muestra en la fig. 5. El segundo fenómeno de emisión que aparece en el mundo de la física, es el efecto fotoeléctrico, observado por primera vez en 1887 por el físico alemán H. R. Hertz (1857-1894). En un experimento con ondas electromagnéticas , Hertz observó que cuando una superficie metálica es excitada con luz de gran intensidad, algunas “cargas eléctricas o portadores o iones” (el electrón todavía no había sido descubierto) recibían energía suficiente como para escapar de la superficie metálica y crear una corriente eléctrica. Este fenómeno de difícil comprensión a la época, fue explicado en 1905 por A. Eisntein (1879-1955) utilizando conceptos de mecánica cuántica (introducidos en 1900 por M. Planck4 (1858-1947)) [11]. En la famosa ecuación del efecto fotoeléctrico: hv= hv0 W M AX Fig. 5. Representación gráfica de la ley de Richardson. El término hv0 recibe el nombre de función de trabajo de la superficie; físicamente equivale a la energía que necesita el electrón para alcanzar la superficie metálica y escapar de ella. Esta teoría explica además la emisión termoiónica, en la cual la energía de los electrones es obtenida por agitación térmica de las partículas que conforman el metal, debido a su alta temperatura. Diferentes experimentos confirmaron que la energía mínima necesaria para el “escape” coincidía con la función de trabajo fotoeléctrico, para una misma superficie. Por lo tanto a esta altura de los acontecimientos ya se tenían los instrumentos para la explicación física de la emisión termoiónica de electrones y además se conocían las características de estos (1883-1905). La dependencia de la perveancia con la temperatura genera la saturación, efecto que aparece principalmente cuando el filamento es polarizado con baja tensión (ver fig. 6) Para electrodos cilíndricos la ley es similar, siendo propuesta en 1923. La ley de Child-Langmuir es valida también para el triodo, pero la corriente es además función de la tensión de grilla: De todo lo anterior se deduce que para tener una comprensión “relativamente completa” del fenómeno de emisión termoiónica, aplicado a las válvulas de vacío, debieron pasar 40 años (1883-1923) y además tal aporte esdebido en buena parte a los estudiosos de la física. A decir verdad algunas cuestiones siguieron siendo incógnitas hasta los años 30, prácticamente hasta el final de la vida de Edison. DESARROLLOS IMPORTANTES En la presente sección se realiza una breve reseña de algunos de los tipos de tubos termoionicos desarrollados a partir del triodo. La misma está muy lejos de ser completa, pero pretende mencionar aquellos dispositivos más significativos, según sus características aplicativas. En las figuras 7 y 8 se muestran algunos tipos de tubos termoiónicos entre los tantos existentes. Tetrodo (1919). El triodo o Audion de De Forest es solo el primer paso en el desarrollo de la electrónica ya que lejos estaba de ser el único dispositivo de vacío que surgiría. El mismo era capaz de amplificar corriente, pero con limitaciones sobre todo en altas frecuencias dada su gran capacidad interelectródica (ánodo-grilla, grilla-cátodo y ánodo-cátodo). Tales capacidades disminuyen la impedancia de entrada del tubo y la ganancia, al aumentar la frecuencia de trabajo. Durante la primera guerra mundial, el físico suizo-alemán W. H. Schottky (1886-1976) de la empresa Siemens (autor del trabajo que explica el efecto que usan los diodos schottky para su funcionamiento), resuelve el problema explicado en precedencia, agregando una segunda grilla entre la de control y el ánodo o placa, llamada grilla pantalla [20]. De este modo la capacidad entre grilla de control y placa es menor dado que resulta ser la capacidad equivalente de dos capacitores en serie. La grilla pantalla es polarizada a un potencial positivo inferior al potencial de placa. A este nuevo tubo de vacío se lo llamó “tetrodo”. La grilla pantalla trae aparejado un nuevo problema relacionado con la emisión secundaria. Cuando un tubo de vacío conduce normalmente, los electrones “chocan” con la placa a gran velocidad produciendo el desprendimiento de otros electrones, los cuales generan la llamada “emisión secundaria”. Tal emisión es mayor cuándo mayor es el potencial de placa. Estos electrones son atrapados por la grilla pantalla (polarizada positivamente) aumentando la corriente de la misma pero disminuyendo la corriente de placa y provocando una característica de salida del tubo como la mostrada en la figura 9. Pentodo (1926) Para lograr un funcionamiento correcto del tetrodo es necesario polarizar la placa con potenciales relativamente altos, debido al efecto de la emisión secundaria. La solución al problema que presenta el tetrodo, se logró agregando una tercera grilla entre la placa y la grilla pantalla, llamada “grilla supresora”. A este tubo de vacío se lo llamó “pentodo”. Dicho dispositivo fue inventado y patentado en 1926 por el ingeniero holandés B. D. H. Tellegen (1900-1990) de la empresa Philips [21], autor del conocido teorema de redes. La grilla supresora se polariza generalmente al mismo potencial del cátodo, por lo tanto es muy negativa respecto a la placa. Con esto se logra que cualquier electrón en la zona entre grilla supresora y placa sea repelido nuevamente hacia la placa, eliminando el efecto de la emisión secundaria presente en el tetrodo. La característica de salida del pentodo es como la mostrada en la figura 10. Además resulta un dispositivo con ganancia muy superior a la de un triodo. Con la aparición del pentodo, el tetrodo prácticamente cae en desuso, surgiendo una amplia gama de pentodos para las más variadas aplicaciones ya sea en tensiones, corrientes, frecuencias y potencias. El pentodo es el dispositivo que le permitió a la electrónica termoiónica llegar a su plena madurez, ya que conjuntamente al triodo cubrieron la casi totalidad de las aplicaciones clásicas. Válvulas gaseosa (1920). Los dispositivos considerados hasta el momento son todos “tubos de vacío”, pero no son los únicos; se crearon además los tubos gaseosos de cátodo caliente, los cuales contenían un gas como por ejemplo vapor de mercurio en equilibrio o argón. A esta clase pertenecen los diodos gaseosos que poseen una característica de salida de “conducción abrupta”, es decir a partir de una cierta tensión de placa, la corriente crece abruptamente. Por debajo de esta tensión, la corriente es de valor muy bajo o nulo. Entre los distintos modelos de tubos gaseosos existen aquellos con grilla de control, llamados thyratrones. En estos, la grilla controla el instante de la entrada en conducción del dispositivo, aplicando a la misma una tensión de polarización oportuna. Una vez que la válvula entra en conducción, la tensión de grilla no tiene efecto sobre la corriente de placa. Estas válvulas se usaban principalmente en aplicaciones industriales, donde se requería realizar una rectificación controlada, etc. Los símbolos de estos tubos son iguales a los símbolos del diodo y triodo, con el agregado de un punto en su interior. Los estudios sobre el thyratron fueron comenzados en 1914 por los americanos I. Langmuir (18811957) y S. Meikle, ambos pertenecientes a la empresa GE. La fecha de invención del mismo es atribuida al año 1920. El primer dispositivo comercial aparece en 1928. Magnetrón (1920). El magnetrón es una válvula de vacío en la cual el flujo electrónico del cátodo está afectado por un campo magnético. El magnetrón de ánodo dividido, está compuesto por un cátodo o filamento, dos placas semicilíndricas y uncampo magnético transversal al plano de la trayectoria de los electrones [14]. Dicho campo magnético es generado por un imán permanente. Cuando las placas son positivas, los electrones atraídos por estas siguen trayectorias curvas. Si las placas son muy positivas la curvatura de estas trayectorias es pequeña, pero a tensiones más bajas aumenta hasta que alcanzado un potencial crítico, con el cual los electrones siguen una trayectoria curva cerrada (cardioide) retornando al cátodo. Tal efecto se muestra en la figura 11. El magnetrón de ánodo dividido dejó de usarse debido a su relativamente baja potencia. En 1940, J. Randall y H. Boot de la Universidad de Birmingham, desarrollaron el magnetrón de cavidad, el cual genera potencias mayores y tiene especial aplicación en radar. Tal magnetrón posee un cierto número de cavidades semicirculares en lugar del ánodo dividido, las cuales se comportan como resonadores de cavidad generando impulsos de radiofrecuencia de gran energía. La precisión en frecuencia de esta válvula es baja. Klystron (1937). En aplicaciones que utilizan muy altas frecuencias (gigahertz), alta potencia y uando el magnetrón resulta poco preciso, se usa el klystron. Este dispositivo si bien utiliza la emisión termoiónica, su funcionamiento difiere substancialmente respecto de los tubos de vacío tradicionales. Posee una serie de grillas entre las cuales se destacan las denominadas “buncher” y “catcher”, que se comportan como resonadores de cavidad. Dicho tubo puede trabajar además como amplificador. En la figura 12, se muestra el símbolo Fig. 12. Símbolo y electrodos del Klystron. del klystron con la denominación de los correspondientes electrodos. La invención del klystron es atribuida a los autores de la referencia, de la Universidad de Stanford en 1937. LAS VÁLVULAS EN LA ACTUALIDAD En la actualidad las válvulas termoiónicas quedaron relegadas a aplicaciones muy específicas, donde los semiconductores no satisfacen las expectativas de los expertos, como por ejemplo en equipos de audio de altísima calidad y derivados. Otra aplicación en la cual se utilizan actualmente dichos dispositivos, es en estaciones transmisoras de grandes potencias como por ejemplo radio, televisión, etc. Las válvulas utilizadas en tales aplicaciones pueden desarrollar potencias del orden de las centenas de kilowats. Quizás la aplicación actual más conocida de las válvulas sea en los modernos hornos a microondas en los cuales se utiliza el magnetrón, como oscilador de potencia. Contrariamente a cuanto se pudiera pensar, actualmente la electrónica termoiónica sigue teniendo un espacio en el campo de la investigación. CONCLUSIONES De hecho es posible afirmar que si bien el nacimiento de la electrónica se debe fundamentalmente a las contribuciones de Edison, Fleming y De Forest, es este último el verdadero inventor de la misma, dado que su Audion fue el primer dispositivo que logró controlar corriente y amplificar, principios básicos y esenciales de la electrónica. El diodo de Fleming es considerado el primer tubo de vacío. Del TRC de Braun se puede decir que en el pasado le permitió a Thomson la realización de los trabajos sobre el electrón y en el presente forma parte de la base tecnológica de la televisión y la computación, entre otras aplicaciones. Cumpliéndose este año el primer centenario de la invención de la electrónica, poco queda para agregar respecto a su importancia en el desarrollo de la vida moderna. Más bien surgen preguntas, como por ejemplo: cómo sería la vida actual sin la electrónica? Después de la pregunta precedente surge la siguiente: cuál fue el invento más importante del siglo XX? y si la duda continúa, surge una nueva pregunta: el hombre moderno habría logrado el actual desarrollo científico y tecnológico sin la “ayuda” de la electrónica? El autor desea expresar que según su criterio, el invento ha considerar es la electrónica en su conjunto, y no el triodo (o algún otro dispositivo) en forma individual. Unidad 1 Introducción a la Electrónica de Potencia y dispositivos de disparo 1.2 Terminología Diodo de silicio = Toma este nombre ya que su funcionamiento es similar a un diodo de vacío que es un rectificador Transistor = Palabra compuesta que quiere decir transferencia de resistencia Bipolar = Quiere decir que es polarizado de dos maneras Juntura = Unión Unijuntura = Una sola unión Rectificador = Que solo permite un sentido Unidad 1 Introducción a la Electrónica de Potencia y dispositivos de disparo 1.3 UJT, PUT, DIAC, SCR, TRIAC, SUS, SBS, LASCR, GTO, SCS, IGBT, Mosfet de potencia. Introducción: Dentro de los dispositivos electrónicos de potencia, podemos citar: los diodos y transistores de potencia, el tiristor, así como otros derivados de éstos, tales como los triac, diac, conmutador unilateral o SUS, transistor uniunión o UJT, el transistor uniunión programable o PUT y el diodo Shockley. Existen tiristores de características especiales como los fototiristores, los tiristores de doble puerta y el tiristor bloqueable por puerta (GTO). Lo más importante a considerar de estos dispositivos, es la curva característica que nos relaciona la intensidad que los atraviesa con la caída de tensión entre los electrodos principales. El componente básico del circuito de potencia debe cumplir los siguientes requisitos : Tener dos estados claramente definidos, uno de alta impedancia (bloqueo) y otro de baja impedancia (conducción). Poder controlar el paso de un estado a otro con facilidad y pequeña potencia. Ser capaces de soportar grandes intensidades y altas tensiones cuando está en estado de bloqueo, con pequeñas caídas de tensión entre sus electrodos, cuando está en estado de conducción. Ambas condiciones lo capacitan para controlar grandes potencias. Rapidez de funcionamiento para pasar de un estado a otro. El último requisito se traduce en que a mayor frecuencia de funcionamiento habrá una mayor disipación de potencia. Por tanto, la potencia disipada depende de la frecuencia. Aplicaciones: Tracción eléctrica: troceadores y convertidores. Industria: o Control de motores asíncronos. o Inversores. o Caldeo inductivo. o Rectificadores. o Etc. Tiristores Además de los dispositivos semiconductores de una sola juntura(1 capa N unida con otra P), tales como los diodos rectificadores y los transistores UJT, existen los de dos junturas (transistores bipolares hechos con dos capas N cubriendo una capa P, o a la inversa) y los de tres o más junturas (un mínimo de cuatro capas alternadas P-N-P-N de material semiconductor), los cuales se conocen con el nombre de "TIRISTORES" y se desarrollaron inicialmente por los Ingenieros de la General Electric en USA en la década de los 60.Un tiristor es un dispositivo conmutador biestable que tiene la propiedad de pasar rápidamente al esta "ON"(encendido) para una plena corriente de trabajo cuando recibe un pulso momentáneo de corriente en su terminal de control, y sólo puede ser puesto en "OFF"(apagado) con la interrupción de la corriente principal de trabajo, interrumpiendo el circuito o haciendo circular una corriente de sentido contrario. Los tiristores son usualmente dispositivos de mediana y de alta potencia. Son el equivalente sólido de los interruptores mecánicos, por lo cual dejan pasar plenamente o bloquear por completo en paso de la corriente de trabajo, sin niveles intermedios; o todo, o nada.Al grupo de los tiristores pertenecen dispositivos tales como el DIAC, equivalente a dos diodos zener puestos en serie pero en sentidos inversos, o sea que sólo conduce corrientes cuando éstas alcanzan cierto voltaje, así sean alternas; el SCR, un rectificador de conducción controlada; el TRIAC, equivalente a dos SCR en contraparalelo; el QUADRAC, o sea un TRIAC con un DIAC incluido en serie con el terminal gate; el PUT y el FOTOTIRISTOR. Un tiristor es uno de los tipos más importantes de los dispositivos semiconductores de potencia. Los tiristores se utilizan en forma extensa en los circuitos electrónicos de potencia. Se operan como conmutadores biestables, pasando de un estado no conductor a un estado conductor. Para muchas aplicaciones se puede suponer que los Tiristores son interruptores o conmutadores ideales, aunque los tiristores prácticos exhiben ciertas características y limitaciones. CARACTERÍSTICAS DE LOS TIRISTORES Un Tiristor es dispositivo semiconductor de cuatro capas de estructura pnpn con tres uniones pn tiene tres terminales: ánodo cátodo y compuerta. La fig. 1 muestra el símbolo del tiristor y una sección recta de tres uniones pn. Los tiristores se fabrican por difusión. Cuando el voltaje del ánodo se hace positivo con respecto al cátodo, las uniones J1 y J3 tienen polarización directa o positiva. La unión J2 tiene polarización inversa, y solo fluirá una pequeña corriente de fuga del ánodo al cátodo. Se dice entonces que el tiristor está en condición de bloqueo directo o en estado desactivado llamándose a la corriente fuga corriente de estado inactivo ID. Si el voltaje ánodo a cátodo VAK se incrementa a un valor lo suficientemente grande la unión J2 polarizada inversamente entrará en ruptura. Esto se conoce como ruptura por avalancha y el voltaje correspondiente se llama voltaje de ruptura directa VBO. Dado que las uniones J1 y J3 ya tienen polarización directa, habrá un movimiento libre de portadores a través de las tres uniones que provocará una gran corriente directa del ánodo. Se dice entonces que el dispositivo está en estado de conducción o activado. Fig. 1 Símbolo del tiristor y tres uniones pn La caída de voltaje se deberá a la caída ohmica de las cuatro capas y será pequeña, por lo común 1V. En el estado activo, la corriente del ánodo está limitada por una impedancia o una resistencia externa, RL, tal y como se muestra en la fig. 2. La corriente del ánodo debe ser mayor que un valor conocido como corriente de enganche IL, a fin de mantener la cantidad requerida de flujo de portadores a través de la unión; de lo contrario, al reducirse el voltaje del ánodo al cátodo, el dispositivo regresará a la condición de bloqueo. La corriente de enganche, IL, es la corriente del ánodo mínima requerida para mantener el tiristor en estado de conducción inmediatamente después de que ha sido activado y se ha retirado la señal de la compuerta. En la fig. 2b aparece una gráfica característica v-i común de un tiristor. Fig.2 Circuito Tiristor y característica v-i Una vez que el tiristor es activado, se comporta como un diodo en conducción y ya no hay control sobre el dispositivo. El tiristor seguirá conduciendo, porque en la unión J2 no existe una capa de agotamiento de vida a movimientos libres de portadores. Sin embargo si se reduce la corriente directa del ánodo por debajo de un nivel conocido como corriente de mantenimiento IH , se genera una región de agotamiento alrededor de la unión J2 debida al número reducido de portadores; el tiristor estará entonces en estado de bloqueo. La corriente de mantenimiento es del orden de los miliamperios y es menor que la corriente de enganche, IL. Esto significa que IL>IH . La corriente de mantenimiento IH es la corriente del ánodo mínima para mantener el tiristor en estado de régimen permanente. La corriente de mantenimiento es menor que la corriente de enganche. Cuando el voltaje del cátodo es positivo con respecto al del ánodo, la unión J2 tiene polarización directa, pero las uniones J1 y J3 tienen polarización inversa. Esto es similar a dos diodos conectados en serie con un voltaje inverso a través de ellos. El tiristor estará en estado de bloqueo inverso y una corriente de fuga inversa, conocida como corriente de fuga inversa IR, fluirá a través del dispositivo. MODELO DE TIRISTOR DE DOS TRANSISTORES La acción regenerativa o de enganche de vida a la retroalimentación directa se puede demostrar mediante un modelo de tiristor de dos transistores. Un tiristor se puede considerar como dos transistores complementarios, un transistor PNP, Q1, y un transistor NPN, Q2, tal y como se demuestra en la figura 3. La corriente del colector IC de un tiristor se relaciona, en general, con la corriente del emisor IE y la corriente de fuga de la unión colector-base ICBO, como Ic = IE + ICBO (1) La ganancia de corriente de base común se define como =IC/IE. Para el transistor Q1 la corriente del emisor es la corriente del ánodo IA, y la corriente del colector IC1 se puede determinar a partir de la ecuación (1): IC1 = 1 IA + ICBO1 (2) a) Estructura básica b) Circuito equivalente Fig. 3 Modelo de tiristor de dos terminales. Donde alfa1 es la ganancia de corriente y ICBO1 es la corriente de fuga para Q1. En forma similar para el transistor Q2, la corriente del colector IC2 es: IC2 = 2IK + ICBO2 (3) Donde 2 es la ganancia de corriente y ICBO2 es la corriente de fuga correspondiente a Q2. Al combinar IC1 e IC2, obtenemos: IA = IC1 + IC2 = 1IA + ICBO1 + 2IK + ICBO2 (4) Pero para una corriente d compuerta igual AIG, IK=IA+IG resolviendo la ecuación anterior en función de IA obtenemos: IA = 2 IG + ICBO1 + ICBO2 1 - ( 1 + 2) (5) ACTIVACIÓN DEL TIRISTOR Un tiristor se activa incrementándola corriente del ánodo. Esto se puede llevar a cabo mediante una de las siguientes formas. TERMICA. Si la temperatura de un tiristor es alta habrá un aumento en el número de pares electrón-hueco, lo que aumentará las corrientes de fuga. Este aumento en las corrientes hará que 1 y 2 aumenten. Debido a la acción regenerativa ( 1+ 2) puede tender a la unidad y el tiristor pudiera activarse. Este tipo de activación puede causar una fuga térmica que por lo general se evita. LUZ. Si se permite que la luz llegue a las uniones de un tiristor, aumentaran los pares electrón-hueco pudiéndose activar el tiristor. La activación de tiristores por luz se logra permitiendo que esta llegue a los discos de silicio. ALTO VOLTAJE. Si el voltaje directo ánodo a cátodo es mayor que el voltaje de ruptura directo VBO, fluirá una corriente de fuga suficiente para iniciar una activación regenerativa. Este tipo de activación puede resultar destructiva por lo que se debe evitar. dv/dt. Si la velocidad de elevación del voltaje ánodo-cátodo es alta, la corriente de carga de las uniones capacitivas puede ser suficiente para activar el tiristor. Un valor alto de corriente de carga puede dañar el tiristor por lo que el dispositivo debe protegerse contra dv/dt alto. Los fabricantes especifican el dv/dt máximo permisible de los tiristores. CORRIENTE DE COMPUERTA. Si un tiristor está polarizado en directa, la inyección de una corriente de compuerta al aplicar un voltaje positivo de compuerta entre la compuerta y las terminales del cátodo activará al tiristor. Conforme aumenta la corriente de compuerta, se reduce el voltaje de bloqueo directo, tal y como aparece en la fig.4 Fig.4 Efectos de la corriente de compuerta sobre el voltaje de bloqueo directo. TIPOS DE TIRISTORES Los tiristores se fabrican casi exclusivamente por difusión. La corriente del ánodo requiere de un tiempo finito para propagarse por toda el área de la unión, desde el punto cercano a la compuerta cuando inicia la señal de la compuerta para activar el tiristor. Para controlar el di/dt, el tiempo de activación y el tiempo de desactivación, los fabricantes utilizan varias estructuras de compuerta. Dependiendo de la construcción física y del comportamiento de activación y desactivación, en general los tiristores pueden clasificarse en nueve categorías: 1. Tiristores de control de fase (SCR). 2. Tiristores de conmutación rápida (SCR). 3. Tiristores de desactivación por compuerta (GTO). 4. Tiristores de triodo bidireccional (TRIAC). 5. Tiristores de conducción inversa (RTC). 6. Tiristores de inducción estática (SITH). 7. Rectificadores controlados por silicio activados por luz (LASCR) 8. Tiristores controlados por FET (FET-CTH) 9. Tiristores controlados por MOS (MCT) En esta practica fue necesario además de utilizar tiristores, la utilización de un tipo especial de estos como lo es un UJT además de un PUT por lo que se definen ambos a continuación: Tiristor SCR Silicon controlled rectifier Tiristor SCS Silicon controlled switch Diac * Diac Triac Tiristor Schottky PNPN de 4 capas * Tiristor Schottky PNPN de 4 capas Tiristor Schottky PNPN de 4 capas Tiristor de desconexión puerta canal N controlado por ánodo Tiristor de conducción inversa, puerta canal P controlado por cátodo Tiristor de desconexión puerta control P controlado por cátodo SBS Silicon bilateral switch SUS Silicon unilateral switch Trigger Diac Fototiristor Ditriac / Quadrac Darlistor Tiristor de conducción inversa, puerta canal N controlado por ánodo VERIFICACION Y CHEQUEO DE TIRISTORES: Si las características de voltaje y corriente de trabajo del tiristor lo permiten, puedes armar un crcuito para la comprobación del estado y la identificación del dispositivo(el ciruito de comprobación lo puedes ver en el indice). Cuando la bombilla enciende a plena luz es porque está circulando la onda completa de la corriente alterna, esto significa que se trata de un TRIAC. Cuando se trata de un SCR la bombilla sólo suministra aproximadamente la mitad de su luz, porque solamente recibe los medios ciclos positivos. Para comprobar que el triac si esté apagado cada vez que la onda de la corriente de trabajo pasa por su nivel cero, la bombilla se debe apagar cuando se desconecte la resistencia de polarización del gate(esto sirve para comprobar que el dispositivo no esté en cortocircuito). PRUEBA CON EL OHMETRO O MULTIMETRO: Debido a que todos los medidores de resistencia tienen una fuente de corriente contínua(Pilas), se pueden verificar con este instrumento la gran mayoría de rectificadores SCR y TRIACs. Este procedimiento no sirve para los QUADRAC, ya que para estos necesitamos una señal de gatillado superior a los 20 voltios, y los ohmetros y multimetros sólo tienen 3 voltios. No se aconseja hacer estos chequeos con instrumentos que sólo usan una pila de 1.5 voltios, pues la señal que entregan no alcanza ni para probar LEDs(diodo emisor de luz). PROCEDIMIENTO: Coloquemos el ohmetro o multimetro en la escala para medir baja resistencia( R x 1). Coloquemos el caimán positivo(rojo) al cátodo del SCR, y conectemos el ánodo al cable negativo(negro), podrá parecer incorrecto, puesto que se ha dicho que el ánodo debe quedar positivo, pero resulta que las corrientes de salida en los terminales del instrumento tienen polaridad contraria a la que señalan sus signos y colores. En este momento la aguja del medidor señala alta resistencia(si es que se mueve ). Ahora hagamos un puente entre los terminales gate y ánodo, esto acasionará que la aguja suba a una posición de baja resistencia, y se debe conservar allí aunque retiremos el puente que unió estos 2 terminales y suministró la señal de gatillado. Si se trata de un triac, hagamos primero la prueba anterior, luego, invertimos los terminales del ohmetro(es posible que en esta última posición no se sostenga la aguja en su lugar de baja resistencia cuando reitre el puente, pero esto se debe a que la baja corriente del instrumento medidor no alcanza para mantener encendido el triac en esta polaridad). Para las pruebas, TP1 equivale al cátodo, y TP2 al ánodo. UJT El Transistor UJT (UniJunction Transistor) Transistor uniunión El transistor uniunión (en inglés UJT: UniJuntion Transistor) es un tipo de tiristor que contiene dos zonas semiconductoras. Tiene tres terminales denominados emisor (E), base uno (B1) y base dos (B2). Está formado por una barra semiconductora tipo N, entre los terminales B1-B2, en la que se difunde una región tipo P+, el emisor, en algún punto a lo largo de la barra, lo que determina el valor del parámetro η, standoff ratio, conocido como razón de resistencias o factor intrinseco. Cuando el voltaje Veb1 sobrepasa un valor vp de ruptura, el ujt presenta un fenomeno de modulación de resistencia que, al aumentar la corriente que pasa por el dispositivo, la resistencia de esta baja y por ello, tambien baja el voltaje en el dispositivo, esta region se llama region de resistencia negativa, este es un proceso reiterativo, por lo que esta region no es estable, lo que lo hace exelente para conmutar, para circuitos de disparo de tiristores y en osciladores de relajación. El transistor UJT (transistor de unijuntura - Unijunction transistor) es un dispositivo con un funcionamiento diferente al de otros transistores. Es un dispositivo de disparo. Es un dispositivo que consiste de una sola unión PN Físicamente el UJT consiste de una barra de material tipo N con conexiones eléctricas a sus dos extremos (B1 y B2) y de una conexión hecha con un conductor de aluminio (E) en alguna parte a lo largo de la barra de material N. En el lugar de unión el aluminio crea una región tipo P en la barra, formando así una unión PN. Ver el siguiente gráfico Como se dijo antes este es un dispositivo de disparo. El disparo ocurre entre el Emisor y la Base1 y el voltaje al que ocurre este disparo está dado por la fórmula: Voltaje de disparo = Vp = 0.7 + n x VB2B1 Donde: - n = intrinsic standoff radio (dato del fabricante) - VB2B1 = Voltaje entre las dos bases La fórmula es aproximada porque el valor establecido en 0.7 puede variar de 0.4 a 0.7 dependiendo del dispositivo y la temperatura. Dos ejemplos sencillos 1.- Un UJT 2N4870 tiene un n = 0.63 y 24 voltios entre B2 y B1. Cuál es el voltaje de disparo aproximado? Voltaje de disparo = Vp = 0.7 + (0.63 x 24) = 15.8 Voltios 2.- Un UJT 2N4870 tiene un n = 0.68 y 12 voltios entre B2 y B1. Cuál es el voltaje de disparo aproximado? Voltaje de disparo = Vp = 0.7 + (0.68 x 12) = 8.86 Voltios. Nota: - Un dato adicional que nos da el fabricante es la corriente necesaria que debe haber entre E y B1 para que el UJT se dispare = Ip. - Es importante hacer notar que también se ha construido el UJT donde la barra es de material tipo P (muy poco). Se le conoce como el CUJT o UJT complementario. Este se comporta de igual forma que el UJT pero con las polaridades de las tensiones al revés Aplicaciones: El transistor monounión (UJT) se utiliza generalmente para generar señales de disparo en los SCR. En la fig.5 se muestra un circuito básico de disparo UJT. Un UJT tiene tres terminales, conocidas como emisor E, base1 B1 y base2 B2. Entre B1 y B2 la monounión tiene las características de una resistencia ordinaria (la resistencia entre bases RBB teniendo valores en el rango de 4.7 y 9.1 K). Cuando se aplica el voltaje de alimentación Vs en cd, se carga el capacitor C a través de la resistencia R, dado que el circuito emisor del UJT está en estado abierto. La constante de tiempo del circuito de carga es T1=RC. Cuando el voltaje del emisor VE, el mismo que el voltaje del capacitor llega a un valor pico Vp, se activa el UJT y el capacitor se descarga a través de RB1 a una velocidad determinada por la constante de tiempo T2=RB1C. T2 es mucho menor que T1. Cuando el voltaje del emisor VE se reduce al punto del valle Vv, el emisor deja de conducir, se desactiva el UJT y se repite el ciclo de carga. El voltaje de disparo VB1 debe diseñarse lo suficientemente grande como para activar el SCR. El periodo de oscilación, T, es totalmente independiente del voltaje de alimentación Vs y está dado por: T = 1/f = RC ln 1/1-n Fig.5 Circuito básico de disparo de un UJT PARÁMETROS DEL UJT • UJT (Uni-Juntion Transistor): transistor formado por una resistencia de silicio (de 4 a 9 KΩ) tipo N con tres terminales, dos bases, B1 y B2, y un emisor (unión NP). • En la figura 4 se representa el símbolo, estructura y curva característica FUNCIONAMIENTO DEL UJT • El punto de funcionamiento viene determinado por las características del circuito exterior. El funcionamiento del UJT se basa en el control de la resistencia rB1B2 mediante la tensión aplicada al emisor. • Si el emisor no está conectado ó VE < VP : Diodo polarizado inversamente : no conduce : IE = 0. PUT PUT Transistor Uniunión Programable El PUT (Transistor Uniunión programable) es un dispositivo que, a diferencia del transistor bipolar común que tiene 3 capas (NPN o PNP), tiene 4 capas. El PUT tiene 3 terminales como otros transistores y sus nombres son: cátodo K, ánodo A, puerta G. A diferencia del UJT, este transistor permite que se puedan controlar los valores de RBB y VP que en el UJT son fijos. Los parámetros de conducción del PUT son controlados por la terminal G Este transistor tiene dos estados: Uno de conducción (hay corriente entre A y K y la caída de voltaje es pequeña) y otro de corte cuando la corriente de A a K es muy pequeña. Este transistor se polariza de la siguiente manera: Del gráfico anterior se ve que cuando IG = 0, * [ RB2 / (RB1 + RB2) ] = n x VBB donde: n = RB2 / (RB1 + RB2) VG = VBB La principal diferencia entre los transistores UJT y PUT es que las resistencias: RB1 + RB2 son resistencias internas en el UJT, mientras que el PUT estas resistencias están en el exterior y pueden modificarse. Aunque el UJT y el PUT son similares, El Ip es más débil que en el UJT y la tensión mínima de funcionamiento es menor en el PUT. Como funciona? Ver gráfico anterior. Para pasar al modo activo desde el estado de corte (donde la corriente entre A y K es muy pequeña) hay que elevar el voltaje entre A y K hasta el Valor Vp, que depende del valor del voltaje en la compuerta G Sólo hasta que la tensión en A alcance el valor Vp, el PUT entrará en conducción (encendido) y se mantendrá en este estado hasta que IA (corriente que atraviesa el PUT) sea reducido de valor. Esto se logra reduciendo el voltaje entre A y K o reduciendo el voltaje entre G y K Ejemplo: Una aplicación típica: Oscilador con PUT El funcionamiento es el siguiente: El condensador C se carga a través de la resistencia R hasta que el voltaje en A alcanza el voltaje Vp. En este momento el PUT se dispara y entra en conducción. El voltaje en VG cae casi hasta 0 (cero) voltios y el PUT se apaga, repitiéndose otra vez el proceso. Ver a continuación las formas de onda de las tensiones en C, K y G La frecuencia de oscilación es: f = 1 / 1.2 x RC Aplicaciones: el transistor monounión programable (PUT) es un pequeño tiristor que aparece en la fig.7. Un PUT se puede utilizar como un oscilador de relajación, tal y como se muestra en la fig.7b. El voltaje de compuerta VG se mantiene desde la alimentación mediante el divisor resistivo del voltaje R1 y R2, y determina el voltaje de punto de pico Vp. En el caso del UJT, Vp está fijo para un dispositivo por el voltaje de alimentación de cd, pero en un PUT puede variar al modificar al modificar el valor del divisor resistivo R! y R2. Si el voltaje del ánodo VA es menor que el voltaje de compuerta VG, le dispositivo se conservará en su estado inactivo, pero si el voltaje de ánodo excede al de compuerta en una caída de voltaje de diodo VD, se alcanzará el punto de pico y el dispositivo se activará. La corriente de pico Ip y la corriente del punto de valle Iv dependen de la impedancia equivalente en la compuerta RG = R1R2/ (R1+R2) y del voltaje de alimentación en cd Vs. N general Rk está limitado a un valor por debajo de 100 Ohms. R y C controlan la frecuencia junto con R1 y R2. El periodo de oscilación T está dado en forma aproximada por: T = 1/f = RC lnVs/Vs-Vp = RC ln (1+R2/R1) Fig.7 Circuito de disparo para un PUT PARÁMETROS DEL PUT • PUT (Programable Uni-Juntion Transistor): de caracteristicas idénticas al UJT, puede ajustar los valores de μ, VP e IV mediante un circuito de polarización externo. • Su constitución y funcionamiento es similar a las de un tiristor con puerta de ánodo (Fig. 6). Tiene tres terminales: cátodo K, ánodo A y puerta de ánodo GA. FUNCIONAMIENTO DEL PUT • Si VA < VGA => diodo A-GA se polariza inversamente => solo circula corriente de fugas. • Si VA > VGA =>diodo A-GA conduce y tiene una característica similar a la del UJT (Fig. 7). DIAC El DIAC (DIodo para Corriente Alterna) es un dispositivo semiconductor de dos conexiones. Es un diodo bidireccional disparable que conduce la corriente sólo tras haberse superado su tensión de disparo, y mientras la corriente circulante no sea inferior al valor característico para ese dispositivo. El comportamiento es fundamentalmente el mismo para ambas direcciones de la corriente. La mayoría de los DIAC tienen una tensión de disparo de alrededor de 30 V. En este sentido, su comportamineto es similar a una lámpara de neón. Los DIAC son una clase de tiristor, y se usan normalmente para disparar los triac, otra clase de tiristor. Es un dispositivo semiconductor de dos terminales, llamados ánodo y cátodo. Actúa como un interruptor bidireccional el cual se activa cuando el voltaje entre sus terminales alcanza el voltaje de ruptura, dicho voltaje puede estar entre 20 y 36 volts según la referencia. DIAC de tres capas Existen dos tipos de DIAC: DIAC de tres capas: Es similar a un transistor bipolar sin conexión de base y con las regiones de colector y emisor iguales y muy dopadas. El dispositivo permanece bloqueado hasta que se alcanza la tensión de avalancha en la unión del colector. Esto inyecta corriente en la base que vuelve el transistor conductor, produciéndose un efecto regenerativo. Al ser un dispositivo simétrico, funciona igual en ambas polaridades, intercambiando el emisor y colector sus funciones. DIAC de cuatro capas. Consiste en dos diodos Shockley conectados en antiparalelo, lo que le da la característica bidireccional DIODO SHOCKLEY • Diodo de cuatro capas o diodo tiristor: dispositivo bipolar PNPN comparable a un tiristor sin el terminal de puerta (Fig. 9). El diodo Shockley es un tiristor con dos terminales: ánodo y cátodo. Está constituido por cuatro capas semiconductoras que forman una estructura pnpn. Actúa como un interruptor: está abierto hasta que la tensión directa aplicada alcanza un cierto valor, entonces se cierra y permite la conducción. La conducción continúa hasta que la corriente se reduce por debajo de un valor específico (IH). Figura 1: Construcción básica y símbolo del diodo Shockley CARACTERISTICA TENSION-INTENSIDAD Para valores negativos del voltaje aplicado, como en un diodo, sólo habrá una corriente muy pequeña hasta que se alcance la tensión de ruptura (VRB). Figura 2: Característica I-V del diodo Shockley En polarización positiva, se impide el paso de corriente hasta que se alcanza un valor de tensión VB0. Una vez alcanzado este punto, el diodo entra en conducción, su tensión disminuye hasta menos de un voltio y la corriente que pasa es limitada, en la práctica, por los componentes externos. La conducción continuará hasta que de algún modo la corriente se reduzca por debajo de la corriente de mantenimiento IH. La corriente que puede atravesar el dispositivo en polarización directa tiene un límite impuesto por el propio componente (IMAX), que si se supera llevará a la destrucción del mismo. Por esta razón, será necesario diseñar el circuito en el que se instale este componente de tal modo que no se supere este valor de corriente. Otro parámetro que al superarse puede provocar la ruptura del dispositivo es VRB, ya que provocaría un fenómeno de avalancha similar al de un diodo convencional. Dispositivo semiconductor de dos terminales de estructura similar a la del transistor que presenta cierto tipo de conductividad biestable en ambos sentidos. Cuando las tensiones presentes en sus terminales son suficientemente altas se utiliza principalmente junto a los triacs que para el control en fase de los circuitos. Es un tipo de tiristor que puede conducir en los dos sentidos. Es un dispositivo de dos terminales que funciona básicamente como dos diodos Shockley que conducen en sentidos opuestos. La curva de funcionamiento refleja claramente el comportamiento del diac, que funciona como un diodo Shockley tanto en polarización directa como en inversa. Cualquiera que sea la polarización del dispositivo, para que cese la conducción hay que hacer disminuir la corriente por debajo de la corriente de mantenimiento IH. Las partes izquierda y derecha de la curva, a pesar de tener una forma análoga, no tienen por qué ser simétricas. CARACTERÍSTICAS CARACTERÍSTICAS GENERALES Y APLICACIONES. Se emplea normalmente en circuitos que realizan un control de fase de la corriente del triac, de forma que solo se aplica tensión a la carga durante una fracción de ciclo de la alterna. Estos sistemas se utilizan para el control de iluminación con intensidad variable, calefacción eléctrica con regulación de temperatura y algunos controles de velocidad de motores. La forma más simple de utilizar estos controles es empleando el circuito representado en la Figura 3, en que la resistencia variable R carga el condensador C hasta que se alcanza la tensión de disparo del DIAC, produciéndose a través de él la descarga de C, cuya corriente alcanza la puerta del TRIAC y le pone en conducción. Este mecanismo se produce una vez en el semiciclo positivo y otra en el negativo. El momento del disparo podrá ser ajustado con el valor de R variando como consecuencia el tiempo de conducción del TRIAC y, por tanto, el valor de la tensión media aplicada a la carga, obteniéndose un simple pero eficaz control de potencia. Figura 3: Disparo de TRIAC mediante un DIAC. QUADRACS • Dispositivo formado por un diac que dispara a un triac. Posee tres terminales, dos de potencia del triac y un extremo del diac como puerta del Quadracs (Fig. 10). DIAC: ESTRUCTURA Y CARACTERISTICAS • Diac (Diode Alternative Current): dispositivo bidireccional simétrico (sin polaridad) con dos electrodos principales, MT1 y MT2, y ninguno de control (Fig.1.a). • Su estructura es la representada en la figura 1.b. • En la curva característica tensión-corriente (Fig. 1.c) se observa que: − V(+ ó −) < VS => el elemento se comporta como un circuito abierto. − V(+ ó −) > VS =>el elemento se comporta como un cortocircuito. • Se utilizan para disparar esencialmente a los triacs. SCR DEFINICIÓN. El SCR (Silicon Controlled Rectifier o Rectificador Controlado de Silicio, Figura 1), es ( un dispositivo semiconductor biestable formado por tres uniones pn con la disposición pnpn (Figura 2). Está formado por tres terminales, llamados Ánodo, Ánodo Cátodo y Puerta. Puerta La conducción entre ánodo y cátodo es controlada por el terminal de puerta. Es un elemento unidireccional (sentido de la corriente es único),, conmutador casi ideal, ( rectificador y amplificador a la vez. Figura 1: Símbolo del SCR. ESTRUCTURA. Figura 2 : Estructura básica del SCR. SCR(Rectificador Controlado de Silicio): Este es un pequeño dispositivo de tres terminales, que hacen el mismo trabajo semicondudtor de un diodo normal(deja pasar corriente en un solo sentido), pero con la diferencia de que en éste se puede controlar el momento en el cual pueden comenzar a pasar los electrones. Al primer terminal se le denomina Cátodo, y es utilizado como entrada de corriente. El segundo sirve de salida y se le llama Anodo y el tercero es el Gate, o terminal de control para el paso de corriente cátodo - ánodo. El gate, llamado también terminal de arranque o encendido del tiristor, sólo sirve para iniciar el paso de corriente entre los otros dos terminales, lo que logra con una corriente muy baja(unos 20 miliamperios). Podemos comparar un SCR con una puerta común, de esas que tienen resorte y se cierran solas. Vamos a suponer que un viento fuerte la golpea por uno de sus lados, tratando de abrirla, Bastará con que alguien la abra o accione el picaporte, para que el viento se encargue de abrirla y mantenerta así, sin importar el estado del picaporte. El viento, es equivalente al voltaje de los electrones presentes en el terminal de control. CARACTERÍSTICAS GENERALES. • Interruptor casi ideal. • Soporta tensiones altas. • Amplificador eficaz. • Es capaz de controlar grandes potencias. • Fácil controlabilidad. • Relativa rapidez. • Características en función de situaciones pasadas (memoria). CARACTERÍSTICAS ESTÁTICAS. Las características estáticas corresponden a la región ánodo - cátodo y son los valores máximos que colocan al elemento en límite de sus posibilidades: - Tensión inversa de pico de trabajo .............................................: VRWM - Tensión directa de pico repetitiva ...............................................: VDRM - Tensión directa ............................................................................: VT - Corriente directa media ...............................................................:: ITAV - Corriente directa eficaz ...............................................................: ..............................................: ITRMS - Corriente directa de fugas ...........................................................: IDRM - Corriente inversa de fugas ..........................................................: IRRM - Corriente de mantenimiento .......................................................: IH Las características térmicas a tener en cuenta al trabajar con tiristores son: - Temperatura de la unión ................................................................: Tj - Temperatura de almacenamiento ...................................................: Tstg - Resistencia térmica contenedor-disipador ......................................: Rc-d - Resistencia térmica unión-contenedor ............................................: Rj-c - Resistencia térmica unión-ambiente................................................: Rj-a - Impedancia térmica unión-contenedor.............................................: Zj-c CARACTERÍSTICAS DE CONTROL. Corresponden a la región puerta-cátodo y determinan las propiedades del circuito de mando que responde mejor a las condiciones de disparo. Los fabricantes definen las siguientes características: -Tensión directa máx. ........................................................................: VGFM - Tensión inversa máx. .......................................................................: VGRM - Corriente máxima..............................................................................: IGM - Potencia máxima ...............................................................................: PGM - Potencia media .................................................................................: .: PGAV - Tensión puerta-cátodo para el encendido..........................................: VGT - Tensión residual máxima que no enciende ningún elemento...........: VGNT - Corriente de puerta para el encendido ..............................................: IGT - Corriente residual máxima que no enciende ningún elemento..........: IGNT Entre los anteriores destacan: - VGT e IGT , que determinan las condiciones de encendido del dispositivo semiconductor. - VGNT e IGNT, que dan los valores máximos de corriente y de tensión, para los cuales en condiciones normales de temperatura, los tiristores no corren el riesgo de dispararse de modo indeseado. Área de disparo seguro. En esta área (Figura 3) se obtienen las condiciones de disparo del SCR. Las tensiones y corrientes admisibles para el disparo se encuentran en el interior de la zona formada por las curvas: • Curva A y B: límite superior e inferior de la tensión puerta-cátodo en función de la corriente positiva de puerta, para una corriente nula de ánodo. • Curva C: tensión directa de pico admisible VGF. • Curva D: hipérbola de la potencia media máxima PGAV que no debemos sobrepasar. TEORIA Y OPERACIÓN DE LOS SCR Un rectificador controlado de silicio (SCR, rectificador controlado de silicio) es un dispositivo de tres terminales usado para controlar corrientes mas bien altas para una carga. El símbolo esquemático del SCR se presenta en la figura 1. Figura1. Símbolo esquemático y nombres de las terminales de un SCR. Un SCR actúa a semejanza de un interruptor. Cuando esta encendido (ON), hay una trayectoria de flujo de corriente de baja resistencia del ánodo al cátodo. Actúa entonces como un interruptor cerrado. Cuando esta apagado (OFF), no puede haber flujo de corriente del ánodo al cátodo. Por tanto, actúa como un interruptor abierto. Dado que es un dispositivo de estado só1ido, la acción de conmutación de un SCR es muy rápida. El flujo de corriente promedio para una carga puede ser controlado colocando un SCR en serie con la carga. Este arreglo es presentado en la figura 2. La alimentaci6n de voltaje es comúnmente una fuente de 60-Hz de ca, pero puede ser de cd en circuitos especiales. Si la alimentación de voltaje es de ca, el SCR pasa una cierta parte del tiempo del ciclo de ca en el estado ON, y el resto del tiempo en el estado OFF. Para una fuente de 60-Hz de ca, el tiempo del ciclo es de 16.67 ms. Son estos 16.67 ms los que se dividen entre el tiempo que esta en ON y el tiempo que esta en OFF. La cantidad de tiempo que esta en cada estado es controlado por el disparador. Si una porción pequeña del tiempo esta en el estado ON, la corriente promedio que pasa a la carga es pequeña. Esto es porque la corriente puede fluir de la fuente, a través del SCR, y a la carga, só1o por una porción relativamente pequeña del tiempo. Si la señal de la compuerta es cambiada para hacer que el SCR este en ON por un periodo mas largo del tiempo, entonces la corriente de carga promedio será mayor. Esto es porque la corriente ahora puede fluir de la fuente, a través del SCR, y a la carga, por un tiempo relativamente mayor. De esta manera, la corriente para la carga puede variarse ajustando la porci6n del tiempo del ciclo que el SCR permanece encendido. Figura2. Relación de circuito entre la fuente de voltaje ,un SCR y la carga Como lo sugiere su nombre, el SCR es un rectificador, por lo que pasa corriente sólo durante los semiciclos positivos de la fuente de ca. El semiciclo positivo es el semiciclo en que el ánodo del SCR es mas positivo que el cátodo. Esto significa que el SCR de la figura 2 no puede estar encendido más de la mitad del tiempo. Durante la otra mitad del ciclo, la polaridad de la fuente es negativa, y esta polaridad negativa hace que el SCR tenga polarizaci6n inversa, evitando el paso de cualquier corriente a la carga. FORMAS DE ONDA DE LOS SCR Los términos populares para describir la operación de un SCR son ángulo de conducción y ángulo de retardo de disparo. El ángulo de conducción es el numero de grados de un ciclo de ca durante los cuales el SCR esta encendido. El ángulo de retardo de disparo es el numero de grados de un ciclo de ca que transcurren antes de que el SCR sea encendido. Por supuesto, estos términos están basados en la noción de que el tiempo total del ciclo es igual a 360 grados. En la figura 3 se muestran las formas de onda de un circuito de control con SCR para un ángulo de retardo de disparo. Al momento que el ciclo de ca inicia su parte positiva, el SCR esta apagado. Por tanto tiene un voltaje instantáneo a través de sus terminales de ánodo y cátodo igual al voltaje de la fuente. Esto es exactamente lo que se vería si se colocara un interruptor abierto en un circuito en lugar del SCR. Dado que el SCR interrumpe en su totalidad el suministro de voltaje, el voltaje a través de la carga (VLD) es cero durante este lapso. La extrema derecha de las ondas ilustran estos hechos. Mas a la derecha en los ejes horizontales, se muestra el voltaje de ánodo a cátodo (VAK) cayendo a cero después de aproximadamente un tercio del semiciclo positivo. Esto es el punto de 60°. Cuando VAK cae a cero, el SCR se ha "disparado", o encendido. Por tanto, el ángulo de retardo de disparo es de 60°. Durante los siguientes 120° el SCR se comporta como un interruptor cerrado sin voltaje aplicado a sus terminales. El ángulo de conducci6n es de 120°. El ángulo de retardo de disparo y el ángulo de conducci6n siempre suman 180°. Figura3. Formas de ondas ideales del voltaje de la terminal principal (VAK) y el voltaje de carga de un SCR. Para un ángulo de retardo de disparo de unos 60o, un ángulo de conducción de 120o. En la figura 3, la forma de onda del voltaje de carga muestra que, al dispararse el SCR, el voltaje de la fuente es aplicado a la carga. El voltaje de carga entonces sigue al voltaje de la fuente por el resto del semiciclo positivo, hasta que el SCR nuevamente se apaga. El estado OFF ocurre cuando el voltaje de la fuente pasa por cero. En general, estas formas de onda muestran que antes de que el SCR se dispare, el voltaje es retirado de entre las terminales del SCR, y la carga ve un voltaje cero. Después de haberse disparado el SCR, la totalidad del suministro de voltaje es retirado a través de la carga, y el SCR presenta voltaje cero. El SCR se comporta como un interruptor de acción rápida. Características DE LA COMPUERTA DE LOS SCR Un SCR es disparado por un pulso corto de corriente aplicado a la compuerta. Esta corriente de compuerta (IG) fluye por la unión entre la compuerta y el cátodo, y sale del SCR por la terminal del cátodo. La cantidad de corriente de compuerta necesaria para disparar un SCR en particular se simboliza por IGT. Para dispararse, la mayoría de los SCR requieren una corriente de compuerta entre 0.1 y 50 mA (IGT = 0.1 - 50 mA). Dado que hay una unión pn estándar entre la compuerta y el cátodo, el voltaje entre estas terminales (VGK) debe ser ligeramente mayor a 0.6 V. En la figura 4 se muestran las condiciones que deben existir en la compuerta para que un SCR se dispare. Figura4.Voltaje de compuerta a cátodo (VGK) y corriente de compuerta (IG) necesarios para disparar un SCR. Una vez que un SCR ha sido disparado, no es necesario continuar el flujo de corriente de compuerta. Mientras la corriente continué fluyendo a través de las terminales principales, de ánodo a cátodo, el SCR perrnanecerá en ON. Cuando la corriente de ánodo a cátodo (IAK) caiga por debajo de un valor mínimo, llamado corriente de retención, simbolizada IHO el SCR se apagara. Esto normalmente ocurre cuando la fuente de voltaje de ca pasa por cero a su región negativa. Para la mayoría de los SCR de tamaño mediano, la IHO es alrededor de 10 mA. PRACTICA: “CIRCUITO BASICO DE DISPARO PARA UN SCR” OBJETIVO: Comprobar la operación de un tiristor como elemento de control de fase MATERIAL: 1 SCR C-106B 1 Resistencia de 3.3 K - ½ W (R1) 1 Resistencia Variable 1 Diodo rectificador IN4007 o equivalente 1 Lámpara miniatura 127 Vca 1 Fusible de 0.5 Amp. c/porta fusible Cable eléctrico (cal. 14) INSTRUMENTOS: Fuente de alimentación de 127 Vca Osciloscopio Voltímetro DESARROLLO: 1. - Obtener las características eléctricas y físicas del SCR C-106B o sustituto. Estas características se presentan en el anexo de esta practica junto con las características físicas. 2. - Calcular el valor de R2 para el circuito básico de disparo mostrado en la sig figura. Datos R1 = 3.3 K VMax = 127 Vca IGT = 200f Por ley de Ohm VMax = IGTRab Despejando Rab Sustituyendo valores para obtener Rab Rab = R1 + R2, Despejamos R2 3. - Con el osciloscopio determinar el ángulo máximo y mínimo de retardo en el disparo para el SCR. Los valores obtenidos en el osciloscopio fueron los sig. 4. - Graficar las formas de onda en el tiristor y en la carga para cada uno de los ángulos de retardo en el disparo. Otros dispositivos encapsulados CONJUNTO DIODO MÁS TIRISTOR • Dispositivo formado por un diodo y un tiristor en la misma cápsula o integrados en la misma pastilla. (Fig. 11). PUENTES MIXTOS • Conjunto de dos diodos y dos tiristores en la misma cápsula (Fig. 12). TRIAC INTRODUCCION El triac es un dispositivo semiconductor de tres terminales que se usa paracontrolar el flujo de corriente promedio a una carga, con la particularidad deque conduce en ambos sentidos y puede ser bloqueado por inversión de la tensióno al disminuir la corriente por debajo del valor de mantenimiento. El triacpuede ser disparado independientemente de la polarización de puerta, es decir,mediante una corriente de puerta positiva o negativa. El Triac puede ser considerado como la integración de 2 SCR's en forma paralela invertida. TRIAC El TRIAC (triode AC conductor) es un semiconductor capaz de bloquear tensión y conducir corriente en ambos sentidos entre los terminales principales T1 y T2. Su estructura básica y símbolo aparecen en la fig.8. Es un componente simétrico en cuanto a conducción y estado de bloqueo se refiere, pues la característica en el cuadrante I de la curva UT2-T1 --- iT2 es igual a la del cuadrante III. Tiene unas fugas en bloqueo y una caída de tensión en conducción prácticamente iguales a las de un tiristor y el hecho de que entre en conducción, si se supera la tensión de ruptura en cualquier sentido, lo hace inmune a destrucción por sobretensión. Fig.8 TRIAC: Estructura y símbolo. CIRCUITO EQUIVALENTE DE UN TRIAC Se puede considerar a un TRIAC como si fueran dos SCR conectados en antiparalelo, con una conexión de compuerta común, como se muestra en la fig.9 Dado que el TRIAC es un dispositivo bidireccional, no es posible identificar sus terminales como ánodo y cátodo. Si la terminal MT2 es positiva con respecto a la terminal MT1, se activará al aplicar una señal negativa a la compuerta, entre la compuerta y la terminal MT1. No es necesario que esten presentes ambas polaridades en las señales de la compuerta y un TRIAC puede ser activado con una sola señal positiva o negativa de compuerta. En la práctica, la sensibilidad varía de un cuadrante a otro, el TRIAC normalmente se opera en el cuadrante I (voltaje y corriente de compuerta positivos) o en el cuadrante III (voltaje y corriente de compuerta negativos). Fig.9 Circuito equivalente de un TRIAC MODOS DE FUNCIONAMIENTO DE UN TRIAC El TRIAC puede ser disparado en cualquiera de los dos cuadrantes I y III mediante la aplicación entre los terminales puerta y T1 de un impulso positivo o negativo. Esto le da una facilidad de empleo grande y simplifica mucho el circuito de disparo. A continuación se verán los fenómenos internos que tienen lugar en los cuatro modos de disparo posibles. Modo I + : Terminal T2 positiva con respecto a T1. Intensidad de puerta entrante. Funcionan las capas P1N1P2N2 como tiristor con emisor en corto circuito, ya que la metalización del terminal del cátodo cortocircuita parcialmente la capa emisora N2 con la P2. La corriente de puerta circula internamente hasta T1 , en parte por la unión P2N2 y en parte a través de la zona P2. Se produce la natural inyección de electrones de N2 a P2 que es favorecida en el área próxima a la puerta por la caída de tensión que produce en P2 la circulación lateral de corriente de puerta. Parte de los electrones inyectados alcanzan por difusión la unión P2N1, que bloquea el potencial exterior, y son acelerados por ella iniciándose la conducción. Modo I - : Terminal T2 positivo respecto a T1. Intensidad de puerta saliente. El disparo es similar al de los tiristores de puerta de unión. Inicialmente conduce la estructura auxiliar P1N1P2N3 y luego la principal P1N1P2N2. El disparo de la primera se produce como un tiristor normal actuado T1 de puerta y P de cátodo. Toda la estructura auxiliar se pone a la tensión positiva de T2 y polariza fuertemente la unión P2N2 que inyecta electrones hacia el área de potencial positivo. La unión P2N1 de la estructura principal que soporta la tensión exterior, es invadida por electrones en la vecindad de la estructura auxiliar, entrando en conducción. Modo III + : Terminal T2 negativo respecto a T1. Intensidad de puerta entrante. El disparo tiene lugar por el procedimiento llamado de puerta remota. Entra en conducción la estructura P2N1P1N4. La inyección de electrones de N2 a P2 es igual a la descrita en el modo I +. Los que alcanzan por difusión la unión P2N1 son absorbidos por su potencial de unión, haciéndose más conductora. El potencial positivo de puerta polariza más positivamente el área de la unión P2N1 próxima a ella que la próxima a T1, provocándose una inyección de huecos desde P2 a N1 que alcanza en parte la unión N1P1 encargada de bloquear la tensión exterior y se produce la entrada en conducción. Modo III - : Terminal T2 negativo respecto a T1. Intensidad de puerta saliente. También se dispara por el procedimiento e puerta remota, conduciendo las capas P2N1P1N4. La capa N3 inyecta electrones en P2 que hacen más conductora la unión P2N1. La tensión positiva de T1 polariza el área próxima de la unión P2N1 más positivamente que la próxima a la puerta. Esta polarización inyecta huecos de P2 a N1 que alcanzan en parte la unión N1P1 y la hacen pasar a conducción. Los cuatro modos de disparo descritos tienen diferente sensibilidad. Siendo los modos I + y III - los más sensibles, seguidos de cerca por el I -. El modo III + es el disparo más difícil y debe evitarse su empleo en lo posible. El fabricante facilita datos de características eléctricas el bloqueo, conducción y de dispar por puerta de forma similar a lo explicado para el tiristor. DESCRIPCION GENERAL Cuando el triac conduce, hay una trayectoria de flujo de corriente de muy baja resistencia de una Terminal a la otra, dependiendo la dirección de flujo de la polaridad del voltaje externo aplicado. Cuando el voltaje es mas positivo en MT2, la corriente fluye de MT2 a MT1 en caso contrario fluye de MT1 a MT2. En ambos casos el triac se comporta como un interruptor cerrado. Cuando el triac deja de conducir no puede fluir corriente entre las terminales principales sin importar la polaridad del voltaje externo aplicado por tanto actúa como un interruptor abierto. Debe tenerse en cuenta que si se aplica una variación de tensión importante al triac (dv/dt) aún sin conducción previa, el triac puede entrar en conducción directa. CONSTRUCCION BASICA, SIMBOLO, DIAGRAMA EQUIVALENTE FIG. 1 FIG. 2 La estructura contiene seis capas como se indica en la FIG. 1, aun que funciona siempre como un tiristor de cuatro capas. En sentido MT2-MT1 conduce a través de P1N1P2N2 y en sentido MT1-MT2 a través de P2N1P1N4. La capa N3facilita el disparo con intensidad de puerta negativa. La complicación de su estructura lo hace mas delicado que un tiristor en cuanto a di/dt y dv/dt y capacidad para soportar sobre intensidades. Se fabrican para intensidades de algunos amperios hasta unos 200 A eficaces y desde 400 a 1000 V de tensión de pico repetitivo. Los triac son fabricados para funcionar a frecuencias bajas, los fabricados para trabajar a frecuencias medias son denominados alternistores En la FIG. 2 se muestra el símbolo esquemático e identificación de las terminales de un triac, la nomenclatura Ánodo 2 (A2) y Ánodo 1 (A1) pueden ser reemplazados por Terminal Principal 2 (MT2) y Terminal Principal 1 (MT1) respectivamente. El Triac actúa como dos rectificadores controlados de silicio (SCR) en paralelo Fig. 3 , este dispositivo es equivalente a dos latchs FIG. 3 CARACTERISTICA TENSION – CORRIENTE FIG. 4 La FIG. 4 describe la característica tensión – corriente del Triac. Muestra la corriente a través del Triac como una función de la tensión entre los ánodos MT2 y MT1. El punto VBD (tensión de ruptura) es el punto por el cual el dispositivo pasa de una resistencia alta a una resistencia baja y la corriente, a través del Triac, crece con un pequeño cambio en la tensión entre los ánodos. El Triac permanece en estado ON hasta que la corriente disminuye por debajo de la corriente de mantenimiento IH. Esto se realiza por medio de la disminución de la tensión de la fuente. Una vez que el Triac entra en conducción, la compuerta no controla mas la conducción, por esta razón se acostumbra dar un pulso de corriente corto y de esta manera se impide la disipación de energía sobrante en la compuerta. El mismo proceso ocurre con respecto al tercer cuadrante, cuando la tensión en el ánodo MT2 es negativa con respecto al ánodo MT1 y obtenemos la característica invertida. Por esto es un componente simétrico en cuanto a conducción y estado de bloqueo se refiere, pues la característica en el cuadrante I de la curva es igual a la del III METODOS DE DISPARO Como hemos dicho, el Triac posee dos ánodos denominados ( MT1 y MT2) y una compuerta G. La polaridad de la compuerta G y la polaridad del ánodo 2, se miden con respecto al ánodo 1. El triac puede ser disparado en cualquiera de los dos cuadrantes I y III mediante la aplicación entre los terminales de compuerta G y MT1 de un impulso positivo o negativo. Esto le da una facilidad de empleo grande y simplifica mucho el circuito de disparo. Veamos cuáles son los fenómenos internos que tienen lugar en los cuatro modos posibles de disparo. 1 – El primer modo del primer cuadrante designado por I (+),es aquel en que la tensión del ánodo MT2 y la tensión de la compuerta son positivas con respecto al ánodo MT1 y este es el modo mas común (Intensidad de compuerta entrante). La corriente de compuerta circula internamente hasta MT1, en parte por la unión P2N2 y en parte a través de la zona P2. Se produce la natural inyección de electrones de N2 a P2, que es favorecida en el área próxima a la compuerta por la caída de tensión que produce en P2 la circulación lateral de corriente de compuerta. Esta caída de tensión se simboliza en la figura por signos + y -. Parte de los electrones inyectados alcanzan por difusión la unión P2N1 que bloquea el potencial exterior y son acelerados por ella iniciándose la conducción. 2 – El Segundo modo, del tercer cuadrante, y designado por III(-)es aquel en que la tensión del ánodo MT2 y la tensión de la compuerta son negativos con respecto al ánodo MT1 (Intensidad de compuerta saliente). Se dispara por el procedimiento de puerta remota, conduciendo las capas P2N1P1N4. La capa N3 inyecta electrones en P2 que hacen más conductora la unión P2N1.La tensión positiva de T1 polariza el área próxima de la unión P2N1 más positivamente que la próxima a la puerta. Esta polarización inyecta huecos de P2 a N1 que alcanzan en parte la unión N1P1 y la hacen pasar a conducción. 3 – El tercer modo del cuarto cuadrante, y designado por I(-) es aquel en que la tensión del ánodo MT2 es positiva con respecto al ánodo MT1 y la tensión de disparo de la compuerta es negativa con respecto al ánodo MT1(Intensidad de compuerta saliente). El disparo es similar al de los tiristores de puerta de unión. Inicialmente conduce la estructura auxiliar P1N1P2N3 y luego la principal P1N1P2N2. El disparo de la primera se produce como en un tiristor normal actuando T1 de puerta y P de cátodo. Toda la estructura auxiliar se pone a la tensión positiva de T2 y polariza fuertemente la unión P2N2 que inyecta electrones hacia el área de potencial positivo. La unión P2N1 de la estructura principal, que soporta la tensión exterior, es invadida por electrones en la vecindad de la estructura auxiliar, entrando en conducción. 4 – El cuarto modo del Segundo cuadrante y designado por III(+) es aquel en que la tensión del ánodo T2 es negativa con respecto al ánodo MT1, y la tensión de disparo de la compuerta es positiva con respecto al ánodo MT1(Intensidad de compuerta entrante). El disparo tiene lugar por el procedimiento llamado de puerta remota. Entra en conducción la estructura P2N1P1N4. La inyección de N2 a P2 es igual a la descrita en el modo I(+). Los que alcanzan por difusión la unión P2N1 son absorbido por su potencial de unión, haciéndose más conductora. El potencial positivo de puerta polariza más positivamente el área de unión P2N1 próxima a ella que la próxima a T1,provocándose una inyección de huecos desde P2 a N1 que alcanza en parte la unión N1P1 encargada de bloquear la tensión exterior y se produce la entrada en conducción. El estado I (+), seguido de III (-) es aquel en que la corriente de compuerta necesaria para el disparo es mínima. En el resto de los estados es necesaria una corriente de disparo mayor. El modo III (+) es el de disparo más difícil y debe evitarse su empleo en lo posible. En general, la corriente de encendido de la compuerta, dada por el fabricante, asegura el disparo en todos los estados. FORMAS DE ONDA DE LOS TRIACS La relación en el circuito entre la fuente de voltaje, el triac y la carga se representa en la FIG.7. La corriente promedio entregada a la carga puede variarse alterando la cantidad de tiempo por ciclo que el triac permanece en el estado encendido. Si permanece una parte pequeña del tiempo en el estado encendido, el flujo de corriente promedio a través de muchos ciclos será pequeño, en cambio si permanece durante una parte grande del ciclo de tiempo encendido, la corriente promedio será alta. Un triac no esta limitado a 180 de conducción por ciclo. Con un arregloadecuado del disparador, puede conducir durante el total de los 360 del ciclo.Por tanto proporciona control de corriente de onda completa, en lugar delcontrol de media onda que se logra con un SCR. Las formas de onda de los triacs son muy parecidas a las formas de ondade los SCR, a excepción de que pueden dispararse durante el semiciclo negativo.En la FIG.8 se muestran las formas de onda tanto para el voltaje de carga comopara el voltaje del triac ( a través de los terminales principales) para doscondiciones diferentes. En la FIG.8 (a), las formas de onda muestran apagado el triac durante losprimeros 30 de cada semiciclo, durante estos 30 el triac se comporta como uninterruptor abierto, durante este tiempo el voltaje completo de línea se cae através de las terminales principales del triac, sin aplicar ningún voltaje ala carga. Por tanto no hay flujo de corriente a través del triac y la carga. La parte del semiciclo durante la cual existe seta situación se llama ángulode retardo de disparo. Después de transcurrido los 30 , el triac dispara y se vuelve como uninterruptor cerrado y comienza a conducir corriente a la carga, esto lo realizadurante el resto del semiciclo. La parte del semiciclo durante la cual el triacesta encendido se llama ángulo de conducción. La FIG.8 (b) muestran las mismas formas de ondas pero con ángulo de retardode disparo mayor. FIG.8 CIRCUITO PRACTICO PARA DISPARO FIG.5 En la FIG. 5 se muestra un circuito practico de disparo de un triacutilizando un UJT. El resistor RF es un resistor variable que semodifica a medida que las condiciones de carga cambian. El transformador T1 esun transformador de aislamiento, y su propósito es aislar eléctricamente elcircuito secundario y el primario, para este caso aísla el circuito de potenciaca del circuito de disparo. La onda senoidal de ca del secundario de T1 es aplicada a un rectificador enpuente y la salida de este a una combinación de resistor y diodo zener quesuministran una forma de onda de 24 v sincronizada con la línea de ca. Estaforma de onda es mostrada en la FIG. 6 (a). Cuando la alimentación de 24 v se establece, C1 comienza a cargarse hasta laVp del UJT, el cual se dispara y crea un pulso de corriente en el devanadoprimario del transformador T2. Este se acopla al devanado secundario, y el pulsodel secundario es entregado a la compuerta del triac, encendiéndolo durante elresto del semiciclo. Las formas de onda del capacitor( Vc1),corriente del secundario de T2 ( Isec) y voltaje de carga (VLD),se muestran en la FIG. 6 (b), (c),(d). La razón de carga de C1 es determinada por la razón de RF a R1,que forman un divisor de voltaje, entre ellos se dividen la fuente de cd de 24 vque alimenta al circuito de disparo. Si RF es pequeño en relación aR1, entonces R1 recibirá una gran parte de la fuente de24 v , esto origina que el transistor pnp Q1 conduzca, con unacirculación grande de corriente por el colector pues el voltaje de R1es aplicado al circuito de base, por lo tanto C1 se carga conrapidez. Bajo estas condiciones el UJT se dispara pronto y la corriente de cargapromedio es alta. Por otra parte se RF es grande en relación a R1,entonces el voltaje a través de R1 será menor que en el casoanterior, esto provoca la aparición de un voltaje menor a través del circuitobase-emisor de Q1 con la cual disminuye su corriente de colector ypor consiguiente la razón de carga de C1 se reduce, por lo que lelleva mayor tiempo acumular el Vp del UJT. Por lo tanto el UJT y el triac sedisparan después en el semiciclo y la corriente de carga promedio es menor queantes. FIG.6 DISEÑO DEL CIRCUITO PRACTICO Para el circuito de la FIG. 5, suponga las siguientes condiciones, R1 = 5 k, Rf = 8 k, R2=2,5k, C1=0,5 uF, Supóngase que R1 y Rf están en serie, , luego , de la ecuación , El capacitor debe cargarse hasta el Vp del UJT, que esta dado por, El tiempo requerido para cargar hasta ese punto puede encontrarse en , permite que simbolice el ángulo de retardo de disparo. Dado que 360 grados representan un periodo de un ciclo, y el periodo de una fuente de 60 HZ es de 16.67 ms, se puede establece la proporción , Para un ángulo de retardo de disparo de 120 grados, el tiempo entre el cruce por cero y el disparo seta dado por la proporción , El punto pico del UJT es aun 14.5 V, por lo que para retardar el disparo durante 5.55 ms, la razón de acumulación de voltaje debe ser, , luego que nos da , entonces podemos encontrar Rf , trabajando con seta ecuación y resolviendo Rf se obtiene , por tanto, si la resistencia de realimentación fuera incrementada a 25K, el Angulo de retardo de disparo se incrementa a y la corriente de carga se reducirá proporcionalmente EJEMPLO PRACTICO DEAPLICACION y DISEÑO En la FIG.9 puede verse una aplicación práctica de gobierno de un motor dec.a. mediante un triac (TXAL228). La señal de control (pulso positivo) llegadesde un circuito de mando exterior a la puerta inversora de un ULN2803 que a susalida proporciona un 0 lógico por lo que circulará corriente a través deldiodo emisor perteneciente al MOC3041 (opto acoplador). Dicho diodo emite un hazluminoso que hace conducir al fototriac a través de R2 tomando la tensión delánodo del triac de potencia. Este proceso produce una tensión de puertasuficiente para excitar al triac principal que pasa al estado de conducciónprovocando el arranque del motor. Debemos recordar que el triac se desactiva automáticamente cada vez que lacorriente pasa por cero, es decir, en cada semiciclo, por lo que es necesarioredisparar el triac en cada semionda o bien mantenerlo con la señal de controlactivada durante el tiempo que consideremos oportuno. Como podemos apreciar,entre los terminales de salida del triac se sitúa una red RC cuya misión esproteger al semiconductor de potencia, de las posibles sobrecargas que se puedanproducir por las corrientes inductivas de la carga, evitando además cebados nodeseados. Es importante tener en cuenta que el triac debe ir montado sobre un disipadorde calor constituido a base de aletas de aluminio de forma que el semiconductorse refrigere adecuadamente. FIG.9 PARAMETROS DEL TRIAC VALORES MAXIMOS (2N6071A,B – MOTOROLA) CARACTERISTICAS ELECTRICAS (2N6071A,B – MOTOROLA) DEFINICIÓN DE LOS PARÁMETROS DEL TRIAC VDRM (Tensión de pico repetitivo en estado de bloqueo) = es el máximo valor de tensión admitido de tensión inversa, sin que el triac se dañe. IT(RMS) ( Corriente en estado de conducción) = en general en el grafico se da la temperatura en función de la corriente. ITSM (Corriente pico de alterna en estado de conducción(ON)) = es la corriente pico máxima que puede pasar a través del triac, en estado de conducción. En general seta dada a 50 o 60 Hz. I2t ( Corriente de fusión) = este parámetro da el valor relativo de la energía necesaria para la destrucción del componente. PGM ( Potencia pico de disipación de compuerta) = la disipación instantánea máxima permitida en la compuerta. IH ( Corriente de mantenimiento) = la corriente directa por debajo de la cual el triac volverá del estado de conducción al estado de bloqueo. dV/dt ( velocidad critica de crecimiento de tensión en el estado de bloqueo) = designa el ritmo de crecimiento máximo permitido de la tensión en el ánodo antes de que el triac pase al estado de conducción. Se da a una temperatura de 100C y se mide en V/us. tON ( tiempo de encendido) = es el tiempo que comprende lapermanencia y aumento de la corriente inicial de compuerta hasta que circule lacorriente anódica nominal. EXPERIMENTO DE LABORATORIO DEL TRIAC OBJETIVOS DE LA PRÁCTICA 1. 2. 3. Conocimiento de los parámetros importantes del Triac. Conocimiento de las técnicas y los circuitos de medición requeridos para la verificación del Triac. Verificación de las especificaciones del Triac. MATERIALES UTILIZADOS EN LA PRÁCTICA: 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. Tablero de práctica del Triac Nº4 del curso INTER-1. Caja de componentes. Osciloscopio. Generador de audio frecuencia. Dos fuentes de tensión variable(0-36 V) con limitación de corriente. Multímetro (2 Unidades). Voltímetro electrónico. Soldador. DESARROLLO DEL EXPERIMENTO 1. Medicion de la tensión y corriente de encendido 1. Conectar el circuito de medición descrito en la siguiente Fig. Circuito de aplicación: 2. Fijar VDD a la tensión de 12 V. 3. 4. Fijar VGG a la tensión de 12 V. Ajustar P1 a su valor máximo, verificar que el Triac no se encuentre en conducción, si no es así presionar el interruptor S y así retornará al estado de bloqueo. En caso de que este método no funcione, apagar la fuente VDD y prenderla nuevamente 5. Disminuir el valor de P1 lentamente y observar la corriente y tensión de la compuerta. Anotar en la tabla 1 la tensión y corriente de encendido en el momento del paso a conducción. Repetir las mediciones varias veces. Es necesario anotar el resultado de las mediciones en el momento del encendido. 6. Calentar el Triac acercando el extremo del soldador durante uno a dos minutos (no hay que hacer contacto entre el soldador y el cuerpo del Triac. El calentamiento se producirá por la conducción del calor en el aire). Repetir la medición y anotar la tensión y corriente de encendido que se obtienen. 7. Cambiar la polaridad de VGG y VDD de acuerdo con la tabla 1 y repetir los ejercicios 1.4 a 1.6, anotar los resultados en la tabla. VDD [V] VGG [V] VG [V] IG [mA] VG [V] Temp IG [mA] Temp +12 +12 0,669 1,75 0,6 0,98 -12 +12 -0,0528 5,36 -0,00022 2,88 -12 -12 -0,7249 -3,41 -0,69 -1,35 +12 -12 -0,6645 -3,93 -0,29 -2,07 2. 3. 5. Tabla 1: Características tensión corriente de encendido. 4. Medición de la característica de conducción del Triac 1. Conectar el circuito de medida de acuerdo a la siguiente Fig. Circuito de aplicación: 2. 3. 4. 5. 6. 7. Conectar VGG y determinar su valor en 12 V constante. Fijar P1 en su valor mínimo. Activar la fuente de tensión VDD y fijar su límite de corriente en 400mA y en este estado bajar su tensión a cero y conectarla al circuito. Aumentar la tensión de la fuente VDD para obtener el máximo de corriente, If=400mA. Medir y anotar la tensión del Triac Vf en la tabla 2. Para medir la corriente presionar el interruptor. Disminuir la corriente de ánodo a 300mA con ayuda del límite de corriente y anotar la tensión Vf obtenida. Continuar disminuyendo la corriente del Triac de acuerdo a la tabla y anotar las tensiones obtenidas. Cambiar la polaridad de VGG y VDD de acuerdo a la tabla (y variar la polaridad de los instrumentos análogamente), repetir las mediciones de los incisos 2.2 hasta 2.6 y anotar los resultados en la tabla 2 OBS.: no es posible medir la tensión Vf cuando el interruptor S está presionado. VGG [V] VDD [V] If [mA] 400 mA 300 mA 200 mA 100 mA +12 +* Vf [V] 1,63 1,51 1,3 1 -12 +* Vf [V] 1,63 1,51 1,28 1,02 -12 - Vf [V] -1,63 -1,55 -1,3 -1,01 +12 - Vf [V] -1,63 -1,52 -1,3 -1 Tabla 2: Características de conducción directa Obs. : la polaridad de la fuente VDD está en relación con MT1. 6. Características del Triac 1. Conectar el circuito de medición de acuerdo a la siguiente Fig. Fijar el potenciómetro P1 a su valor máximo y la fuente de tensión a un valor pequeño. Circuito de medición: 2. 3. 4. 5. 6. Fijar la tensión VGG en 12 V. Tener en cuenta que el generador de audiofrecuencia y la fuente de tensión deben estar "flotantes" (no a tierra). Si esto no fuera posible se debe intercambiar de lugar la entrada del amplificador "Y" con tierra (GND), entonces habrá que tomar en cuenta el error que proviene de la adición de caída de tensión sobre la resistencia de cátodo a la tensión en el ánodo medida a través del amplificador "X". Fijar la tensión del generador de audiofrecuencia en su valor máximo a una frecuencia de 500 Hz. Fijar el amplificador "Y" y "X" de acuerdo a la necesidad. Disminuir la resistencia del potenciómetro P1 (para aumentar la corriente de la compuerta). Observar en la pantalla del osciloscopio e indicar la influencia de la corriente de compuerta en la figura. Realizar un ajuste del eje "X" (Volt/cm) y del eje "Y" (mA/cm) y centralizar el origen de los ejes en la pantalla. Dibujar la curva obtenida. Indicar los valores de las corrientes y tensiones en la compuerta para la aparición de las partes positiva y negativa. NOTA: los gráficos están dibujados en su forma normal y no en forma inversa como son obtenidos en la pantalla del osciloscopio. 7. Invertir la polaridad de la fuente VGG. Fijar el potenciómetri P1 en su valor máximo y repetir los puntos 3.2 hasta 3.6. Tabla 3: Características del Triac Observaciones y conclusiones o o o o Como se pudo notar el Triac es un SCR bidirreccional. La corriente y la tensión de encendido disminuyen con el aumento de temperatura y con el aumento de la tensión de bloqueo. Las corrientes de pérdida del Triac son pequeñas, del orden de 0,1 A a la temperatura ambiente. El Triac conmuta del modo de corte al modo de conducción cuando se inyecta corriente a la compuerta. Después del disparo la compuerta no posee control sobre el estado del Triac. Para apagar el Triac la corriente anódica debe reducirse por debajo del valor de la corriente de retención IH. SUS CONMUTADOR UNILATERAL DE SILICIO (SUS) • SUS (Silicon Unilateral Switch): combinación de un tirirstor con puerta anódica y un diodo Zener entre puerta y cátodo. • En la figura 2 se representa el símbolo, circuito equivalente y la curva característica. • Se usa para el disparo de tiristores. Su principal parámetro es VS ≈ 6 y 10 V. • Se dispara a una tensión fija, Vzener , y su corriente IS está muy cercana a IH . • Sincronización mediante impulsos en puerta del SUS. SBS CONMUTADOR BILATERAL DE SILICIO (SBS) • SBS (Silicon Bilateral Switch): de respuesta equivalente a la de un diac, equivale a dos SUS conectados en antiparalelo. • En la figura 3 se representa el símbolo, circuito equivalente y la curva característica. • Se usan normalmente para el disparo de triacs. Su principal parámetro es VS (entre 6 y 10 V) en ambos sentidos. • Especificaciones idénticas a las del SUS a excepción de VR que pierde todo significado. LASCR FOTOTIRISTORES: Hemos aprendido que la luz es una forma de energía electromagnética de alta frecuencia, y que como tal, está en capacidad de efectuar trabajo, ya sea calentando objetos que la absorben, motivando la generación de corriente eléctrica, o simplemente disparando la conducción en dispositivos semiconductores diseñados para el efecto. Este es el caso de los fototiristores, en los cuales el gatillado se efectúa cada vez que recibe un haz de luz en la juntura de control. Su nombre técnico LASCR, lo que significa "SCR Activado por Luz". El terminal gate se deja simplemente como electrodo para control de sensibilidad. ACOPLADORES ÓPTICOS CON TIRISTORES • Conjunto formado por un fototiristor y un diodo LED en la misma cápsula. También se denominan OPTOACOPLADORES (Fig. 13). El acoplador óptico es un dispositivo que ofrece a los diseñadores electrónicos una mayor libertad para diseñar circuitos y sistemas. La operación esta basado en la detección de luz emitida. La entrada del acoplador esta conectada a un emisor de luz y la salida es un fotodetector. Los dos elementos están separados por un aislante transparente y dentro de un empaque que lo aísla de la luz exterior (figura 1). Hay muchos tipos de acopladores ópticos, todos ellos tienen una fuente de luz infrarroja (LED), pero el detector puede ser: fotodiodo, fototransistor, LASCR, etc. Figura 1. Corte de un optoacoplador. Al encapsular un emisor y un detector óptico, la relación óptica siempre esta establecida y esto hace que la naturaleza de uso sea totalmente electrónica. Esto elimina la necesidad de tener conocimientos de óptica para el usuario. Por lo tanto para una efectiva aplicación solo hace falta conocer algunas características eléctricas, capacidades y limitaciones del emisor y el detector. GTO (Gate Turn-off Thyristor) Un tiristor GTO puede ser encendido por un solo pulso de corriente positiva en la terminal “gate” (como en el tiristor), pero en cambio puede ser apagado por un pulso de corriente negativa en la terminal “gate”. Ambos estados, tanto el estado de encendido como el estado de apagado del dispositivo son controlados por la corriente en la terminal “gate”. El símbolo para el tiristor GTO usado más frecuente, así como sus características de conmutación se muestran en la figura. El proceso de encendido es similar al del tiristor. Las características de apagado son un poco diferentes. Cuando un voltaje negativo es aplicado a través de las terminales “gate” y cátodo, la corriente en el gate (ig), crece. Cuando la corriente en el gate alcanza su máximo valor IGR, la corriente de ánodo comienza a caer y el voltaje a través del dispositivo (VAK), comienza a crecer. El tiempo de caída de la corriente de ánodo (IA) es abrupta, típicamente menor a 1 us. Después de esto, la corriente de ánodo varía lentamente y ésta porción de la corriente de ánodo es conocido como corriente de cola. La razón (IA/IGR) de la corriente de ánodo IA a la máxima corriente negativa en el gate (IGR) requerida para el voltaje es baja, comúnmente entre 3 y 5. Por ejemplo, para un voltaje de 2500 V y una corriente de 1000 A, un GTO normalmente requiere una corriente negativa de pico en el gate de 250 A para el apagado. La estructura del GTO es esencialmente la misma que un tiristor convencional. Como se muestra en la figura, existen 4 capas de silicón (pnpn), 3 uniones y tres terminales (ánodo, cátodo y gate). La diferencia en la operación, radica en que en que una señal negativa en el gate puede apagar el GTO. Mientras el GTO se encuentre apagado y no exista señal en el gate, el dispositivo se bloquea para cualquier polaridad en el ánodo, pero una corriente de fuga (IA leak) existe. Con un voltaje de bias en directa el GTO se bloquea hasta que un voltaje de ruptura VAK = VB0 es alcanzado. En este punto existe un proceso dinámico de encendido., VAK = 3V y la corriente IA es determinada por la carga. Cuando el GTO se apaga y con la aplicación de una voltaje en inversa, solo una pequeña corriente de fuga (IA leak) existe. Una polarización en inversa VAK puede ser alcanzada cuando ocurra un corte. El valor del voltaje del voltaje de ruptura inverso depende del método de fabricación para la creación de una regeneración interna para facilitar el proceso de apagado. Con un voltaje de polarización directo aplicado al ánodo y un pulso de corriente positiva es aplicada al gate, el GTO se enciende y permanece de esa forma. Para ésta condición, existen 2 formas de apagarlo. Una forma es reduciendo la corriente de ánodo IA por medios externos hasta un valor menor a la corriente de holding Ih, en la cual, la acción regenerativa interna no es efectiva. La segunda forma de apagarlo es por medio de un pulso en el gate, y este es el método más recomendable porque proporciona un mejor control. Como el GTO tiene una conducción de corriente unidireccional, y puede ser apagado en cualquier instante, éste se aplica en circuitos chopper (conversiones de dc- dc) y circuitos inversores (conversiones dc -ac) a niveles de potencia en los que los MOSFET's, TBJ's e IGBT's no pueden ser utilizados. A bajos niveles de potencia los semiconductores de conmutación rápida son preferibles. En la conversión de AC - DC, los GTO's, son útiles porque las estrategias de conmutación que posee, pueden ser usadas para regular la potencia, como el factor de potencia. SCS SCS (SILICON CONTROLLED SWITCH) Es similar en cuanto a construcción al SCR. La diferencia está en que posee dos terminales de puerta, uno para entrar en conducción y otro para corte. El SCS se suele utilizar en rangos de potencia menores que el SCR. Figura 11: Símbolo del SCS El SCS tiene aplicaciones muy similares a las de SCR. Este último tiene la ventaja de poder abrirse más rápido mediante pulsos en cada uno de los terminales de gate, pero el inconveniente que presenta respecto al SCR es que se encuentra más limitado en cuanto a valores de tensión y corriente. También se utiliza en aplicaciones digitales como contadores y circuitos temporizadores. El interruptor Silicon-Controlled (SCS) Si tomamos el circuito equivalente para un SCR y agregamos otro terminal externo, conectado con la base del transistor superior y del colector del transistor inferior, tenemos un dispositivo conocido como silicio-controlado-interruptor, o SCS: Este terminal adicional permite que más control sea ejercido sobre el dispositivo, particularmente en el modo de la conmutación forzada, donde una señal externa lo fuerza para dar vuelta apagado mientras que la corriente principal a través del dispositivo todavía no ha caído debajo del valor de la corriente de la tenencia. Considerar el circuito siguiente: Cuando el interruptor de botón de "ON" se actúa, hay un voltaje aplicado entre la puerta de cátodo y el cátodo, polarizando la ensambladura del emisor de base hacia adelante del transistor más bajo, y girándola. El transistor superior del SCS es listo conducir, siendo proveído de una trayectoria actual de su terminal del emisor (el terminal del ánodo del SCS) a través del resistor R2 al lado positivo de la fuente de alimentación. Como en el caso del SCR, ambos transistores giran y se mantienen en el modo de "ON". Cuando el transistor más bajo se gira, conduce la corriente de la carga del motor, y el comienzo del motor y funciona. El motor puede ser parado interrumpiendo la fuente de alimentación, como con un SCR, y esto se llama conmutación natural. Sin embargo, el SCS provee de nosotros otros medios de dar vuelta apagado: conmutación forzada poniendo en cortocircuito el terminal del ánodo al cátodo. Si se hace esto (actuando el interruptor de botón de "OFF"), el transistor superior dentro del SCS perderá su corriente del emisor, así parando la corriente a través de la base del transistor más bajo. Cuando el transistor más bajo da vuelta apagado, rompe el circuito para la corriente baja a través del transistor superior (que asegura su estado de "OFF"), y el motor (que te hace la parada). El SCS seguirá siendo en apagado la condición hasta tal hora que el interruptor de botón de "ON" re-está actuado. REVISIÓN: Un interruptor silicon-controlled, o SCS, es esencialmente un SCR con un terminal adicional de la puerta. Típicamente, la corriente de la carga con un SCS es llevada por los terminales de la puerta y de cátodo del ánodo, con los terminales de la puerta y del ánodo de cátodo siendo suficientes mientras que el control conduce. Un SCS es girado aplicando un voltaje positivo entre la puerta de cátodo y los terminales de cátodo. Puede ser dado vuelta apagado (conmutación forzada) aplicando un voltaje negativo entre el ánodo y los terminales de cátodo, o simplemente poniendo en cortocircuito esos dos terminales juntos. El terminal del ánodo se debe mantener positivo con respecto al cátodo para que el SCS al cierre. IGBT El transistor bipolar aislado de la puerta (IGBT) Fig.1 demuestra la estructura de un n-canal típico IGBT. Toda la discusión aquí será referida al tipo del n-canal pero el p-canal IGBT se puede considerar apenas de la misma manera. La estructura es muy similar a la de un MOSFET verticalmente difundido que ofrece una difusión doble de un p-tipo región y de un n-tipo región. Una capa de inversión se puede formar bajo puerta aplicando el voltaje correcto al contacto de la puerta como con un MOSFET. La diferencia principal es el uso de una capa del substrato de p+ para el dren. El efecto es cambiar esto en un elemento bipolar pues este p-tipo región inyecta los agujeros en el n-tipo región de la deriva. Operación Bloqueo de la operación El estado con./desc. del dispositivo es controlado, como en un MOSFET, por el voltaje VG de la puerta. Si el voltaje se aplicó al contacto de la puerta, con respecto al emisor, es menos que el voltaje Vth del umbral entonces ninguna capa de inversión del MOSFET se crea y el dispositivo se da vuelta apagado. Cuando éste es el caso, cualquier voltaje delantero aplicado bajará a través de la ensambladura en polarización negativa invertida J2. La única corriente a fluir será una corriente pequeña de la salida. El voltaje de interrupción delantero por lo tanto es determinado por el voltaje de interrupción de esta ensambladura. Esto es un factor importante, particularmente para los dispositivos de energía de donde los voltajes y las corrientes grandes se están tratando. El voltaje de interrupción de la ensambladura unilateral es dependiente en el doping del lado bajo-dopado de la ensambladura, es decir el lado de la n. Esto es porque el doping más bajo da lugar a una región de agotamiento más amplia y así a un campo eléctrico máximo más bajo en la región de agotamiento. Es por esta razón que la región de la deriva de la n es mucho dopado alumbrador que el p-tipo región del cuerpo. El dispositivo se está modelando que se diseña para tener un voltaje de interrupción de 600V. La capa del almacenador intermediario de n+ está a menudo presente prevenir la región de agotamiento de la ensambladura J2 de la derecha que extiende al colector bipolar de p. La inclusión de esta capa sin embargo reduce drástico la capacidad de bloqueo reversa del dispositivo pues ésta es dependiente en el voltaje de interrupción de la ensambladura J3, que es condiciones inferiores en polarización negativa reversas del voltaje reverso. La ventaja de esta capa del almacenador intermediario que permite que el grueso de la región de la deriva sea reducido, así está reduciendo pérdidas del enestado. operación del estado encendido (en-estado) El girarse del dispositivo es alcanzado aumentando el voltaje VG de la puerta de modo que sea mayor que el voltaje Vth del umbral. Esto da lugar a una capa de inversión que forma bajo puerta que proporciona un canal que liga la fuente a la región de la deriva del dispositivo. Los electrones entonces se inyectan de la fuente en la región de la deriva mientras que al mismo tiempo la ensambladura J3, se polariza hacia adelante que, inyecta los agujeros en la región dopada n de la deriva (Fig.2). Esta inyección causa la modulación de la conductividad de la región de la deriva donde están varias órdenes las densidades del electrón y del agujero de la magnitud más arriba que el doping original de la n. Es esta modulación de la conductividad que da a IGBT su voltaje bajo del en-estado debido a la resistencia reducida de la región de la deriva. Algunos de los agujeros inyectados recombinarán en la región de la deriva, mientras que otros cruzarán la región vía deriva y la difusión y alcanzarán la ensambladura con el ptipo región donde serán recogidas. La operación de la poder de IGBT por lo tanto se considere como un transistor del pnp de la ancho-base que corriente de impulsión baja sea proveída por la corriente del MOSFET a través del canal. Un circuito equivalente simple está por lo tanto según las indicaciones de Fig.3 (a) Fig.3 (b) demuestra a circuito equivalente más completo cuál incluye el transistor parásito del npn formado por la fuente del MOSFET de n+-type, el p-tipo región del cuerpo y la n--mecanografiar la región de la deriva. También se demuestra la resistencia lateral del p-tipo región. Si es la corriente que atraviesa esta resistencia arriba bastante producirá una caída de voltaje que polarice la ensambladura hacia adelante con la región de n+ que da vuelta en el transistor parásito que las formas pieza de un tiristor parásito. Una vez que suceda esto hay una alta inyección de electrones de la región de n+ en la región de p y se pierde todo el control de la puerta. Se sabe esto como cierre conduce para arriba y generalmente a la destrucción del dispositivo. Para ampliar El IGBT es un dispositivo semiconductor de potencia híbrido que combina los atributos del TBJ y del MOSFET. Posee una compuerta tipo MOSFET y por consiguiente tiene una alta impedancia de entrada. El gate maneja voltaje como el MOSFET. El símbolo más comúnmente usado se muestra en la figura . Al igual que el MOSFET de potencia, el IGBT no exhibe el fenómeno de ruptura secundario como el TBJ. La estructura del IGBT es similar al un MOSFET de canal n, una porción de la estructura es la combinación de regiones n+ , p y n- que forman el MOSFET entre el source S y el gate G con la región de flujo n- que es el drain D del MOSFET. Otra parte es la combinación de 3 capas p+ n- p, que crea un transistor de unión bipolar entre el drain D y el source. La región p actúa como colector C, la región n- actúa como la base B y la región p+ actúa como el emisor E de un transistor pnp. Entre el drain y el source existen 4 capas p+n-pn+ que forman un tiristor. Este tiristor es parásito y su efecto es minimizado por el fabricante del IGBT. Consideremos que el IBGT se encuentra bloqueado inicialmente. Esto significa que no existe ningún voltaje aplicado al gate. Si un voltaje VGS es aplicado al gate, el IGBT enciende inmediatamente, la corriente ID es conducida y el voltaje VDS se va desde el valor de bloqueo hasta cero. LA corriente ID persiste para el tiempo tON en el que la señal en el gate es aplicada. Para encender el IGBT, la terminal drain D debe ser polarizada positivamente con respecto a la terminal S. LA señal de encendido es un voltaje positivo VG que es aplicado al gate G. Este voltaje, si es aplicado como un pulso de magnitud aproximada de 15, puede causar que el tiempo de encendido sea menor a 1 s, después de lo cual la corriente de drain iD es igual a la corriente de carga IL (asumida como constante). Una vez encendido, el dispositivo se mantiene así por una señal de voltaje en el gate. Sin embargo, en virtud del control de voltaje la disipación de potencia en el gate es muy baja. EL IGBT se apaga simplemente removiendo la señal de voltaje VG de la terminal gate. La transición del estado de conducción al estado de bloqueo puede tomar apenas 2 s, por lo que la frecuencia de conmutación puede estar en el rango de los 50 kHz. EL IGBT requiere un valor límite VGS(TH) para el estado de cambio de encendido a apagado y viceversa. Este es usualmente de 4 V. Arriba de este valor el voltaje VDS cae a un valor bajo cercano a los 2 V. Como el voltaje de estado de encendido se mantiene bajo, el gate debe tener un voltaje arriba de 15 V, y la corriente iD se autolimita. El IGBT se aplica en controles de motores eléctricos tanto de corriente directa como de corriente alterna, manejados a niveles de potencia que exceden los 50 kW. Transistor IGBT Sección de un IGBT El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT) es un dispositivo electrónico que generalmente se aplica a circuitos de potncia Este es un dispositivo para la conmutación en sistemas de alta tensión. La tensión de control de puerta es de unos 15V. Esto ofrece la ventaja de controlar sistemas de potencia aplicando una señal eléctrica de entrada muy débil en la puerta. El IGBT de la figura es una conexión integrada de un MOSFET y un BJT. El circuito de excitación del IGBT es como el del MOSFET, mientras que las características de conducción son como las del BJT. El IGBT es adecuado para velocidades de conmutación de hasta 20 KHz y ha sustituido al BJT en muchas aplicaciones. Anexos IGBT MOSFET DE POTENCIA Un MOSFET de potencia es un tipo específico del transistor del efecto de campo del semiconductor del óxido de metal (MOSFET) diseñado para manejar energías grandes. Comparado a los otros dispositivos de semiconductor de la energía (IGBT, tiristor…), sus ventajas principales son alta velocidad de la conmutación y buena eficacia en las bajas tensiones. Comparte con el IGBT una puerta aislada que las marcas él fácil conducir. Fue hecho posible por la evolución de la tecnología del Cmos, desarrollada para los circuitos integrados de la fabricación en los últimos años 70. La parte del MOSFET de la energía su principio de funcionamiento con sus contrapartes de baja potencia, el MOSFET lateral. El MOSFET de potencia es (es decir menos de) el interruptor de baja tensión más ampliamente utilizado 200 V. Puede ser encontrado en la mayoría de las fuentes de alimentación, C.C. a los convertidores de la C.C., reguladores del motor de la baja tensión. Estructura básica Figura 1. Sección representativa de un VDMOS, demostrando una celda (célula) elemental. Observar que una célula es muy pequeña ( de algunos micrómetros a algunos diez de micrómetros de par en par), y que un MOSFET de potencia está constituido de varios miles de ellos. Varias estructuras se han explorado al principio de los años 80, cuando el primer MOSFET de potencia fue introducido. Sin embargo, la mayor parte de se han abandonado (por lo menos hasta hace poco tiempo) a favor de la estructura difundida vertical del MOS (VDMOS) (también llamada MOS Doble-Difundido o simplemente DMOS). La sección representativa de un VDMOS (véase el cuadro 1) demuestra la verticalidad del dispositivo: Puede ser visto que el electrodo de la fuente está colocado sobre el drenaje, dando por resultado una vertical actual del flujo principalmente cuando el transistor está en el en-estado. La “difusión” en VDMOS refiere al proceso de fabricación: los pozos de P (véase el cuadro 1) son obtenidos por un proceso de la difusión (realmente un proceso doble de la difusión para conseguir las regiones de P y de P+, por lo tanto el doble conocido difundido). Los MOSFETs de potencia tienen una diversa estructura que el MOSFET lateral: como con todos los dispositivos de energía, su estructura es vertical y no planar. En una estructura planar, los grados del voltaje de la corriente y de interrupción son ambos función de las dimensiones del canal (respectivamente anchura y longitud del canal), dando por resultado el uso ineficaz del “estado del silicio”. Con una estructura vertical, el grado del voltaje del transistor es una función del doping y del grueso de la capa epitaxial de N (véase la sección representativa), mientras que el grado actual es una función de la anchura del canal. Esto hace posible para que el transistor sostenga voltaje de bloqueo del colmo y de gran intensidad dentro de un pedazo compacto de silicio. Vale el observar de que existen los MOSFETs de potencia con la estructura lateral. Se utilizan principalmente en amplificadores audio high-end. Su ventaja es un comportamiento mejor en la región saturada (que corresponde a la región linear de un transistor bipolar) que los MOSFETs verticales. Los MOSFETs verticales se diseñan para los usos de la conmutación, así que se utilizan solamente adentro en o de estados. voltaje de bloqueo Las características del estado encendido (en-estado) Resistencia del estado encendido Fig.2: Contribución de las diversas piezas del MOSFET a la resistencia del en-estado. Cuando el MOSFET de potencia está en el en-estado (véase el MOSFET para una discusión sobre modos de la operación), exhibe un comportamiento resistente entre el drenaje y los terminales de origen. Puede ser visto en la fig 2 que esta resistencia (llamada RDSon para el “drenaje a la resistencia de la fuente en en-estado”) es la suma de muchas contribuciones elementales: RS es la resistencia de la fuente. Representa todas las resistencias entre el terminal de origen del paquete al canal del MOSFET: resistencia de los enlaces del alambre, de la metalización de la fuente, y de los pozos de N+; Rch. Ésta es la resistencia del canal. Es directamente proporcional a la anchura del canal, y para un tamaño dado del dado, a la densidad del canal. La resistencia del canal es uno de los contribuidores principales al RDSon de los MOSFETs de baja tensión, y el trabajo intensivo se ha realizado para reducir su tamaño de célula para aumentar la densidad del canal; El Ra es la resistencia del acceso. Representa la resistencia de la zona epitaxial directamente debajo del electrodo de puerta, donde la dirección de los cambios actuales de horizontal (en el canal) a la vertical (al contacto del drenaje); RJFET es el efecto perjudicial de la reducción de tamaño de célula mencionada arriba: las implantaciones de P (véase el cuadro 1) forman las puertas de un transistor parásito de JFET que tienden para reducir la anchura del flujo actual; El Rn es la resistencia de la capa epitaxial. Pues el papel de esta capa es sostener el voltaje de bloqueo, el Rn se relaciona directamente con el grado del voltaje del dispositivo. Un MOSFET del alto voltaje requiere una capa gruesa, bajodopada (es decir altamente resistente), mientras que un transistor de baja tensión requiere solamente una capa delgada con un nivel de doping más alto (es decir menos resistente). Consecuentemente, el Rn es el factor principal responsable de la resistencia de MOSFETs de alto voltaje; El RD es el equivalente de RS para el drenaje. Representa la resistencia del substrato del transistor (nota que la sección representativa en el cuadro 1 no está en la escala, la capa del fondo N+ es realmente el más grueso) y de las conexiones del paquete. compensación de la resistencia de la interrupción voltage/on-state fig 3: El RDSon del aumento de los MOSFETs con su grado del voltaje. Cuando en el OFF-state, el MOSFET de la energía es equivalente a un PERNO diodo (constituido por P + difusión, la capa epitaxial de la n y el substrato de N+). Cuando esta estructura altamente simétrica es reversible, los huecos de carga se extienden principalmente en el lado de el dopado luz, es decir sobre la capa n. Esto significa que esta capa tiene que soportar la mayor parte de el voltaje OFF-state (voltaje de drenaje a fuente) del MOSFET. Sin embargo, cuando el MOSFET está en el En-estado, esta capa n no tiene ninguna función. Además, como es una región ligero-dopada, su resistencia intrínseca es noinsignificante y agrega a la resistencia de Drenaje-a-Fuente del En-estado del MOSFET (RDSon) (ésta es la resistencia del Rn en la fig 2). Dos parámetros principales gobiernan el voltaje de interrupción y el RDSon del transistor: el nivel de doping y el grueso de la capa epitaxial de la n. Cuanto más gruesa es la capa y el más bajo su nivel de dopado, más alto es el voltaje de interrupción. En el contrario, el diluente de la capa y cuanto más alto es el nivel de dopado, más bajo es el RDSon (y por lo tanto más bajo son las pérdidas de la conducción del MOSFET). Por lo tanto, puede ser visto que hay una compensación en el diseño de un MOSFET, entre su grado del voltaje y su resistencia del En-estado. Esto es demostrado por el diagrama en ela fig 3. Diodo del cuerpo Puede ser visto en la fig 1 que la metalización de la fuente conecta las implantaciones de N+ y de P, aunque el principio de funcionamiento del MOSFET requiere solamente la fuente ser conectado con la zona de N+. Sin embargo, si fuera, esto daría lugar a una zona flotante de P entre la fuente y el drenaje N-dopados, que es equivalente a un transistor de NPN con una base no-conectada. Bajo ciertas condiciones (bajo alta corriente del drenaje, cuando el drenaje del en-estado al voltaje de la fuente está en la orden de algunos voltios), este transistor parásito de NPN sería accionado, haciendo el MOSFET incontrolable. La conexión de la implantación de P a la metalización de la fuente pone en cortocircuito la base del transistor parásito a su emisor (la fuente del MOSFET). Esta solución, sin embargo, crea un diodo entre el drenaje (cátodo) y la fuente (ánodo) del MOSFET, haciéndola solamente capaz de bloquear la corriente en una dirección. Operación de la conmutación fig 4: Localización de las capacitancias intrínsecas de un MOSFET de la energía. Debido a su naturaleza unipolar, el MOSFET de la energía puede cambiar en muy alta velocidad. De hecho, no hay necesidad de quitar los portadores minoritarios como con los elementos bipolares. La única limitación intrínseca en velocidad de la conmutación es debido a las capacitancias internas del MOSFET (véase fig 4). Estas capacitancias deben ser cargadas o ser descargadas cuando el transistor cambia. Esto puede ser un proceso relativamente lento porque la corriente que atraviesa las capacitancias de la puerta es limitada por el circuito externo del conductor. Este circuito dictará realmente la velocidad de la conmutación del transistor (si se asume que el circuito de potencia tiene suficientemente de baja inductancia). Las capacitancias En los datasheets de los MOSFETs, las capacitancias a menudo se nombran CISS (entrar capacitancia, el dren y el terminal de origen puesto en cortocircuito), Coss (capacitancia de salida, puerta y fuente puestas en cortocircuito), y Crss (capacitancia, puerta reversa y fuente puestas en cortocircuito). La relación entre estas capacitancias y thoses descritos más abajo es: Donde están respectivamente la puerta-a-fuente CGS, CGD y los CDES, puerta-adrenar y las capacitancias de la drenar-a-fuente (véase abajo). Los fabricantes prefieren cotizar CISS, Coss y Crss porque pueden ser medidos directamente en el transistor. Sin embargo, como CGS, CGD y los CDES están más cercano al significado físico, ellos serán utilizados en el restante de este artículo. Capacitancia de compuerta a fuente La capacitancia de CGS es constituida por la conexión paralela de CoxN+, de CoxP y de Coxm (véase fig 4). Mientras que las regiones de N+ y de P se dopan altamente, las dos capacitancias anteriores se pueden considerar como constante. Coxm es la capacitancia entre la puerta (del polysilicon) y el electrodo de la fuente (del metal), así que es también constante. Por lo tanto, es práctica común considerar CGS como capacitancia constante, es decir su valor no depende del estado del transistor. Capacitancia de puerta a drenaje La capacitancia de CGD se puede considerar como la conexión en serie de dos capacitancias elementales. Primer es la capacitancia del óxido (CoxD), constituida por el electrodo de puerta, el dióxido del silicio y la tapa de la capa epitaxial de N. Tiene un valor constante. La segunda capacitancia (CCDj) es causada por la extensión del espacio-carga zona cuando el MOSFET está en off-state (véase el voltaje de bloqueo de la sección). Por lo tanto, es dependiente sobre el dren al voltaje de la fuente. De esto, el valor de CGD es: La anchura del espacio-carga la región se da por donde está la constante dieléctrica el εSi del silicio, q es la carga del electrón, y N es el nivel de doping. El valor de CGDj se puede aproximar usando la expresión del condensador plano: Donde está el área AGD superficial del puerta-drenar el traslapo. Por lo tanto, viene: Puede ser visto que CGDj (y así CGD) es una capacitancia que el valor es dependiente sobre la puerta drenar voltaje. Mientras que este voltaje aumenta, la capacitancia disminuye. Cuando el MOSFET está en en-estado, CGDj se desvía, así que la puerta para drenar el restos de la capacitancia igual a CoxD, un valor constante. Capacitancia de drenaje a fuente Mientras que la metalización de la fuente traslapa los P-huecos (véase el cuadro 1), el drenaje y los terminales de origen son separados por una ensambladura del P-N. Por lo tanto, los CDES es la capacitancia de la ensambladura. Esto es una capacitancia no lineal, y su valor se puede calcular usando la misma ecuación que para CGDj. Otros elementos dinámicos Circuito equivalente de un MOSFET de potencia, incluyendo los elementos dinámicos (condensadores, inductores), de los resistores parásitos, el diodo del cuerpo. Las inductancias de empaquetado Para funcionar, el MOSFET se debe conectar con el circuito externo, la mayor parte del tiempo usando la vinculación del alambre (aunque se investigan las técnicas alternativas). Este el objeto expuesto de la conexión una inductancia parásita, que es de ninguna manera específico a la tecnología del MOSFET, pero tiene efectos importantes debido a su alta velocidad de la conmutación. Las inductancias parásitas tienden para mantener su constante actual y generar la sobretensión durante el transistor dar vuelta apagado, dando por resultado pérdidas de aumento de la conmutación. Una inductancia parásita se puede asociar a cada terminal del MOSFET. Tienen diversos efectos: la inductancia de la puerta hace que poco influencie (si se asume que lo es más bajo que algunos centenares de nano henrios), porque los gradientes actuales en la puerta son relativamente lentos. En algunos casos, sin embargo, la inductancia de la puerta y la capacitancia de la entrada del transistor pueden constituir un oscilador. Esto se debe evitar como él da lugar a pérdidas muy altas de la conmutación (hasta la destrucción del dispositivo). En un diseño típico, las inductancias parásitas se guardan bajo bastante para prevenir este fenómeno; la inductancia del drenaje tiende a reducir el voltaje del drenaje cuando el MOSFET se controla, así que reduce pérdidas. Sin embargo, como crea una sobretensión durante el tiempo de apagado, aumenta las pérdidas de tiempo apagado; la inductancia parásita de la fuente tiene el mismo comportamiento que la inductancia del drenaje, más un efecto de la regeneración que haga conmutación más larga, incrementa las perdidas por conmutación. o al principio de un excitamiento rápido, debido a la inductancia de la fuente, el voltaje en la fuente (en el dado) podrá saltar encima del voltaje de la puerta; el voltaje interno de VGS seguirá siendo bajo por un tiempo más largo. o al principio de un tiempo apagado rápido, fluye corriente con las disminuciones de la inductancia de la fuente agudamente, el voltaje que resulta a través de él es negativo (con respecto al plomo fuera del paquete) que levanta el voltaje interno de VGS, guardando el MOSFET encendido, y por lo tanto turn-off delaying. Los límites de la operación Bloquear la interrupción del óxido El óxido de la puerta es muy fino (100 nanómetro o menos), así que puede sostener solamente un voltaje limitado. En los datasheets, los fabricantes indican a menudo una puerta máxima al voltaje de la fuente, a alrededor 20 V, y a exceder este límite puede dar lugar a la destrucción del componente. Además, un alto voltaje de compuerta a fuente reduce perceptiblemente el curso de la vida del MOSFET, con poco a ninguna ventaja en la reducción de RDSon. Área de funcionamiento seguro El área de funcionamiento seguro de un MOSFET de potencia es limitado por los valores que no pueden ni deben ser excedidos Resistencia de drenaje a fuente En el en-estado (estado encendido), un MOSFET de potencia se comporta como un resistor. Esto significa obviamente que a un nivel de corriente de drenaje, el voltaje de drenaje a fuente es definido por este resistor. Voltaje maximo de drenaje a fuente Corriente máxima del drenaje a bajo al voltaje de drenaje a fuente, la corriete de drenaje es limitada solamente por la disipación de la energía. Sin embargo, cuando es de alto voltaje y de gran intensidad se aplican simultáneamente (esto se refiere a menudo como condiciones del cortocircuito), un fenómeno conocido como segunda interrupción puede ocurrir. Da lugar a un suitcheo de el transistor parásito de NPN (constituido por el contacto de la fuente de N, la difusión de P y el epi-layer de N), haciendo el MOSFET incontrolable. Temperatura máxima Tecnología Disposición Estructura celular Este MOSFET de potencia tiene una puerta endentada, con las células cuadradas La disposición de la puerta de este MOSFET se constituye de rayas paralelas. Según lo dicho arriba, la capacidad actual de un MOSFET de potencia es dictada por su anchura del canal. La anchura del canal corresponde a la tercera dimensión de la sección representativa visible abajo Por costo y tamaño, es importante guardar la superficie del dado del transistor tan bajo como sea posible. Por lo tanto, las optimizaciones para aumentar la anchura del canal en el área superficial (es decir aumentar la “densidad del canal”) se han desarrollado. Consisten principalmente en crear las estructuras celulares repetidas sobre el área entera del dado del MOSFET. Varias formas se han propuesto para estas células, el más famoso es el “Hexfet” del rectificador internacional (forma hexagonal). Otra manera de aumentar la densidad del canal es reducir la echada de la estructura elemental. Esto permite más células por el área superficial, y por lo tanto más anchura del canal. Sin embargo, como el tamaño de célula se contrae, llega a ser más difícil asegurar el contacto apropiado de cada célula. Superar esto, una estructura de la “tira” es de uso frecuente (véase la figura). Es menos eficiente que una estructura de la célula de la resolución equivalente en términos de densidad del canal, pero puede hacer frente a una echada más pequeña. Las estructuras MOSFET de potencia del P-substrato Un MOSFET del P-substrato (designado a menudo el PMOS) es un MOSFET con los tipos de doping opuestos (N en vez de P y de P en vez de N en la sección representativa en el cuadro 1). Se hace este MOSFET usando un P-tipo substrato, con un epitaxy del p. Mientras que el canal se sienta en una N-región, este transistor es controlado por una puerta negativa al voltaje de la fuente. Esto hace deseable en un convertidor del buck, donde uno de los terminales del interruptor está conectado con el alto lado del voltaje de entrada: con un N-MOSFET, esta configuración requiere para aplicar a la puerta un voltaje igual a Vin + a VGS, mientras que no se requiere ningún voltaje Vin excesivo con un P-MOSFET. La desventaja principal de este tipo de MOSFET es el funcionamiento pobre del enestado (encendido): utiliza los huecos como portadores de la carga, que tienen una movilidad mucho más baja que electrones. Pues la resistencia se relaciona directamente con la movilidad, un PMOS dado tendrá un RDSon tres veces más arriba que un NMOSFET con las mismas dimensiones. VMOS Esta estructura fue utilizada para los primeros dispositivos comerciales UMOS El UMOS tiene una puerta del foso. Se piensa para aumentar la densidad del canal haciendo la vertical del canal En esta estructura del MOSFET de potencia, el electrodo de puerta se entierra en un foso grabado al agua fuerte en el silicio. Esto da lugar a un canal vertical. El interés principal de la estructura es la ausencia del efecto de JFET. El nombre de la estructura viene de la forma U del foso. CoolMOS Especialmente para los voltajes más allá de 500V algunos fabricantes, lo más notablemente posible tecnologías de Infineon, han comenzado a utilizar un principio de la remuneración de la carga. Así la resistencia en la capa epitaxial como contribuidor más grande en MOSFETs de alto voltaje se puede reducir por un factor >5. Para complementar Transistores de Efecto de Campo de unión Metal Oxido Semiconductor (MOSFET's) El MOSFET es un dispositivo de 4 terminales y la corriente que circula internamente es controlada por un campo eléctrico. Los terminales son Fuente (Source), Compuerta (Gate), Drenaje(Drain) y el Sustrato (Sustrate) cuando está polarizada la compuerta (V=0), se cierran la uniones p-n ubicadas entre el drenaje y la fuente y por esto no hay flujo de corriente entre la fuente y el drenado. Cuando se le aplica a la compuerta un voltaje positivo con respecto a la fuente (la entrada y el sustrato son comunes), las cargas negativas en el canal son inducidas y comienza a circular corriente por el canal. De ahí en adelante la corriente es controlada por el campo eléctrico, este tipo de dispositivo es llamado transistor de efecto de campo de unión o JFET. El MOSFET ha reemplazado a los BJT en muchas aplicaciones electrónicas porque sus estructuras son mas sencillas y su costo es menor. Entre estos también se encuentran los MOSFET de canal n (nMOS), MOSFET de canal p (PMOS), MOSFET complementarios (CMOS), memorias de compuertas lógicas y dispositivos de carga acoplada (CCDs). El transistor de efecto de campo de Metal-Aislante-Semiconductor (MISFET) El cual es formado por un metal como es el Aluminio (Al) y un semiconductor como puede ser el Silicio (Si), Germanio (Ge) o el Arseniuro de Galio (GaAs) colocados entre un aislante como puede ser SiO2, Si3N4 o Al2O3. Si la estructura formada es Al- SiO2-Si también es llamada MOSFET aunque coincida con el MISFET. El MOSFET es muy usado en la fabricación de circuitos para microondas de alta escala de integración. Los MOSFET pueden ser tanto de canal n como de canal p. El MOSFET canal n consiste en un sustrato semiconductor tipo p levemente dopado, en la cuál dos secciones tipo n+ altamente dopados difunden como se muestra en la figura. Esas secciones tipo n+ que actúan como fuente (Source) y drenador (Drain) se encuentran separadas cerca de 0.5 m m (0.5-6 m). Una delgada capa de aislante de Dióxido de Silicio (SiO2) es colocada sobre la superficie de la estructura. El contacto metálico en el aislante es llamado compuerta (Gate). El polisilicón altamente dopado o una combinación de Siliciuro y polisilicón también pueden ser usados como el electrodo de compuerta. El funcionamiento de este dispositivo consiste en que cuando no se aplica ningún voltaje a la compuerta (Gate) de un MOSFET de canal tipo n, las conexiones entre el electrodo de la fuente (Source) y el electrodo del drenador (Drain) quedan interrumpidos, es decir, no circula corriente. Cuando se aplica un voltaje positivo (con respecto a la fuente) a la compuerta, las cargas positivas son depositadas en el metal de la compuerta, como consecuencia las cargas negativas es inducida en el semiconductor tipo p a la región del aislante semiconductor. Hay cuatro modos básicos d operación para los MOSFET's de canal n y de canal p y son los siguientes: Modo de enriquecimiento del canal (Normalmente OFF). Cuando el voltaje de compuerta es cero, la conductancia del canal es muy baja y este no conduce, es decir, se necesita un voltaje positivo para que el canal entre en conducción. Modo de vaciamiento del canal n (Normalmente ON). Si existe equilibrio en el canal, un voltaje negativo debe ser aplicado a la compuerta para extraer los portadores del canal. Modo de enriquecimiento del canal p (Normalmente OFF). Un voltaje negativo debe ser aplicado a la compuerta para inducir a que el canal conduzca. Modo de vaciamiento del canal p (Normalmente ON). Un voltaje positivo debe ser aplicado a la compuerta para extraer los portadores del canal y aislarlo. El MOSFET es frecuentemente usado como amplificador de potencia ya que ofrecen dos ventajas sobre los MESFET's y los JFET's y ellas son: En la región activa de un MOSFET en modo de enriquecimiento, la capacitancia de entrada y la trasconductancia es casi independiente del voltaje de la compuerta y la capacitancia de salida es independiente del voltaje del drenador. Este puede proveer una potencia de amplificación muy lineal. El rango de voltaje activo de la compuerta puede ser mayor porque los MOSFET's de canal n en modo de vaciamiento pueden operar desde la región de modo de vaciamiento (-Vg) a la región de modo de enriquecimiento (+Vg). Capacitancia en el MOSFET Dos capacitancias son importantes en un conmutador de encendido-apagado con MOSFET. Éstas son Cgs entre Gate y la fuente y Cgd entre Gate y drenaje. Cada valor de capacitancia es una función no lineal del voltaje. El valor para Cgs tiene solamente una variación pequeña, pero en Cgd, cuando ðDG haya pasado a través de cero, es muy significativa. Cualquier desprecio de estas variaciones crea un error substancial en la carga que es requerida en Gate que es necesaria para estabilizar una condición dada de operación. Encendido En la mayoría de los circuitos con MOSFET, el objetivo es encenderlo tan rápido como sea posible para minimizar las pérdidas por conmutación. Para lograrlo, el circuito manejador del gatillo debe ser capaz de alimentar la suficiente corriente para incrementar rápidamente el voltaje de gatillo al valor requerido. Apagado Para apagar el MOSFET, el voltaje gate-fuente debe reducirse en acción inversa como fue hecho para encenderlo. La secuencia particular de la corriente y el voltaje depende de los arreglos del circuito externo. Área segura de operación El área segura de operación de el MOSFET está limitada por tres variables que forman los límites de una operación aceptable. Estos límites son: 1. Corriente máxima pulsante de drenaje 2. Voltaje máximo drenaje-fuente 3. Temperatura máxima de unión. Pérdidas del MOSFET Las pérdidas de potencia del MOSFET son un factor tomado en cuenta para la selección de un dispositivo de conmutación. La elección no es sencilla, pues no puede decirse que el MOSFET tenga menores o mayores pérdidas que un BJT en un valor específico de corriente. Las pérdidas por conmutación en el encendido y apagado juegan un papel más importante en la selección. La frecuencia de conmutación es también muy importante. Esquema y Teoría de Operación del Puente-H con MOSFETs Este puente-H usa MOSFETs por una razón primordial - mejorar la eficiencia del puente. Cuando se usaban transistores BJT(transistores convencionales), éstos presentaban al activarse un voltaje de saturación de aproximadamente 1V entre EmisorColector. La fuente de alimentación era de 10V y estaba consumiendo 2V a través de los dos transistores necesarios para controlar la dirección del motor. Se probaron darlingtons etc... nada funcionó. Los transistores se calentaban demasiado - y no había sitio para ventilación. Se escogieron los MOSFETs porque tienen un resistor llamado RDS(on) que actúa al poner el transistor en funcionamiento. El RDS (on) es la resistencia entre Fuente y Drenador que presenta el transistor al activarse. Es bastante fácil comprar MOSFETs que tengan RDS(on) de valores my bajos de menos de 0.1 ohm. Esto significaría que con 4 amps, el voltaje bajaría a 0.4V por MOSFET, una mejora sustancial. Los MOSFETs que se seleccionó tenían RDS(on) de valores inferiores a 0.04 ohms, lo que mejoró sustancialmente la eficiencia. Realmente, cuando un MOSFET tiene un RDS(on) de valor bajo, presenta normalmente un valor de corriente elevado (típicamente del orden de 10-20 amps). Necesitabamos 4 amps de corriente continua y el MOSFET que escogí ofrece 25 amps. Naturalmente, cuanto más bajo es el valor del RDS(on), más caro es el MOSFET. BTW, ambos tipos de MOSFET están disponibles en encapsulado TO220. Los MOSFET funcionan aplicando un voltaje a la Puerta. A éste tipo de fucionamiento se le llama transconductancia. Cuando se aplica un voltaje positivo mayor que el voltaje ubral de Puerta, el MOSFET se activa (Q4 y Q6 - canal-N solamente). Los de canal-P funcionan en modo inverso. Es importante saber que además de ser extremadamente sensibles a la corriente estática, es importante tener en cuenta que si se deja la Puerta en circuito abierto (sin conectar) los transistores MOSFET se pueden autodestruir. La puerta es un dispositivo de alta impedancia (mas de 10megohms) y el ruido puede activar el MOSFET. Las resistencias R3, R4, R6, y R8 se han añadido a propósito para evitar la autodestrucción del MOSFET. Es muy importante montar primero estas resistencias antes de instalar el MOSFET. Después demontar estas resistencias, notarás que los MOSFET son dispositivos bastante estables. Además de forzar un determinado voltaje de Puerta para desactivar los MOSFETs, las resistencias añaden protección contra la corriente estática. Los diodos D1, D2, D3, y D4 devuelven EMF desde el motor a la fuente de alimentación. Algunos MOSFET (de hecho lamayoría) se fabrican con estos diodos ya incorporados, con lo que puede ser que su instalación no sea necesaria. Q1 y Q2 son transistores NPN que controlan el funcionamiento del motor. Modo parado Cuando A=0 y B=0, el motor está parado. R3 y R4 conectan las Puertas de Q3 y Q5 a un voltaje positivo respectivamente desactivando los MOSFETs. Modo inverso Cuando A=0 y B=1 (+5V), el motor opera en modo inverso. Q1 se desactiva y Q3 se desactiva a consecuencia de R3. Q2 se activa a causa del voltaje en B. El colector de Q2 conecta la Puerta de Q5 con tierra. Esto activa Q5 (El canal-P necesita mayor voltaje -ve que la fuente para activarse). El lado -ve del motor aumentará a +12V. R5 aumentará la Puerta de Q4 a +11V o lo que es equivalente, activará Q4. La conexión el Drenador de Q4 con tierra fuerza la conexión del lado +ve del motor con tierra. R7 también está conectado al lado +ve del motor, lo que conecta la Puerta de Q6 con tierra asegurando su desactivación.El camino seguido por la corriente del motor va de +12V a tierra pasando por Q5, el contacto -ve, el contacto +ve, y Q4. Modo Normal Cuando A=1 y B=0, el motor opera en modo normal. Q2 se desactiva y Q5 se activa debido a R4. Q1 se activa debido al voltaje en A y el Colector de Q1 va a tierra. Esto activa Q3 que eleva el voltaje del lado +ve del motor a +12V. R7 eleva el voltaje de la Puerta de Q6, activándolo. La presencia de R5 asegura la desactivación de Q4, cuando Q6 se desactiva. El camino seguido por la corriente del motor va de +12V a tierra pasando por Q3, el contacto +ve, el contacto -ve, y Q6. Modo NO PERMITIDO (o sólo permitido una vez) Si A=1 y B=1, entonces todos los MOSFETs se activan, provocando un desgaste de la de la fuente de alimentación . No serecomienda. El LED tricolor permite probar el circuito sin conectar el motor. El color del LED será verde para una dirección y rojo para laotra. Prueba muy útil. Los motores provocan mucho ruido eléctrico a causa del movimiento de las astas mientras está en marcha, y enormes deltas eléctricas al parar, ponerse en marcha, y especialmente al cambiar de dirección. C1 y C2 intentan suprimir los deltas de ruido. Las deltas negativas se neutralizan al conectar D1 y D4 a tierra y a la fuente de alimentación, respectivamente. Z1 intenta cortar las deltas positivas. Si es posible, intente mantener la fuente de alimentación del motor separada de la fuente de alimentación del resto del circuito, o bien utilize técnicas extremas de filtrado usando bobinas, diodos, y condensadores para filtrar el ruido del motor. A continuacion se muestra el diagrama esquematico del circuito: Figura 1.- Motor controlado por Mosfet con configuración Puente H ANEXOS MCT (MOS- Controlled Thyristor) El MCT es otro dispositivo semiconductor de potencia híbrido que combina los atributos del MOSFET y el tiristor. Recientemente se puso en disponibilidad en el mercado. El símbolo de éste dispositivo se muestra en la figura. Está integrado por 2 MOSFET's, uno de ellos enciende al tiristor y el otro lo apaga. Existen diversos tipos de estructuras, pero todas ellas coinciden existe un tiristor pnpn que determina las propiedades de conducción (y de bloqueo). También, todos los MCT's tienen integrados dos dispositivos MOS para controlar las propiedades de conmutación. Entre el ánodo A y el cátodo K existe una estructura pnpn que como ya se mencionó forma la estructura del tiristor del MCT. La región gate - ánodo está formada por más de 105 celdas. Este largo número de celdas provee superficies cortas de largas secciones transversales para una rápida y uniforme conmutación de corriente. Dentro de la región ánodo - gate existen dos MOSFET's. Uno de ellos es un canal p, tipo pnp que es usado para el encendido y el otro es un canal n, de tipo npn que es usado para el apagado. Existen otras regiones p-pn+ que producen el encendido y el apagado del MCT. La estructura descrita aquí es muy general y no muestra que solo el 4 por ciento de las celdas que posee el MOSFET sirven para el encendido. En su operación, si el cátodo K es positivo con respecto al ánodo, no importando la polarización del gate, el MCT va a caer a un voltaje muy bajo, ésta situación debe ser evitada. Si el ánodo A es positivo con respecto al cátodo K, y no existe un voltaje en le gate, el MCT permanece en estado de apagado hasta que un voltaje de ruptura es alcanzado cuando una avalancha de ruptura ocurre. En la práctica una pequeña corriente de fuga IA leak existe en el estado de bloqueo hasta que la ruptura suceda y el dispositivo se encienda. Si el ánodo es positivo con respecto al cátodo y un voltaje negativo es aplicado al gate, el MCT se enciende. La caída de voltaje VMCT (ON) es muy pequeña y varía desde 0. 7 V sin carga hasta 1.1 V a plena carga. La corriente de ánodo es limitada solo por el valor de la impedancia de la carga. Si el MCT está encendido, la aplicación de un voltaje positivo en el gate, regresa al dispositivo al estado de apagado hasta que un voltaje negativo en el gate es aplicado. Debido a que el tiempo de apagado del MCT es muy bajo (cerca de 1.5 s) y que posee un elevado di/dt (1000 A/s) y dv/dt ( 5000 V/s), éstas características superiores lo convierten en un dispositivo de conmutación ideal y posee un tremendo potencial para aplicaciones en motores de media y alta potencia, así como en distintas aplicaciones en la electrónica de potencia. Transistor de Inducción Estática (SIT) El Dispositivo mas importante bajo desarrollo es el transistor de inducción estatica (SIT) mostrado esquemáticamente en la figura 1. El SIT es un dispositivo portador mayoritario (unipolar) en el que el flujo de electrones de la fuente a el drenaje es controlado por un potencial de barrera en el semiconductor de dos dimensiones con forma de silla de montar entre las compuertas metálicas.Si el dopado y las dimensiones laterales son escogidas adecuadamente, la altura del potencial de barrera sera modulado por la compuerta y el dranje. Debido a que la corriente se incrementa exponencialmente conforme la barrera es disminuido, las caracteristicas de la salida del SIT son usualmente no saturadas o “de manera de triodo”, por ejemplo pareciendose a un triodo de tubo al vacio.El SIT es importante como un dispositivo de microondas a bahas frecuencias en GHz porque este entrega potencia extremadamente alta por unidad de area. Figura 1. Seccion transversal de un transistor de union estática (SIT). Los electronesfluyen de la fuente a el drenaje través de un “punto ensillado” de potencialelectrostatico entre los electrodos de compuerta. La fabricación del SIT requiere un grabado anistrópico de pared recta de zanjas de 2 -3 µm de profundidad usando una grabado reactivo de ion (RIE, por sus siglas en ingles) seguida por una deposición de Metalizacion de Shottky en la zanja del fondo sin cubrir la zanja lateral. Las dimensiones laterales entre las zanjas de compuerta oscilan en el orden de 0.5 - 1.5 µm . Los contactos de baja resistencia ohmica son establecidos a las regiones de la fuente en el techo de las uniones. La figura 2 (debajo) muestra una foto SEM de un SIT completo teniendo una ancho de unión de 1µm y una longitud total de union de 1 cm(100 dedos). Para mas claridad , esta foto ha sido tomada antes de la deposición de las conexiones del puente de aire de la fuente. Caracteristcas experimentales estaticas VI son mas pequeñas en el SIT mostrado en la figura 3 . El maximo voltaje de drenaje es de 250 volts, la corriente de encendido en la rodilla es casi 80 mA/mm y la ganacia de bloqueo es aproximadamente 10. Estos valores son comparables a la mejor literatura reportada para un SIT. Figura 2. Foto SEM de una gran area experimental de un dispositivo SIT fabricado en el laboratorio.Los “dedos” de union son 1µm de ancho y 100 µm de largo. Figura 3. Caracteristicas VI medidas de un SIT experimental.El voltaje de compuerta cambia desde cero(arriba de la curva) a 18 V ( debajo de la curva) en cambios de 2V.La escaka Horizontal es de 20 V / div. El maximo voltaje de drenaje mostrado enla foto es de 200 V . Para alcanzar operación a altas frecuencias , es necesario escalar agresivamente la escala de la unión anchar las zanjas, incrementar el dopado de la región del canal y minimizar capacitancias parásitas. La figura 4 muestra otra fotografía SEM de la banda C del SIT recientemente fabricado en el laboratorio. El ancho de unión y los anchos de las zanjas son 0.5µm cada uno. Los contactos de la fuente son formados por una interconexión de puente de aire para minimizar capacitancias parasitas. Este dispositivo exhibió una frecuencia de 7 GHz , el valor mas alto hasta ahora reportado para un SIT. Una grafica de corrientes a señal baja contra frecuencia es mostrada en la figura 5